CN104767495A - Sigma-delta调制设备和sigma-delta调制功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及sigma-delta调制设备和sigma-delta调制功率放大器。为了抑制宽频带中的噪声产生，以及为了抑制时钟速度在sigma-delta调制设备和sigma-delta调制功率放大器中升高。sigma-delta调制器根据预先给定的时钟为来自数字调制器的数字输出创建sigma-delta调制信号。阈值比较器指出来自数字调制器的数字输出的电平高于预定阈值的部分，并且发送得到的输出。替换单元用来自对应的疏化单元的输出替换被指出的部分。滤波单元对来自替换单元的输出执行带阻滤波处理，并且数模转换器(D/A)对来自滤波单元的输出执行数模转换。

Description

SIGMA-DELTA调制设备和SIGMA-DELTA调制功率放大器
技术领域
本发明涉及可以用于数字移动通信和移动电话的功率放大器，并且更具体地涉及与可以应用sigma(西格玛)-delta(德耳塔)调制信号的功率放大器相关的sigma-delta调制设备，并且涉及使用该sigma-delta调制设备的sigma-delta调制功率放大器
背景技术
单个移动电话(诸如智能电话)可适应第三代(3G)中的宽带CDMA(W-CDMA)和CDMA2000通信方法、以及第四代(4G)中的长期演进(LTE)通信方法两者是优选的。覆盖多个频带以在全世界很多区域中工作同样是优选的。用于这种类型的移动电话的功率放大器(PA)需要对具有不同峰均功率比(PAPR)的信号进行操作、在不同的频率处工作、以及在不同的工作频带中工作。此外，由于功率放大器通常消耗很大功率，所以它还需要是高效的。此外，功率放大器需要更线性地工作以满足标准化的失真。
功率放大器的效率与线性工作具有深厚的关系。为了获得高线性而降低效率。即，随着要放大的信号的PAPR变大，需要更高的线性且工作效率必然降低。上面W-CDMA和CDMA2000中的信号的PAPR为约3.5dB，但是LTE中的SC-FCDMA中的PAPR为约8dB。如果将载波聚合(CA)(将在LTE中考虑其标准化)用于来自终端的传输(即，用于上行链路)，则PAPR根据要捆绑的频带的数量而变化。
不同的功率放大器已经被传统地用于不同的应用，以适应复杂信号结构。必然地，这需要很多功率放大器被安装在小型终端中，并且由此给使得移动电话紧凑的需求强加了压力。
这种情况给通信LSI的整个结构带来了很多负担，因此正在研究通过利用软件从而可以适应所有通信方法的无线单元。这里所需要的功率放大器是能够覆盖所有独立于通信方法的应用的单个功率放大器。
作为满足这一需求的传统功率放大器，开关型功率放大器的研究正在进行。开关型功率放大器是有优势的，因为该功率放大器总是执行饱和操作从而可以使得效率很高。但是，所有用于移动电话的当前信号都具有幅度方向的信息，放大特定幅度是不可能的。因此，正在研究在开关型功率放大器中使用已经应用了sigma-delta调制的信号。在例如专利文献1“Digitally Controlled Oscillation Device”(日本未审查专利申请公开No.2013-089997)中，尝试通过优化振荡时钟的设置分辨率来减少宽带噪声。在专利文献2“HighFrequency Amplifier and Efficiency Increasing Method”(日本未审查专利申请公开No.2011-041002)中，提出了通过优化开关功率放大器的负载来提升开关效率的尝试。这些尝试是通过利用脉冲密度调制(PDM)来传输幅度方向的信息。这使得不需改变就能使用开关功率放大器，所以可以期望高效的工作。
现有技术文档
专利文献
[专利文献1]日本未审查专利申请公开No.2013-089997
[专利文献2]日本未审查专利申请公开No.2011-041002
发明内容
但是，使用sigma-delta调制信号的传统功率放大器具有如下所述的一些问题。
第一个问题涉及频谱的扩展。图2示出了传统sigma-delta调制器的典型输出频谱。该图示出了在sigma-delta调制之后的基带的输出频谱。该信号被上变频到射频，并且被功率放大器放大。图2示出了信号是具有20MHz带宽的作为LTE上行链路信号的SC-FCDMA的情况。除用传输信号TxSg标记的部分之外，该图中的所有部分都表示由sigma-delta调制导致的数字噪声。在靠近传输频带的部分中该噪声较低；随着频率失谐变大，噪声电平升高。如果射频被上变频，则噪声以传输信号为中心的低频区域和高频区域两者中基本对称地出现。在频分双工(FDD)通信方法的情况下，如果该噪声的区域与接收频带重叠，则发生接收干扰。此外，相邻信道漏泄功率(ACP)可能根据调制参数的设置而升高。
第二个问题是，由于能量被分配给宽频带上的噪声分量，所以分配给传输信号的能量减少；结果，功率放大器的效率降低。
第三个问题涉及sigma-delta调制中使用的时钟的频率。在sigma-delta调制中，sigma-delta调制输出的脉冲密度根据要调制的信号(后面描述的包络)的微分值而变化。一般地，需要约50倍包络频率作为要在sigma-delta调制中使用的时钟。在LTE全频带通信的情况下，例如20MHz的带宽(BW)是包络频率，所以高达该带宽的50倍的时钟频率是1GHz。为了实现该时钟，因此存在很多限制，诸如时钟的精度和电流消耗(current draw)。
第四个问题是，需要开关功率放大器作为设置在sigma-delta调制设备之后的级的功率放大器。即，为了使得功率放大器精确地传递作为sigma-delta调制输出的高速脉冲，需要将设置在作为功率放大器的一部分的半导体附近的匹配电路(用线圈、电容等形成)的时间常数减少到较小值。因此，需要已经为其调整这些的专用开关功率放大器。
上述专利文献1和2中描述的传统技术可以被进一步改进，以满足实际使用所需的功率放大器的性质。
发明人认识到能够解决上述问题的sigma-delta调制功率放大器和sigma-delta调制设备的必要性。
本发明的一个实施例中的sigma-delta调制设备包括：阈值比较器，所述阈值比较器将一索引给予来自数字调制器的数字输出的电平高于预定阈值的部分，并且发送得到的输出，所述数字调制器被配置为创建数字通信中的数字传输信号；sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器根据预先给定的时钟对于来自数字调制器的数字输出创建作为PDM调制脉冲的sigma-delta调制信号；替换单元，所述替换单元用来自对应的疏化单元的输出替换已经给予所述索引的部分，该部分是来自阈值比较器的输出的一部分；滤波单元，所述滤波单元通过数字滤波器对来自替换单元的输出执行带阻滤波处理；以及D/A转换单元，所述D/A转换单元对来自滤波单元的输出执行数模转换。
本发明的一个实施例中的sigma-delta调制功率放大器包括：包络创建单元，所述包络创建单元从创建数字通信中的数字传输信号的数字调制器接收调制输出I和Q，并且输出其包络分量；相位创建单元，所述相位创建单元接收调制输出I和Q并且创建它们的相位分量；sigma-delta调制设备，所述sigma-delta调制设备接收来自包络创建单元的输出；混合器，所述混合器通过利用来自sigma-delta调制设备的输出和来自相位创建单元的输出来创建sigma-delta正交调制信号；以及功率放大器，所述功率放大器接收来自混合器的输出并且将所述输出放大为希望的输出；所述sigma-delta调制设备包括：阈值比较器，所述阈值比较器将索引给予来自包络创建单元的输出的电平高于预定阈值的部分，并且发送得到的输出；sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器根据预先给定的时钟对于来自数字调制器的数字输出创建作为PDM调制脉冲的sigma-delta调制信号；疏化单元，所述疏化单元以预先指定的比例去除从sigma-delta调制器输出的PDM调制脉冲；替换单元，所述替换单元用来自对应的疏化单元的输出替换已经给予索引的部分，该部分是来自阈值比较器的输出的一部分；滤波单元，所述滤波单元通过数字滤波器对来自替换单元的输出执行带阻滤波处理；以及D/A转换单元，所述D/A转换单元对来自滤波单元的输出执行数模转换。
根据本发明的这些实施例，可以抑制宽区域中的噪声产生，并且抑制时钟速度升高，因为只在包络高的部分中将sigma-delta调制应用于传统sigma-delta调制功率放大器，并且移除了某些调制脉冲以防止高速度。另一个效果是，可以使用传统功率放大器而不是专用开关功率放大器。
附图说明
图1是此实施例中的sigma-delta调制设备的框图。
图2示出了传统sigma-delta调制器的典型输出频谱。
图3(a)至3(c)示出了图1中的功率放大器的工作。
图4(a)示出了在未使用此滤波器的情况下信号S3的频谱，并且图4(b)示出了由此滤波器滤波之后的频谱。
图5是示出使用图1中示出的sigma-delta调制设备的功率放大器的结构的第一个例子的框图。
图6是示出使用图1中示出的sigma-delta调制设备的sigma-delta调制功率放大器的结构的第二个例子的框图。
图7(a)示出了线性化器(LIN)被设置在功率放大器前面的级中的功率放大器(PA)的结构，并且图7(b)示出了功率放大器的输入/输出特性，以示出通过使用线性化器而获得的效果。
图8示出了使用数字前置补偿器作为线性化器(LIN)的sigma-delta调制设备的结构的例子。
图9(a)示出了表示相邻信道漏泄功率比(ACPR)[dBc]和输出(Pout)[dBm]之间的关系的四条曲线，并且图9(b)示出了为获得此关系而执行的仿真中使用的参数。
图10示出了表示输出(Pout)[dBm]和效率(％)之间的关系的三条曲线。
图11示出了表示误差矢量幅度(EVM)的数据的三条曲线。
图12(a)和12(b)示出了表示来自此实施例中的sigma-delta调制功率放大器和传统sigma-delta调制功率放大器的输出的频谱特性的曲线。
具体实施方式
如下，将详细描述本发明的实施例。
图1是示意地示出此实施例中的sigma-delta调制设备的结构的框图。在图1中，此sigma-delta调制设备(Σ-ΔMOD)24配置有时钟发生器(Clk)12、sigma-delta调制器(Σ-Δ)13、阈值比较器(Vth)14、疏化(thinning)单元15、替换单元16、数字带阻滤波器(BEF_D)17和数模转换器(D/A)19。sigma-delta调制设备24从数字调制器(DM)11接收输出信号S1。
数字调制器(DM)11创建数字通信中的数字传输信号S1。数字调制器11的输出包括稍后被上变频到射频的包络分量。在此实施例中，当使用LTE时数字调制器11包括傅里叶逆变换器(IFFT单元)并且当使用CDMA时包括基带滤波器，其是滚降滤波器。在附图中，来自它们的输出被表示为信号S1。当使用LTE时，以QPSK或16QAM作为要使用的数字调制方法来执行子载波调制。但是，还可以使用诸如BPSK或64QAM的其它方法。
图1中的sigma-delta调制设备24可以使用第一和第二正交输出I和Q(其是来自数字调制器11的输出)中的一个作为信号S1。
来自数字调制器(DM)的数字信号S1分支成两部分，其中一部分被输入sigma-delta调制器13，并且其中另一部分被输入阈值比较器(Vth)14。
sigma-delta调制器13根据来自时钟发生器12的时钟clk对于两个分支中的一个的输入创建传统sigma-delta调制信号，并且输出sigma-delta调制信号。在此例中，通过利用具有高达信号S1的频率的50倍的频率的时钟来执行sigma-delta调制获得信号S2。更具体地，在上面使用具有50倍频率的时钟的sigma-delta调制中，来自数字调制器11的输出被存储在存储器(未示出)中，并且在外插处理中增加波形电压，之后执行sigma-delta调制处理。由于此处理可以由软件执行，所以在实际实践中不需要具有50倍频率的时钟。
在LTE中，例如IFFT大小是2048，所以一帧包括2048个点的模拟信号(用量化的数字比特形成的模拟信号)被输出。由于在没有改变的情况下不能通过利用具有50倍频率的时钟对此信号执行sigma-delta调制，所以点的数量被增加到50倍。作为用于此增加的方法，各点之间的内插(所谓的样条内插)被执行。在此实施例中，通过根据关于每个点的信息创建正弦波并且增加该正弦波来创建内插信号。除此内插之外，可以使用线性内插、三次函数内插等。需要的存储器的大小为约100千字节(由于2048字节是2千字节，所以它的50倍大小为100千字节)。
在传统sigma-delta调制中，已经将2048点数据进行了D/A转换，并且已经使得到的数据通过LPF以获得模拟数据，之后已经利用具有50倍频率的时钟将模拟数据进行了A/D转换。此时，sigma-delta调制电路以匹配A/D转换的定时的时间工作。因此，需要在约1GHz处的处理。
阈值比较器(Vth)14将两个分支中的另一个的输入的信号电平和预设阈值Vth比较。阈值比较器(Vth)14将一索引给予信号电平高于阈值Vth的部分，并且发送得到的输出。例如，阈值比较器(Vth)14检测信号S1的绝对值大于Vth的范围并且标记该范围。可以使用例如使用索引信号的简单方法作为标记方法。替代地，对于信号电平高于阈值Vth的时段可以创建信号“1”(例如高电平输出信号)，而对于其它时段可以创建信号“0”(例如低电平输出信号)。然后，替换单元16可以根据这些信号选择性地选择信号S1和来自疏化单元15的信号。
通过综合考虑失真、高效输出和误差矢量幅度(EVM)的值来确定阈值Vth的值。
疏化单元15执行处理以预先指定的比例从来自数字调制器11的脉冲成形的输出中去除脉冲。例如，疏化单元15从规定数量的脉冲(在下面的例子中是10个脉冲)中去除一个脉冲。
根据指示已经给予了索引的部分的信号(从阈值比较器14输出的信号)，替换单元16用来自对应的疏化单元15的输出替换由信号S1指示的部分。
数字带阻滤波器(BEF_D)17是以这样的方式工作的数字滤波器：如果从替换单元16接收的输出在规定频带中，则阻止该输出通过，而如果该输出在其它频带中，则允许该输出通过。
数模转换器(D/A)19对来自数字带阻滤波器(BEF_D)17的输出执行数模转换。
接下来，将参考图3(a)至3(c)描述图1中的功率放大器的工作。图3(a)示出了从sigma-delta调制器13输出的信号S2的PDM调制脉冲波形。为了方便起见，还通过在PDM调制脉冲波形(信号S2)上重叠信号S1的波形来用虚线表示要调制的信号S1的波形。通过利用具有高达信号S1(包络分量)的频率的50倍的频率的时钟来执行sigma-delta调制获得信号S2。发现在PDM调制脉冲波形中，脉冲密度在信号S1大幅改变的部分中较高，而在改变小的部分中较低。
图3(b)示出了这样的情况：当阈值比较器14对信号S1应用正负阈值(电压)+Vth和-Vth时，来自sigma-delta调制器13的输出只在信号S1的绝对值超过Vth的时段期间有效。只在要与阈值比较器14的阈值比较的电压的绝对值为Vth或更大的部分中执行sigma-delta调制。在此例中，Vth被设置为0.7V，所以在要比较的电压为0.7V或更低的部分中没有执行sigma-delta调制。
图3(c)示出了从替换单元16输出的信号S3的波形。在图3(c)中，用信号S1替换除PDM调制脉冲波形有效的时段之外的时段中的信号S2的部分(在图3(b)中示出)，并且以规定比例去除有效时段中的PDM调制脉冲。图3(c)示出了图3(b)中的脉冲已经被减少到十分之一的例子。附图表示脉冲的数量已经被减少的状态。如果用来执行疏化的值为10，则每第十个脉冲被留下并且对所有其它脉冲嵌入1或-1。这里，+/-1是相当于脉冲的幅值的值。在图3(c)中的情况下，此幅值被设置为1.8V。使用稍大于信号S1(包络分量)的最大值的值作为此值。
为了方便起见，图3(b)中的结构被描述为表示只在包络电压的绝对值为Vth或更大的部分中执行sigma-delta调制。即，在此结构中，首先执行“替换”，之后执行“疏化”。但是，该结构可以是这样的：在已经执行疏化之后执行替换，如图1中的框图所示。
以这种方式获得的信号S3通过数字带阻滤波器(BEF_D)17。此滤波器可以被安装为例如FIR滤波器。将参考图4(a)和4(b)描述此操作。图4(a)示出了在未使用数字带阻滤波器(BEF_D)17的情况下信号S3的频谱，并且图4(b)示出了由数字带阻滤波器(BEF_D)17滤波之后的频谱。此滤波器截断紧邻传输频带(TxSg)的频带的分量。要截断的频带约为传输带宽。此操作的目的是减少根据功率放大器的非线性而产生的相邻信道漏泄功率。
将简略地描述此频谱分量。在sigma-delta调制期间，在传输信号附近的分量处于低电平。在此实施例中，只在包络为Vth或更大的部分中执行sigma-delta调制并且还执行疏化，所以脉冲密度降低。结果，当与传统sigma-delta调制比较时，在传输频带附近的频谱升高。如果此分量被截断，则在再现期间信息丢失。此丢失表现为包络为Vth或更大的部分的丢失。这导致传输频带中的不完全解码信号。一般地，用EVM规定这种不完全的量。在3GPP标准中，此量需要为17％或更小(在QPSK的情况下)。
由于功率放大器的非线性，估计EVM会升高。但是，在此实施例中，已经经过sigma-delta调制的信号被放大，所以实质上没有功率放大器的非线性导致的EVM劣化。即使进行设置使得由上面的信号丢失导致的EVM劣化落在标准的范围内，也不再有劣化因素了。从而，整体上满足了对解码特性的要求。
由于在此实施例中疏化单元15的效果导致脉冲密度降低，所以可以使用已经被传统地使用的功率放大器，而不需要在后面的级上使用特定开关功率放大器。即，虽然通过利用功率放大器传递传统sigma-delta调制信号要求具有1-GHz开关脉冲的操作，但是在此实施例中的方法中，100MHz的开关是足够的。这使得能够使用开关特性不高的功率放大器。这意味着即使在传统方法的通信中使用的功率放大器与此实施例中的方法混合，也不需要另外的功率放大器，所以可以实现更通用的方法。
通过数字处理执行直到数字带阻滤波器(BEF_D)17的所有上面描述的处理。此数字信号被数模转换器(D/A)19转换成模拟信号，并且被输入到后面的级上的功率放大器。
图5是示出使用图1中示出的sigma-delta调制设备24的功率放大器的结构的第一个例子的框图。
功率放大器包括包络创建单元(Env)22、相位创建单元(相位)23、sigma-delta调制设备24、混合器(MIX)26和功率放大器(PA)27，所述包络创建单元(Env)22从创建数字通信中的数字传输信号的数字调制器(DM)21接收调制输出I和Q，并且输出它的包络分量，所述相位创建单元(Phase)23类似地接收调制输出I和Q并且创建它们的相位分量，所述sigma-delta调制设备24从包络创建单元(Env)22接收输出，所述混合器(MIX)26通过利用来自sigma-delta调制设备24的输出和来自相位创建单元(Phase)23的输出来创建sigma-delta正交调制信号，所述功率放大器(PA)27接收sigma-delta正交调制信号并且将其放大为希望的输出。在此实施例中，对于混合器(MIX)26的两个输入中的一个插入延迟电路25，以在幅度信号(包络)和相位信号(相位分量)之间建立时间上的同步。
可以通过分别利用下面的公式(1)和(2)，根据来自数字调制器(DM)的第一和第二正交输出I和Q计算包络分量Env和相位分量Phase。
Env＝√(I2+Q2)       公式(1)
Phase＝tan-1(Q/I)       公式(2)
由图1中示出的sigma-delta调制设备24对Env分量执行sigma-delta调制。通过利用乘法单元(MIX)26将来自sigma-delta调制设备24的输出乘以来自相位创建单元(Phase)23的输出以组合它们来创建正交信号，该正交信号被输入到功率放大器(PA)27。作为防止Env信号和Phase信号之间出现时间延迟的时间调整机构，如上所述的延迟电路25可以被插入一条路径中。在图5中的结构中，延迟电路25被插入Phase的路径中。
接下来，图6示出了使用图1中示出的sigma-delta调制设备24的功率放大器的结构的第二个例子。在图5中示出的sigma-delta调制功率放大器的第一个例子中，已经执行了sigma-delta调制的幅度分量和相位分量被通过不同路径输入到功率放大器，所以它们之间需要时间同步。
在图6中的结构中，准备具有相同结构的两个sigma-delta调制设备24对来自数字调制器21的正交输出I和Q执行相同的处理。当sigma-delta调制设备24被应用于后面描述的功率放大器时，输出I和Q被输入正交调制器(QM)30以将它们上变频到射频，之后利用功率放大器27执行放大。
图6中的sigma-delta调制功率放大器具有数字调制器(DM)21、第一和第二sigma-delta调制设备24、正交调制器(QM)30和功率放大器(PA)27。第一和第二sigma-delta调制设备24每个接收数字调制器(QM)21的两个数字输出I和Q。正交调制器(QM)30从第一和第二sigma-delta调制设备24接收输出作为第一和第二正交分量，并且对它们执行正交调制。正交调制器(QM)30具有包括第一和第二乘法器31和33、振荡器32和加法器34的已知结构。功率放大器(PA)27从正交调制器(QM)30接收输出，并且将该输出放大为希望的输出电平。
在此实施例中，对正交输出I和Q中的每一个执行上面的实施例中的sigma-delta调制。从而，在包络分量和相位分量的乘法中时间同步变成不必要的。对于传统sigma-delta调制，这种类型的时间同步是必要的，并且此同步需要高精度。如果同步不完全，则信号的恢复变得困难。在此实施例中，可以避免此困难。
接下来，将参考图7(a)、7(b)和8描述sigma-delta调制功率放大器的第二结构。
图7(a)示出了线性化器(LIN)18被设置在功率放大器(PA)27前面的级中的功率放大器的结构。已经存在很多关于线性化器18的报告。图7(b)示出了功率放大器的输入/输出特性，以示出通过使用线性化器18而获得的效果。即，此功率放大器对其饱和输出执行线性操作，并且对饱和输出执行修剪(clipping)操作，如图7(b)中的虚线曲线所示。
即使在未使用线性化器18的传统sigma-delta调制中，如果时钟处于高速并且它的过渡区域耗费特定时间或者如果功率放大器的开关速度慢，则由于功率放大器的非线性的影响导致在邻近传输频带的频率范围中产生失真分量。从而，提出了使功率放大器线性化以减少失真的方法。但是，在sigma-delta调制功率放大器方面没有关于此方法的具体报告。
在此实施例中的sigma-delta调制设备中，如图3(c)所示，信号S3的包络的不高于Vth的部分包括模拟信号，所以如果功率放大器具有非线性特性，则它直接产生失真。如果功率放大器被线性化，则获得了抑制失真的效果。
图8示出了使用数字前置补偿器作为线性化器(LIN)18的sigma-delta调制设备24a的结构的例子。即，在图1中示出的sigma-delta调制设备24中，使在后面的级上的功率放大器27线性化的基于数字前置补偿器的线性化器(LIN)18被设置在数字带阻滤波器(BEF_D)17和数模转换器(D/A)19之间。可以使用传统方法中的前置补偿器(诸如查找表类型的前置补偿器或者逼近多项式类型的前置补偿器)作为数字前置补偿器。在D/A输出单元中提供低通滤波器(LPF_A)20以去除由D/A转换器引起的噪声。
将参考图9(a)、9(b)、10、11、12(a)和12(b)描述此实施例的特性和效果。
图9(a)示出了表示相邻信道漏泄功率比(ACPR)[dBc]和输出(Pout)[dBm]之间的关系的四条曲线。所述四条曲线对应于(1)使用线性化的功率放大器(PA)的此实施例、(2)使用未线性化的功率放大器(简单放大)的情况、(3)使用传统sigma-delta调制的情况、以及(4)使用线性化的功率放大器的简单放大。
图9(b)示出了为获得此关系而执行的仿真中使用的参数。在此实施例中，图1中的时钟clk的值相当于50倍过采样并且脉冲疏化比例为十分之一。即，对具有20MHz的信号带宽的LTE信号执行相当于1GHz的过采样，并且实际sigma-delta调制是相当于100MHz的处理。Vth是0.3V并且在转换为数字形式的最大电压为1.8V(如图3)。
图10示出了表示输出(Pout)[dBm]和效率[％]之间的关系的三条曲线。所述三条曲线对应于(1)使用线性化的功率放大器(PA)的此实施例、(2)使用未线性化的功率放大器(简单放大)的情况、以及(3)使用传统sigma-delta调制的情况。
在图9(a)中的ACPR示图中，来自各种功率放大器的输出在作为3GPP标准的-35dBc或更低处被比较。当利用此功率放大器放大LTE信号时，其输出为23.2dBm。从图10可以看出，此时效率为21％。这是因为PAPR比CDMA2000中的PAPR高5dB或者更多。当功率放大器被线性化时，其输出为24.7dBm并且效率为约25％。因此，发现此功率放大器在没有改变的情况下不能用于LTE。
但是当功率放大器进行传统sigma-delta调制时，其输出为22.1dBm并且未能获得更高的输出，如图9(a)所示。这是因为达到了饱和电压。在sigma-delta调制的情况下，功率放大器一直在其饱和电压工作，所以保持了固定输出。但是由于频谱在宽频带上扩展，所以信号分量限于全部输出的一部分。此结果反映了这一点的影响。如图10所示，效率保持为高达10％。在此实施例中，输出达到27.5dBm(图9(a))并且效率达到36％(图10)，所以可以说功率放大器能够基本经得起实际使用。
图11示出了表示误差矢量幅度(EVM)的数据的三条曲线。所述三条曲线对应于(1)使用线性化的功率放大器的此实施例、(2)使用未线性化的功率放大器(简单放大)的情况、以及(3)使用传统sigma-delta调制的情况。当利用此功率放大器放大LTE信号时，EVM在23.2dBm的输出处为2.2％。在传统sigma-delta调制的情况下，保持1％或更小。但是在此实施例中，EVM在27.5dBm的输出处为约10％。这取决于如上所述包络高的部分中的恢复的不完全性。但是在3GPP标准中，只需要满足17％或更小。此实施例满足这个要求。
图12(a)和12(b)示出了表示来自此实施例中的sigma-delta调制功率放大器和传统sigma-delta调制功率放大器的输出的频谱特性的曲线。这些附图示出了此实施例中的结果，并且为了比较的目的还示出了使用传统sigma-delta调制功率放大器的情况和不执行任何信号处理的情况的结果。这些附图基于仿真。所使用的功率放大器是实际用于CDMA2000的功率放大器。它由具有InGap发射极的两个GaAs HBT构成。实际测量了其AM-AM AM-PM和效率特性，并且执行了仿真。使此实施例中的线性化的功率放大器和未线性化的功率放大器的饱和输出相同。
图12(a)和12(b)中的曲线图的横轴表示直到400MHz的失谐点。图12(a)和12(b)中的曲线图中的输出不同。在图12(a)中示出的传统sigma-delta调制中的输出中，当失谐增大时噪声电平升高。在400MHz的失谐点处，噪声电平从信号附近升高30dB，并且与信号电平的差减少到仅5dB。当失谐进一步增大时，噪声电平进一步升高。
在12(b)中示出的本实施例中，没有出现噪声电平的升高。此图中左端处的信号区域附近的凹陷由数字带阻滤波器(BEF_D)17的滤波的效果形成。
此特性的问题一般是接收频带中的噪声。关于这一点，失谐频率根据用于所使用的频带的标准而变化。如果失谐较大，则通过设置在功率放大器输出中的双工器可以容易地隔离噪声。如果失谐较近，则难以隔离噪声。在此实施例中，当看见临近传输频带的部分时，可以通过数字带阻滤波器(BEF_D)17减少噪声。
根据3GPP中的功率放大器的试验性设计，从例如CDMA2000中的功率放大器获得了27dBm或更高的输出和约40％的效率。
根据此实施例，获得了如下描述的特殊效果。
第一，应用了这样一种方法：只在数字调制器(DM)的输出电压高的部分中执行sigma-delta调制，并且在其它部分中使用模拟分量。这消除了对高速时钟的需求。由于消除了高频分量，所以还减少了宽频带上的噪声分量。当噪声分量被减少时，能量被集中在信号中。结果，提升了功率放大器的效率。
第二，执行了减少sigma-delta调制中的脉冲的数量的处理。这可以进一步降低时钟速度。
第三，通过利用线性化的功率放大器可以减少失真，并且由此在饱和点附近工作成为可能。从而，高效率同样成为可能。
第四，可以使用传统功率放大器而不是专用开关功率放大器。
第五，在对调制输出I和Q两者都执行sigma-delta调制的实施例中，不需要创建相位分量，所以幅度信号和相位信号之间的时间同步自然变成不必要的。
如到目前为止所描述的，本发明中的各实施例包括下面各个方面。
(1)一种sigma-delta调制设备，包括：
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器根据预先给定的时钟，对于来自数字调制器的数字输出创建作为PDM调制脉冲的sigma-delta调制信号，所述数字调制器创建数字通信中的数字传输信号，
阈值比较器，所述阈值比较器将一索引给予来自数字调制器的数字输出的电平高于预定阈值的部分，并且发送得到的输出，
替换单元，所述替换单元用来自对应的疏化单元的输出替换已经给予索引的部分，该部分是来自阈值比较器的输出的一部分，
滤波单元，所述滤波单元通过数字滤波器对来自替换单元的输出执行带阻滤波处理，以及
D/A转换单元，所述D/A转换单元对来自滤波单元的输出执行数模转换。
(2)一种sigma-delta调制功率放大器，包括：
包络创建单元，所述包络创建单元从创建数字通信中的数字传输信号的数字调制器接收调制输出I和Q，并且输出其包络分量，
相位创建单元，所述相位创建单元接收调制输出I和Q并且创建它们的相位分量，
sigma-delta调制设备，所述sigma-delta调制设备接收来自包络创建单元的输出，
混合器，所述混合器通过利用来自sigma-delta调制设备的输出和来自相位创建单元的输出来创建sigma-delta正交调制信号，以及
功率放大器，所述功率放大器接收来自混合器的输出并且将所述输出放大为希望的输出；
所述sigma-delta调制设备包括：
阈值比较器，所述阈值比较器将一索引给予来自包络创建单元的输出的电平高于预定阈值的部分，并且发送得到的输出，
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器根据预先给定的时钟，对于来自数字调制器的数字输出创建作为PDM调制脉冲的sigma-delta调制信号，
疏化单元，所述疏化单元以预先指定的比例去除从sigma-delta调制器输出的PDM调制脉冲，
替换单元，所述替换单元用来自对应的疏化单元的输出替换已经给予索引的部分，该部分是来自阈值比较器的输出的一部分，
滤波单元，所述滤波单元通过数字滤波器对来自替换单元的输出执行带阻滤波处理，以及
D/A转换单元，所述D/A转换单元对来自滤波单元的输出执行数模转换。
(3)根据(2)中所述的sigma-delta调制功率放大器，还包括对混合器的两个输入中的一个插入的延迟电路。
(4)根据(2)中所述的sigma-delta调制功率放大器，其中线性化器被放置在功率放大器前面的级中。
(5)一种sigma-delta调制功率放大器，包括：
第一和第二sigma-delta调制设备，其中的每一个接收数字调制器DM的两个调制输出I和Q，所述数字调制器DM创建数字通信中的数字传输信号，
正交调制器，所述正交调制器接收来自第一和第二sigma-delta调制设备的输出作为第一和第二正交分量，以及
功率放大器，所述功率放大器接收来自正交调制器的输出，并且将所述输出放大为希望的输出；
第一和第二sigma-delta调制设备中的每一个包括：
阈值比较器，所述阈值比较器将一索引给予调制输出I和Q的输出电平高于预定阈值的部分，并且发送得到的输出，
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器根据预先给定的时钟，对于来自数字调制器的数字输出创建作为PDM调制脉冲的sigma-delta调制信号，
疏化单元，所述疏化单元以预先指定的比例去除从sigma-delta调制器输出的PDM调制脉冲，
替换单元，所述替换单元用来自对应的疏化单元的输出替换已经给予索引的部分，该部分是来自阈值比较器的输出的一部分，
滤波单元，所述滤波单元通过数字滤波器对来自替换单元的输出执行带阻滤波处理，以及
D/A转换单元，所述D/A转换单元对来自滤波单元的输出执行数模转换。
(6)根据(5)所述的sigma-delta调制功率放大器，其中线性化器被放置在功率放大器前面的级中。
(7)根据(2)所述的sigma-delta调制功率放大器，包括：D/A转换单元，所述D/A转换单元对来自滤波单元的输出执行数模转换；使后面的级上的功率放大器线性化的数字前置补偿器被放置在滤波单元和D/A转换单元之间。
一种sigma-delta调制设备，包括：
阈值比较器，所述阈值比较器被配置为指出来自数字调制器的数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值，
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为根据时钟信号基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲，
替换电路，所述替换电路被配置为用来自疏化电路的输出部分替换由阈值比较器指出的数字传输信号的所述部分以生成合成信号，
滤波器，所述滤波器被配置为从合成信号中去除频谱带，以及
数模(D/A)转换器，所述数模(D/A)转换器被配置为将合成信号转换为模拟信号。
在所述sigma-delta调制设备中，阈值比较器还被配置为指出具有高于预定阈值的信号电平的数字传输信号的所述部分。
在所述sigma-delta调制设备中，预定阈值用失真、高效输出和误差矢量幅度(EVM)的值来确定，包括sigma-delta调制设备的参数。
在所述sigma-delta调制设备中，来自sigma-delta调制器的输出只用于传输信号的绝对值超过预定阈值的时段。
所述sigma-delta调制设备还包括：
时钟发生器，所述时钟发生器被配置为产生所述时钟信号。
所述sigma-delta调制设备还包括：
疏化电路，所述疏化电路被配置为以预定比例选择产生的PDM脉冲。
所述sigma-delta调制设备还包括：
线性化电路，所述线性化电路被配置为对合成信号进行前置补偿，以便抑制功率放大器的失真。
在所述sigma-delta调制设备中，线性化电路还被配置为利用查找表前置补偿器和逼近多项式前置补偿器中的至少一个来对合成信号进行前置补偿。
在所述sigma-delta调制设备中，D/A转换器被配置为将前置补偿的合成信号转换为模拟信号。
在所述sigma-delta调制设备中，所述滤波器是低通滤波器，所述低通滤波器被配置为从转换的模拟信号中除去数模转换噪声，并且将合成信号传输给功率放大器。
在所述sigma-delta调制设备中，所述滤波器阻塞紧邻合成信号的传输频带(TxSg)的频带的分量，使得阻塞的频带相当于单个传输带宽。
一种sigma-delta调制功率放大器，包括：
包络创建电路，所述包络创建电路被配置为产生数字调制器产生的调制I和Q信号的包络，
相位创建电路，所述相位创建电路被配置为相应地对调制I和Q信号创建相位分量，
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为对被包络信号执行sigma-delta调制，
延迟电路，所述延迟电路被配置为将来自相位创建电路的相位分量延迟以在来自相位创建电路的相位分量和被包络信号之间建立时间上的同步,
混合器，所述混合器被配置为利用sigma-delta调制信号和延迟的相位分量来产生sigma-delta正交调制信号，以及
功率放大器，所述功率放大器被配置为放大产生的sigma-delta正交调制信号。
在所述sigma-delta调制功率放大器中，sigma-delta调制器还包括：
阈值比较器，所述阈值比较器被配置为指出来自数字调制器的数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值，
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为根据时钟信号基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲，
替换电路，所述替换电路被配置为用来自疏化电路的输出部分替换由阈值比较器指出的数字传输信号的所述部分以生成合成信号，
滤波器，所述滤波器被配置为从合成信号中去除频谱带，以及
数模(D/A)转换器，所述数模(D/A)转换器被配置为将合成信号转换为模拟信号。
在所述sigma-delta调制功率放大器中，包络创建电路被配置为根据下面的公式产生调制I和Q信号的包络：
Env＝√(I2+Q2)
其中I、Q是来自数字调制器的输出信号。
在所述sigma-delta调制功率放大器中，相位创建电路被配置为根据下面的公式对调制I和Q信号创建相位分量：
phase＝tan-1(Q/I)
其中I、Q是来自数字调制器的输出信号。
一种sigma-delta调制功率放大器，包括：
第一和第二sigma-delta调制设备，第一sigma-delta调制设备被配置为对调制I信号执行sigma-delta调制，并且第二sigma-delta调制设备被配置为对调制Q信号执行sigma-delta调制，其中调制I和Q信号由数字调制器产生，
正交调制器，所述正交调制器被配置为对sigma-delta调制I和Q信号执行正交调制，以及
功率放大器，所述功率放大器被配置为放大正交调制的信号，
其中第一sigma-delta调制设备还包括：
阈值比较器，所述阈值比较器被配置为指出来自数字调制器的数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值，
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为根据时钟信号基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲，
替换电路，所述替换电路被配置为用来自疏化电路的输出部分替换由阈值比较器指出的数字传输信号的所述部分以生成合成信号，
滤波器，所述滤波器被配置为从合成信号中去除频谱带，以及
数模(D/A)转换器，所述数模(D/A)转换器被配置为将合成信号转换为模拟信号。
在所述sigma-delta调制功率放大器中，正交调制器包括：
第一和第二乘法器，每个乘法器被分别配置为将sigma-delta调制I和Q信号上变频，以及
加法器，所述加法器被配置为将上变频的sigma-delta调制I和Q信号添加到所述正交调制的信号中。
一种sigma-delta调制方法，包括：
由数字调制器产生数字传输信号，
由阈值比较器指出数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值，
由sigma-delta调制器根据时钟信号并且基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲，
由替换电路用来自疏化电路的输出部分替换数字传输信号的所述部分，
生成合成信号，
由滤波器从合成信号中去除频谱带，以及
由数模转换器将合成信号转换成模拟信号。
所述sigma-delta调制方法，还包括：
由线性化电路将合成信号线性化以抑制功率放大器的失真。
在所述sigma-delta调制方法中，线性化电路还被配置为利用查找表前置补偿器和逼近多项式前置补偿器中的至少一个来对合成信号进行前置补偿。
虽然已经描述了本发明的优选实施例，但是除上面描述的实施例之外可以作出各种改变和修改。即，本领域技术人员将理解，在权利要求的范围或者权利要求的等同范围内，可以从设计或者其它元素中导出各种修改和组合以及其它实施例。
附图标记列表
11       数字调制器(DM)：数字调制器
12       时钟发生器(Clk)：时钟发生器
14       阈值比较器(Vth)：阈值比较器
15       疏化单元：疏化单元
16       替换单元：替换单元
17       数字带阻滤波器(BEF_D)：数字带阻滤波器
18       线性化器(LIN)：线性化器
19       数模转换器(D/A)
21       数字调制器(DM)
24、24a       sigma-delta调制设备：Sigma-Delta调制设备
25       延迟电路：延迟电路
27       功率放大器(PA)：功率放大器

Claims (20)

1.一种sigma-delta调制设备，包括：
阈值比较器，所述阈值比较器被配置为指出来自数字调制器的数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值；
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为根据时钟信号基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲；
替换电路，所述替换电路被配置为用来自疏化电路的输出部分替换由阈值比较器指出的数字传输信号的所述部分以生成合成信号；
滤波器，所述滤波器被配置为从合成信号中去除频谱带；以及
数模(D/A)转换器，所述数模(D/A)转换器被配置为将合成信号转换为模拟信号。
2.根据权利要求1所述的sigma-delta调制设备，其中阈值比较器还被配置为指出具有高于预定阈值的信号电平的数字传输信号的所述部分。
3.根据权利要求2所述的sigma-delta调制设备，其中预定阈值用包括失真、高效输出和误差矢量幅度(EVM)的值的sigma-delta调制设备的参数来确定。
4.根据权利要求3所述的sigma-delta调制设备，其中来自sigma-delta调制器的输出只用于传输信号的绝对值超过预定阈值的时段。
5.根据权利要求1所述的sigma-delta调制设备，还包括：
时钟发生器，所述时钟发生器被配置为产生所述时钟信号。
6.根据权利要求1所述的sigma-delta调制设备，还包括：
疏化电路，所述疏化电路被配置为以预定比例选择产生的PDM脉冲。
7.根据权利要求1所述的sigma-delta调制设备，还包括：
线性化电路，所述线性化电路被配置为对合成信号进行前置补偿，以便抑制功率放大器的失真。
8.根据权利要求7所述的sigma-delta调制设备，其中线性化电路还被配置为利用查找表前置补偿器和逼近多项式前置补偿器中的至少一个来对合成信号进行前置补偿。
9.根据权利要求7所述的sigma-delta调制设备，其中D/A转换器被配置为将前置补偿的合成信号转换为模拟信号。
10.根据权利要求1所述的sigma-delta调制设备，其中所述滤波器是低通滤波器，所述低通滤波器被配置为从转换的模拟信号中除去数模转换噪声，并且将合成信号传输给功率放大器。
11.根据权利要求10所述的sigma-delta调制设备，其中所述滤波器阻塞紧邻合成信号的传输频带(TxSg)的频带的分量，使得阻塞的频带相当于单个传输带宽。
12.一种sigma-delta调制功率放大器，包括：
包络创建电路，所述包络创建电路被配置为产生数字调制器产生的调制I和Q信号的包络；
相位创建电路，所述相位创建电路被配置为相应地对调制I和Q信号创建相位分量；
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为对被包络信号执行sigma-delta调制；
延迟电路，所述延迟电路被配置为将来自相位创建电路的相位分量延迟以在来自相位创建电路的相位分量和被包络信号之间建立时间上的同步；
混合器，所述混合器被配置为利用sigma-delta调制信号和延迟的相位分量来产生sigma-delta正交调制信号；以及
功率放大器，所述功率放大器被配置为放大产生的sigma-delta正交调制信号。
13.根据权利要求12所述的sigma-delta调制功率放大器，其中sigma-delta调制器还包括：
阈值比较器，所述阈值比较器被配置为指出来自数字调制器的数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值；
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为根据时钟信号基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲；
替换电路，所述替换电路被配置为用来自疏化电路的输出部分替换由阈值比较器指出的数字传输信号的所述部分以生成合成信号；
滤波器，所述滤波器被配置为从合成信号中去除频谱带；以及
数模(D/A)转换器，所述数模(D/A)转换器被配置为将合成信号转换为模拟信号。
14.根据权利要求12所述的sigma-delta调制功率放大器，其中包络创建电路被配置为根据下面的公式产生调制I和Q信号的包络：
Env＝√(I2+Q2)
其中I、Q是来自数字调制器的输出信号。
15.根据权利要求12所述的sigma-delta调制功率放大器，其中相位创建电路被配置为根据下面的公式对调制I和Q信号创建相位分量：
phase＝tan-1(Q/I)
其中I、Q是来自数字调制器的输出信号。
16.一种sigma-delta调制功率放大器，包括：
第一和第二sigma-delta调制设备，第一sigma-delta调制设备被配置为对调制I信号执行sigma-delta调制，并且第二sigma-delta调制设备被配置为对调制Q信号执行sigma-delta调制。其中调制I和Q信号由数字调制器产生；
正交调制器，所述正交调制器被配置为对sigma-delta调制I和Q信号执行正交调制；以及
功率放大器，所述功率放大器被配置为放大正交调制的信号，
其中第一sigma-delta调制设备还包括：
阈值比较器，所述阈值比较器被配置为指出来自数字调制器的数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值；
sigma-delta调制器，所述sigma-delta调制器被配置为根据时钟信号基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲；
替换电路，所述替换电路被配置为用来自疏化电路的输出部分替换由阈值比较器指出的数字传输信号的所述部分以生成合成信号；
滤波器，所述滤波器被配置为从合成信号中去除频谱带；以及
数模(D/A)转换器，所述数模(D/A)转换器被配置为将合成信号转换为模拟信号。
17.根据权利要求16所述的sigma-delta调制功率放大器，其中正交调制器包括：
第一和第二乘法器，每个乘法器被分别配置为将sigma-delta调制I和Q信号上变频；以及
加法器，所述加法器被配置为将上变频的sigma-delta调制I和Q信号添加到所述正交调制的信号中。
18.一种sigma-delta调制方法，包括：
由数字调制器产生数字传输信号；
由阈值比较器指出数字传输信号的一部分，所述部分高于预定阈值；
由sigma-delta调制器根据时钟信号并且基于数字传输信号产生脉冲密度调制(PDM)脉冲；
由替换电路用来自疏化电路的输出部分替换数字传输信号的所述部分；
生成合成信号；
由滤波器从合成信号中去除频谱带；以及
由数模转换器将合成信号转换成模拟信号，
19.根据权利要求18所述的sigma-delta调制方法，还包括：
由线性化电路将合成信号线性化以抑制功率放大器的失真。
20.根据权利要求19所述的sigma-delta调制方法，其中线性化电路还被配置为利用查找表前置补偿器和逼近多项式前置补偿器中的至少一个来对合成信号进行前置补偿。
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