JP4361621B2

JP4361621B2 - パルス搬送波信号のｃ級飽和増幅による過度のスペクトル・パワー分布の低減

Info

Publication number: JP4361621B2
Application number: JP06817098A
Authority: JP
Inventors: マヘシュ・クマー; マイケル・ハンツァー; アラン・エス・モスコウィッツ
Original assignee: ロッキード・マーティン・コーポレーション
Priority date: 1997-03-18
Filing date: 1998-03-18
Publication date: 2009-11-11
Anticipated expiration: 2018-03-18
Also published as: JPH1138118A; EP0866549A1; AU738542B2; CN1210394A; US5789979A; AU5836898A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、飽和モードで動作するＣ級高電力増幅器によるパルス変調正弦信号の増幅に関し、詳細には、台形包絡線の立上りおよび立下りでの各ランプ、すなわち傾斜に増幅器の飽和レベルよりも低い振幅レベルから増幅器の飽和レベルよりも高い振幅レベルに至る一連の正弦信号振幅が存在する、入力信号の矩形振幅包絡線の台形包絡線への変調に関する。
【０００２】
【従来の技術】
たとえば通信システムやレーダ・システムを含む多数の電子システムでパルス搬送波システムが使用されている。レーダ・システムと通信システムのどちらでも、無線周波数（ＲＦ）スペクトル帯域の比較的高電力のパルスをある位置から他の位置へ送る必要がある。高電力レベルで出力信号を供給する電力増幅器の効率を高めるために、一般に、飽和モードとＣ級増幅の両方で動作する電力用トランジスタなどの固体素子の増幅器が作製されている。Ｃ級増幅に使用される多くの新形トランジスタは、ＲＦ搬送波のサイクルよりもずっと短い、非常に短いターンオン時間およびターンオフ時間を有する。ターンオン時間とは、トランジスタの導通を開始するために必要な時間であり、ターンオフ時間とは、トランジスタの導通を終了するために必要な時間である。短いターンオン時間およびターンオフ時間によって、矩形振幅包絡線を有するパルス信号の非常に先鋭な立上りおよび立下りが生成される。包絡線の短い立上り時間および立下り時間によって、信号パルスによって搬送された情報を保存するのに必要な量を超えたかなりの量のエネルギーがスペクトル成分内で生成される。たとえば、パルスは、搬送波の振幅変調に加え、搬送波の周波数変調または位相変調によって変調される。この変調によって、タイミング・データなどの情報、または受信機または信号プロセッサでの基準パターンとの相関付けに適した所定の信号パターンが搬送される。
【０００３】
特に、送受信アンテナなどの電子装置を保持する航空機や船舶などの乗物の場合と同様に、複数の電子装置が密に取り付けられる場合には問題が生じる。そのような装置は、所定のスペクトルを有する信号を用いて動作し、通常、スペクトルのスカート内の周波数成分の振幅は、ある装置の信号が近傍の装置の信号の低振幅スペクトル成分で汚染されるの防止するように指定される。信号がＣ級飽和増幅器によって増幅される場合、この問題は従来、増幅器の出力端末に帯域フィルタを配置することによって解決されていた。そのようなフィルタは、変調信号を送信するのに必要なスペクトルの部分の外側のスペクトル・エネルギー成分を低減させる所望の効果を有する。それによって、フィルタは信号の形状を保存し、同時に他の装置をその信号による干渉から保護する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ある種の電子装置、特にレーダ送信機を用いる場合、出力信号が高電力を有し、したがって、帯域フィルタを高電力信号を処理するのに適した形態に構成しなければならない。この要件を満たすために、その帯域フィルタは大きな物理寸法を有し、電子回路架台を含むキャビネットと同程度の寸法を有することが多い。そのような構成は過度に大きくかつ重く、電子装置の乗物への取付および配置を困難にする。これは利用可能な空間および重量が厳しく限られた宇宙船の場合に特に当てはまる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
Ｃ級としてかつ飽和モードで動作する増幅器によるパルス搬送波信号の増幅のために起こる過度のスペクトル・パワー分布を低減するシステムおよび方法によって、前述の問題が解消され、かつ他の利点が与えられる。本発明のこのシステムは、風のシヤーの測定で使用されるウインド・プロファイル・レーダの送信機を作製する場合に特に有利である。通常、そのような増幅器は、Ｃ級動作において、トランジスタ内での導通を誘導する有効な信号レベル、いわゆる「ターンオン」レベルを必要とする半導体デバイス、特にトランジスタで構成される。入力信号レベルが大きいと、トランジスタによって線形増幅または擬線形増幅が行われる。ずっと大きな入力信号レベルでは、飽和領域に達する。ＲＦ信号の増幅器で使用されるトランジスタは先鋭な立上りおよび立下りを備える。この場合、前述の立上りまたは立下りの継続時間は、増幅中の入力正弦信号のサイクルの継続時間よりもずっと短い。
【０００６】
本発明では、矩形包絡線の短い立上り時間および立下り時間のために生じる過度の不要なスペクトル成分を低減するために、増幅器に入力されたパルス正弦信号の変調を行う。入力信号の変調は、矩形包絡線を台形包絡線に修正し、正弦信号のサイクルの一部のみではなく、正弦信号の多数のサイクルにわたって延びる包絡線の立上りおよび立下りを生成することによって行われる。本発明によれば、立上りのいくつかの搬送波サイクル、および立下りのいくつかの搬送波サイクルは、比較的振幅が低く、ターンオンしきい値よりもいくらか大きいが、飽和領域が始まるレベルよりもずっと小さい。ターンオンしきい値を超える範囲の、立上りのそのような搬送波サイクル、ならびに立下りのそのような搬送波サイクルは、増幅器によってほぼ線形に増幅される。入力信号の中央部の搬送波サイクルは、増幅器を飽和領域で駆動する振幅を有する。そのため、出力パルス信号は、搬送波正弦波形のサイクルの振幅が増幅器の飽和によって制限される中央部を有し、そのため、ほぼ方形波形の形状を有する出力搬送波波形が得られる。しかし、出力パルスの、中央領域のすぐ前の立上り領域と、中央領域のすぐ後の立下り領域には、出力信号の飽和中央領域の振幅よりも小さな可変振幅の正弦波形のサイクルがある。そのような構成の包絡線では、矩形包絡線を有する波形のスペクトルと比べて、波形の周波数成分のスペクトル分布が大きい。
【０００７】
本発明の好ましい実施態様では、包絡線のランプの形態の立上りおよび立下りの生成が、通過帯域がパルス搬送波信号の変調を通過させるほど広い帯域特性を有し、同時にフィルタ通過帯域の外側の外部スペクトル・エネルギーを低減するフィルタを使用することによって行われる。大きな電力増幅を得るための典型的なシステム構成では、多数の増幅器が並列に構成され、フィルタから出力される共通の信号によって動作する。複数の増幅器の出力信号が組み合わされ、フィルタによって増幅器のそれぞれの入力信号が事前に調整されるために他のフィルタの必要なしに比較的高電力の信号が生成される。正弦信号は振幅変調以外にも位相、または周波数変調される。前述のフィルタリングでは、パルス搬送波波形の変調の保存に関してはこの波形を介して伝達されるデータが保存され、同時にフィルタ帯域の外側の外部スペクトル・エネルギーが低減される。
【０００８】
本発明を実施する際に考慮すべき基本的な点は、レーダ送信機が使用する電力レベルが高すぎて適切な帯域フィルタを正常に製造することができず、製造した場合は過度に大形で複雑になりコストがかかることである。本発明の手法は、増幅後に信号が固有のスペクトルに対して所望の形状を有するように、最後の増幅段の前に信号を事前調整するものである。しかし、増幅器のＣ級飽和モードを使用すると、波形の歪み、特に連続増幅段のターンオン・レベルの影響のためにこの手法が制限される。そのため、立上りおよび立下りに対してかなり縦長のランプを有する包絡線の台形波形を用いた場合でも、連続Ｃ級飽和モード増幅段によって立上りおよび立下りは過度に急峻になる。したがって、高い電力レベルでの他の処理が必要である。本発明では、この電力を処理するために、最終増幅段を多数の並列チャネルに分割し、フィルタを使用してチャネルのバンクへのパルス搬送波信号の入力包絡線を形状付け、次いで搬送波周波数で同位相的に、並列チャネルの信号の和を求め、スペクトル要件を満たす包絡線における所望の最終出力電力を得る。各Ｃ級飽和モード増幅段の後に電力が分割され、電力分割比はほぼ電力増幅量に等しく、そのため、各増幅段は、包絡線整形フィルタを利用するための正常な信号動作範囲に維持される。
【０００９】
本発明の前述の態様およびその他の特徴については、下記の説明において添付の図面に関連して説明する。
【００１０】
それぞれの異なる図に現れる同じ符号の要素は、同じ要素を指すが、すべての図に関する説明で参照されるわけではない。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１を参照すると、高電力増幅器２６のバンクによって信号源２２をアンテナ・アセンブリ２４に接続するシステム２０が示されている。高電力増幅器２６は電力分割器２７と電力結合器２９との間に並列接続され、それによって、電力分割器２７を介して各増幅器２６に共通の信号が入力され、増幅器２６のバンクから出力された電力が結合器２９を介してアンテナ・アセンブリ２４に加えられる。たとえば、本発明を使用した場合、個別の増幅器２６は、それぞれ、プッシュプル動作ができるように接続された互いに整合する一対のトランジスタの形態のＣ級飽和増幅器要素３０を含む、複数の増幅器チャネル２８を備えている。信号源２２から出力された信号はドライバ増幅器３２によって高電力増幅器２６のバンクに印加される。たとえば、本発明の好ましい実施形態を作製する場合、１０個の高電力増幅器２６を用い、分割器２７の分割比は１：１０であり、結合器２９の結合比は１０：１である。分割器２７と結合器２９は共に、ラジアル低損失構造として製造される。
【００１２】
本発明によれば、信号源２２とドライバ増幅器３２との間に第１の帯域フィルタ３４が接続される。電力分割器２７を介して、ドライバ増幅器３２から高電力増幅器２６への間に第２の帯域フィルタ３６が接続される。
【００１３】
各高電力増幅器２６はさらに、Ｃ級および飽和モードで動作する入力増幅器段３８と、電力分割器４０と、電力結合器４２とを備える。各高電力増幅器２６は移相器４３を備え、それによって、それぞれの増幅器２６によって増幅された変調済み搬送波信号の相対位相は、電力結合器２９に信号が入力されたときに同位相関係になるように調整する。各増幅器２６で、移相器４３は結合器４２の出力端子に接続される。第２のフィルタ３６を介して増幅器２６に入力される信号は入力段３８によって増幅され、電力分割器４０に印加される。電力分割器４０は、増幅器段３８から出力された信号の電力を増幅器チャネル２８へ均等に分割する。一例としてそのような４つのチャネルが図示されている。各増幅器チャネル２８は、電力分割器４０から与えられた信号を増幅し、増幅した信号を電力結合器４２に出力するように動作する。電力結合器４２は、それぞれのチャネル２８から出力された信号の和を求め結合和信号を与える。この信号は結合器２９を介してアンテナ・アセンブリ２４に印加される。各増幅器チャネル２８は、電力結合器４２によって互いに加算された信号の位相の和を求めアンテナ・アセンブリ２４に最大電力が供給されるように、後述の位相整合回路を含む。
【００１４】
ドライバ増幅器３２は３つの直列接続線形増幅段４４、４６、４８を備える。ドライバ増幅器３２はさらに、飽和モードでＣ級増幅器として動作し、マイクロ波サーキュレータ５２を介して出力増幅器段４８の出力端子に接続された飽和増幅器段５０を備える。サーキュレータ５２は、サーキュレータ５２のポートとグラウンド５６との間に接続された抵抗器５４を介してインピーダンスを整合させる。飽和増幅器段５０の出力端子は第２のフィルタ３６によって高電力増幅器２６の入力増幅器段３８の入力端子に接続される。
【００１５】
システム２０の回路内の様々な端子に現れる信号波形の議論を容易にするために、第２のフィルタ３６の入力端子および高電力増幅器２６の入力端子をそれぞれ、端子Ｄおよび端子Ｅとして識別する。高電力増幅器２６の出力端子は、端子Ｆとして識別する。第１のフィルタ３４の入力端子は、信号源２２の出力に接続される端子Ｇとして識別する。第１のフィルタ３４の出力端子は端子Ｈを介して増幅器段４４の入力端子に接続される。
【００１６】
信号源２２は、たとえばレーダの操作で使用するのに適した信号を与える。信号源２２は、搬送波発振器５８と、位相変調器６０と、振幅変調器６２とを備える。信号源２２にはデータ・ユニット６４とタイミング・ユニット６６も含まれる。信号源２２の動作時には、データ・ユニット６４が位相変調器６０にデータを付与し、位相変調器が、このデータを表す位相変調を用いて、発振器５８から出力された搬送波を変調する。たとえば、この位相変調は位相偏移キーイングまたは最小位相キーイングでよく、最小位相キーイングは周波数変調のためのオフセット周波数を構成する。この周波数変調は、たとえば位相変調器６０の機能内に含まれることが理解されよう。この結果得られる、位相変調器６０から出力される位相変調済み正弦信号は振幅変調器６２に印加される。タイミング・ユニット６６は、データ・ユニット６４を動作させて通常はディジタル・フォーマットのデータを位相変調器６０に付与するタイミング信号を与え、また、振幅変調器６２を動作させ搬送波信号のパルス変調を行う。したがって、信号源２２から出力され端子Ｇに現れる信号はパルス搬送波信号である。
【００１７】
各増幅器チャネル２８は同様に構成される。図面を簡略化するために、１つの増幅器チャネル２８が拡大されて示され、チャネル内の様々な回路が示されている。他の増幅器チャネル２８にも同じ回路構成要素があることが理解されよう。平衡不平衡変成器７０を介して２つのマイクロストリップ導体７２および７４のそれぞれに入力信号を接続する同軸線セグメント６８が各増幅器チャネル２８の入力ポートにある。増幅器チャネル２８内には、他の２つのマイクロストリップ導体７６および７８と、平衡不平衡変成器８２を含む出力同軸線セグメント８０も含まれる。同軸線セグメント８０は平衡不平衡変成器８２を介してマイクロストリップ導体７６に接続され、平衡不平衡変成器８２およびキャパシタＣ２を介してマイクロストリップ導体７８に接続される。飽和増幅要素３０は２つの入力ポートと２つの出力ポートとを有し、２つの入力ポートはそれぞれ、マイクロストリップ導体７２および７４に接続される。増幅器要素３０の２つの出力ポートはそれぞれ、マイクロストリップ導体７６および７８に接続される。
【００１８】
増幅器チャネル２８の動作時には、入力同軸線セグメント６８で入力された信号が平衡不平衡変成器７０で分割され、そのため、信号の電力の半分が進行波としてマイクロストリップ導体７２を介して増幅器要素３０に伝導し、信号電力の残りの半分が平衡不平衡変成器７０を介して出力され、進行波としてマイクロストリップ導体７４を介して増幅器要素３０に結合される。増幅器要素３０の出力信号は、それぞれ、マイクロストリップ導体７６および７８ならびにキャパシタＣ１およびＣ２を介して進行波として伝導し、平衡不平衡変成器８２を介して互いに加算され、出力同軸線セグメント８０を介して出力される。
【００１９】
下記で詳しく説明するように、信号源２２のパルス搬送波信号の立上りおよび立下りは、増幅器段５０および３８の飽和Ｃ級増幅といくつかの増幅器要素３０のためにより先鋭にされる。この効果は、特に搬送波パルスの立下りに対して顕著であり、増幅器段５０および３８のトランジスタといくつかの増幅器要素３０の非常に短いターンオフ時間のために生じる。そのような短い立上り時間および立下り時間はパルス搬送波信号内での変調の高忠実度伝送には必要ではなく、したがって、より先鋭にされた立上りおよび立下りのために起こる信号のスペクトルの追加広がりは不要である。さらに、上記で指摘したように、そのような過度のスペクトル・パワー分布は、アンテナ・アセンブリ２４に密に近接して配置された他の電子装置（図１には示されていない）に干渉する恐れがある。また、スペクトルのそのような制御は、米国商務省電気通信情報局からのＮＴＩＡレポートとして入手できるレーダ・スペクトル工学基準（ＲＥＳＣ）に記載された米国政府要件を満たすうえで必要である。
【００２０】
第１のフィルタ３４は、矩形包絡線を台形包絡線に変換することによって、信号源２２から出力された信号パルスのほぼ矩形の包絡線を修正する働きをする。そのため、立上りおよび立下りのそれぞれの内の正弦波形のすべてのサイクルが増幅器段５０の動作を飽和させるとは限らない。しかし、立上りおよび立下り内の正弦波形のサイクルの大部分は増幅器段５０の出力で飽和領域に達するので、第２のフィルタ３６は台形包絡線を復活させるために挿入される。第２のフィルタ３６から出力された信号は、増幅器チャネル２８によって信号パルスが増幅された後でも飽和レベルに達しない正弦波形の多数のサイクルが残るように、十分に長い立上りと十分に長い立下りとを有する。そのため、端子Ｆで高電力増幅器２６から出力される信号は、過度のスペクトル・パワー分布がほとんど存在しないスペクトルを有する。
【００２１】
図２は、図１の増幅器チャネル２８の構成を詳しく示すものである。したがって、図１のマイクロストリップ導体７２、７４、７６、７８は、同軸遷移線セグメント６８および８０と共に、図２にも示されている。増幅器要素３０およびキャパシタＣ１およびＣ２も図示されている。４００メガヘルツ（ＭＨｚ）ないし５００メガヘルツの周波数範囲に適した本発明の好ましい実施形態では、増幅器チャネル２８の電気回路の構成要素が、図３に示したようにマイクロストリップ構造８４として構成される。本発明の好ましい実施形態では４４９ＭＨｚの搬送波周波数が使用されている。マイクロストリップ導体７２および７４は、導体７２および７４に対向する基板８６の裏側に配置された金属接地板８８を含む基板８６によって支持される。導体７２および７４は銅などの金属のストリップで形成され、周知のフォトリソグラフィック技法によって基板８６上に堆積される。基板８６は周知の誘電電気絶縁材料で形成される。
【００２２】
増幅器要素３０は、整合する対として構成された一対のトランジスタ９０および９２を備える。トランジスタ９０および９２は、互いに接続され回路点９６で接地されたそれぞれのベース端子９４を有する。トランジスタ９０および９２のエミッタ端子９８はそれぞれ、導体７２および７４に接続される。トランジスタ９０および９２のコレクタ端子１００はそれぞれ、導体７６および７８に接続される。トランジスタ９０および９２はそれぞれ、バイポーラ構成を有するＮＰＮ形である。また、トランジスタ９０および９２はそれぞれ、飽和モードならびにＣ級動作モードで動作するように設計される。
【００２３】
図２に示したように、導体７２は平衡不平衡変成器７０を介して同軸線セグメント６８の中央端子に接続され、導体７４は平衡不平衡変成器７０を介して線セグメント６８の外側導体に接続される。同軸線セグメント６８は本発明の好ましい実施形態では、長さが４．８インチ（１２．１９ｃｍ）であり５０オームの固有インピーダンスを有する。出力同軸線セグメント８０は、同軸線セグメント６８と同じ長さと固有インピーダンスとを有する。同軸線セグメント６８および８０の外側導体は５６で接地され、このグラウンドは図３の接地板８８から与えられる共通のグラウンドである。
【００２４】
図２で、導体７２および７４はそれぞれ、マイクロ波信号をそれぞれのトランジスタ９０および９２に伝導させる伝送線として動作する。調整キャパシタＣ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８は、図２に示したように導体７２および７４に沿った特定の位置で導体７２および７４と相互接続される。導体７２および７４を介して伝導する信号の位相が互いに１８０度ずれることに留意されたい。キャパシタＣ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８は、導体７２および７４で表された２つの信号チャネルを平衡させる働きをする。トランジスタ９０および９２の、それぞれのコレクタ端子１００での出力信号にも同様な構成形態が使用される。出力信号は、コレクタ端子１００から導体７６および７８によって結合される。この２つの導体は、１組のキャパシタＣ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２によって相互接続される。キャパシタＣ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２は、２つの信号チャネルを平衡させるために、図２に示したように２つの導体７６と７８との間の特定の位置で相互接続される。また、これらのキャパシタは、それぞれのチャネル信号を電力結合器４２で同位相的に加算することができるように各増幅器チャネル２８内のそれぞれの伝送線に沿って伝搬する信号の位相を調整する機能も備える。位相調整機能も図１に示されている。
【００２５】
導体７２および７４の入力端子端部は、平衡不平衡変成器７０で同軸線セグメント６８に直接接続される（ＤＣ）。導体７６および７８の出力端子は平衡不平衡変成器８２で、それぞれキャパシタＣ１およびＣ２によって同軸線セグメント８０に容量結合される。トランジスタ９０および９２を励磁するために、電源ＶＣＣの正端子からのＤＣ電力がそれぞれ、インダクタＬ３およびＬ４を介して伝導する。インダクタＬ３およびＬ４はそれぞれ、導体７６および７８に接続される。他のインダクタＬ１およびＬ２はそれぞれ、導体７２および７４をグラウンドに接続する。トランジスタ９０に対する電流は、電源ＶＣＣからインダクタＬ３を通じてコレクタ端子１００へ流れ、エミッタ端子９８およびインダクタＬ１を介してトランジスタ９０から出てグラウンドへ送られ、電源ＶＣＣへの戻り経路に入る。同様に、電源ＶＣＣからの電流はインダクタＬ４を介してトランジスタ９２のコレクタ端子１００へ流れ、エミッタ端子９８を介してトランジスタ９２から出て、インダクタンスＬ２を介してグラウンドへ伝導し、電源ＶＣＣに戻る。
【００２６】
インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を使用すると、電源線がマイクロ波信号から絶縁される。導体７２、７４、７６、７８から与えられるそれぞれの伝送線の固有インピーダンスは２５オームである。キャパシタＣ１およびＣ２は、電源ＶＣＣから同軸線セグメント８０の端子へのＤＣ電流を遮断する。キャパシタＣ３およびＣ４はそれぞれ、インダクタＬ３およびＬ４の端子に接続され、それぞれ、インダクタＬ３およびＬ４を通過したマイクロ波信号の任意の部分にグラウンドへの戻り経路を与えることによって、電源ＶＣＣの電力線からマイクロ波信号を分流させる。インダクタＬ３およびＬ４のインダクタンスについては、パルス搬送波信号の包絡線のパルスの反復周波数で、それぞれキャパシタＣ３およびＣ４のキャパシタンスと共振するインダクタンスが選択される。
【００２７】
図４を参照すると分かるように、増幅器要素３０（図２）は３０Ｗないし７０Ｗの入力電力範囲にわたって動作し、この場合、入力電力は２つのエミッタ端子９８に印加される。このことを図４のグラフに示す。入力電力レベルが３０Ｗ、すなわちターンオンしきい値よりも低い場合、それほどの出力電力はなく、したがってグラフはその点で終わる。また、入力電力が７０Ｗよりも高い場合、トランジスタ９０および９２はそれぞれの飽和領域に入り、出力電力は約７００Ｗのままである。したがって、７０Ｗの入力電力レベルを飽和しきい値とみなすことができる。入力電圧（図４には示されていない）に関しては、トランジスタ９０および９２のそれぞれのベース・エミッタ接合部にターンオン電圧があり、この電圧を超えないかぎりベース・エミッタ接合部には電流が流れない。したがって、各正弦信号値がターンオン電圧よりも低い低レベル入力正弦信号の場合、各トランジスタ９０、９２のコレクタ端子１００に出力信号は得られない。
【００２８】
入力正弦信号の電圧がターンオン電圧レベルよりも高くなると、ターンオン電圧を超えた正弦信号の各サイクルの部分が増幅される。したがって、下記で図面、特に図６および１１を参照して説明するように、各トランジスタ９０、９２の出力端子で、クリップされた正弦波が得られる。トランジスタ９０および９２から出力された信号が平衡不平衡変成器８２で組み合わされると、正電圧方向と負電圧方向の両方にエクスカーション（excursion ）を有する修正正弦信号が同軸線セグメント８０に現れる。この場合、波形の各正半サイクルおよび各負半サイクルは、各半サイクルの一部の間だけ非零電圧を有する。入力信号電圧の値が大きく、ピーク電圧が各トランジスタ９０、９２の飽和に必要な電圧レベルを超える場合、結果的に得られる擬正弦信号の各サイクルの頂部が増幅時に制限され、より方形波信号に類似した信号が生成される。良く知られているように、増幅器３０のそのような動作では、トランジスタ９０および９２は、入力正弦信号の各サイクルの大部分にわたって飽和状態と非導通状態のどちらかであり、増幅器要素３０自体内の電力散逸が低減するために増幅器要素３０の効率が大幅に増大する。
【００２９】
たとえば、増幅器要素３０を構成する場合、本発明の好ましい実施形態の構成では、ＳＧＳ−ＴＨＯＭＰＳＯＮＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ社によって製造されたトランジスタ・タイプＳＤ１５６５が使用されており、図４のグラフに示したデータは、パルス反復周波数４２５ＭＨｚ、電源電圧４５Ｖ、パルス幅２５０マイクロ秒、デューティ・ファクタ１０％でそのようなトランジスタを使用したときの値に基づくものである。本発明の好ましい実施形態では、「飽和しきい値」とは、トランジスタ９０または９２の増分電力利得が線形動作領域における利得から３ｄＢだけ増大した入力信号のレベルである。
【００３０】
図５は、増幅器要素３０に比較的小さな振幅の信号を印加した結果をグラフを介して示すものであり、１０２で示した小さな振幅の信号のピーク値はターンオン入力電圧レベルと飽和しきい値の電圧レベルとの間に位置する。この結果得られる出力信号１０４は、トランジスタ９０および９２（図２）が非導通状態である入力信号の各ゼロクロスオーバ点の近傍のデッドタイム領域１０６を除いてほぼ正弦状の波形を示す。
【００３１】
図６のグラフは、増幅器要素３０に印加された入力信号レベルが、飽和しきい値レベルでの電圧を超えるピーク値を有する状況を示す。結果的に得られる出力信号の波形は、トランジスタ９０および９２がそれぞれの飽和状態である時間間隔中にほぼ平坦な頂部を有する。図６の出力波形のデッドタイム領域は、図５に示したデッドタイム領域１０６よりも短い継続時間を有する。図６のグラフの出力信号の波形は方形波形によって近似することができる。
【００３２】
本発明の回路に存在する波形を従来技術で現れる波形と比較することが有用である。図７には、帯域フィルタ１１０に直列接続された飽和増幅器１０８が示されている。従来技術の構成では、帯域フィルタ１１０はＣ級飽和増幅器１０８の出力端子に接続される。増幅器１０８は入力端子Ａと出力端子Ｂとを有し、出力端子Ｂを介してフィルタ１１０に接続される。端子Ｃはフィルタ１１０の出力端子である。フィルタ１１０の機能はフィルタ１１０の必要な帯域の外側の過度のスペクトル・パワーをフィルタすることである。この帯域は、増幅器１０８による信号の変調を通過させるのに十分なものであるが、増幅器１０８の飽和波形から出力される信号のスペクトル全体よりも小さい。
【００３３】
図８に、図７の端子Ａ、Ｂ、Ｃに現れる信号の波形が模式的に示されている。それぞれ端子Ａ、Ｂ、Ｃでの信号の信号包絡線１１２、１１４、１１６も図８に示されている。端子Ａに、正弦搬送波信号のパルスがある。端子Ａでの信号の包絡線１１２はほぼ矩形を有する。端子Ｂでは、増幅器１０８の出力信号は、包絡線１１４が矩形包絡線を有する方形波として簡略化形で表されている。包絡線１１４の立上りおよび立下りは、Ｃ級飽和動作モードと、結果的に得られる増幅器１０８の短いターンオン時間およびターンオフ時間のために、包絡線１１２の対応する立上りおよび立下りよりも急峻である。フィルタ１１０は端子Ｂの信号を変え、包絡線１１６を台形によって近似することのできる対応する信号を端子Ｃで出力する。
【００３４】
端子Ｃでの信号の立上り１１８は、包絡線１１６内のランプによって近似される。端子Ｃでの信号の立下り１２０も包絡線１１６内のランプによって近似される。フィルタ１１０の効果は、信号の伝搬を遅延させ、立上り１１８での正弦のサイクルが、比較的小さな振幅の正弦から始まり徐々にピーク振幅に増大していき、それに対して立下り１２０では、正弦のそれぞれのサイクルの振幅が徐々に低減するように信号を変更する。立上り１１８と立下り１２０のそれぞれ内の正弦のサイクルの振幅の真の包絡線が時間の非線形平滑関数であることに留意されたい。しかし、従来技術および本発明の議論を容易にするために、立上り包絡線および立下り包絡線を線形ランプによって近似すると有用である。
【００３５】
図９に示した本発明の簡略化表現では、帯域フィルタ３６は高電力増幅器２６の前に示されている。これらの要素については図１ですでに説明した。図９には、すでに図１に示した端子Ｄ、Ｅ、Ｆも示されている。図１０は、端子ＤおよびＥに現れる信号波形を示す。端子Ｄでの信号の波形は、図８の端子Ａでの信号とほとんど同じであることが分かる。図１０で、帯域フィルタ３６は、中央部１２８がほぼ平坦であるほぼ台形の包絡線１２６の立上り１２２と立下り１２４とを有する信号が端子Ｅに現れるように端子Ｄでの信号を修正する。正弦信号のサイクルの振幅は、立上り１２２内で徐々に増大し、中央部１２８でほぼ一定のままであり、立下り１２４で徐々に低減する。
【００３６】
端子Ｅでの信号に関しては、立上り１２２の始めでは、正弦信号の最初の数サイクルの振幅が増幅器要素３０（図２）のターンオンしきい値よりも小さく、立上り１２２の中央部では、信号サイクルが増幅器要素３０のターンオンしきい値と飽和しきい値との間の振幅値を有する。信号の中央部１２８では、正弦波形のすべてのサイクルが飽和しきい値を超える振幅を有する。立下り１２４では、立下り１２４の中央部での信号の個別のサイクルの振幅は、ターンオンしきい値と飽和しきい値との間の値を有する。立下り１２４の終わりでは、正弦波形の個別のサイクルの振幅は増幅器要素３０のターンオンしきい値よりも低い。
【００３７】
本発明の好ましい実施形態で使用されるパルス搬送波信号では、中央部１２８は約８００サイクルの搬送波を有し、それに対して立上り１２２および立下り１２４はそれぞれ、約５０サイクルの搬送波を有する。図９は、高電力増幅器２６の前に配置された第２の帯域フィルタ３６に関する本発明を示すものであるが、本発明の同じ原則が、上記で図１を参照して説明したようにＣ級飽和段５０を有するドライバ増幅器３２の前に配置された第１の帯域フィルタ３４の動作にも適用できることに留意されたい。端子Ｅでの信号に関しては、中央部１２８での信号の電力により、トランジスタ９０または９２の増分電力利得がトランジスタの線形領域での利得値から減分３ｄＢだけ低下する程度に、トランジスタの電流が飽和領域に上昇する。この減分値は一例として示したものであり、通常は１ｄＢないし６ｄＢの範囲内であってよい。立上り１２２および立下り１２４のそれぞれ内の正弦のサイクル数は、信号の中央部が８００サイクルを有する場合は１０サイクルないし１００サイクルの範囲であってよい。
【００３８】
図１１のグラフは高電力増幅器２６の飽和動作モードの効果を示す。端子Ｅの信号は増幅器２６に入力される。その結果、図１１のグラフに表したように端子Ｆへの出力信号が得られる。端子Ｆでの出力信号の波形の包絡線は、端子Ｅでの入力信号の包絡線とは正確には一致しないが、比較を容易にするために、包絡線の対応する部分を、端子Ｅでの信号の波形を表す際に使用したのと同じ符号で識別する。
【００３９】
したがって、図１１では、包絡線１２６は、立上り１２２と立下り１２４とを含む中央部１２８を有する。信号は、立上り１２２の始めに、図５で説明した波形と同様な波形を有する。信号の振幅は、信号が中央部１２８で、図６に示した信号の形になるまで増大する。立下り１２４では、信号の振幅は、それぞれ、図５に示した波形と同様な波形を有する、漸次低くなる振幅を有する連続サイクルと共に低減する。立下り１２４の直後に、入力信号の対応するサイクルが増幅器要素３０のターンオンしきい値よりも低い振幅を有するために出力波形でサイクルがなくなることに留意されたい。端子Ｆでの信号の包絡線１２６の全体的な構成は従来技術の端子Ｃでの信号の包絡線１１６の全体的な外観と類似している。したがって、端子Ｃおよび端子Ｆでの両方の信号は同様なスペクトルを有する。そのため、本発明は、図７の大形フィルタ１１０の必要なしに所望の出力スペクトルを得ることができた。本発明は、増幅器チャネル２８のバンク（図１）の前に配置されたずっと小形のフィルタ３６を使用する。
【００４０】
図１と、本発明の好ましい実施形態で使用される典型的な信号とに関しては、立上りの１０％値と９０％値との間で測定された端子Ｇでの信号の立上り時間は２００ナノ秒よりも短い。９０％値と１０％値との間で測定された端子Ｈでの信号の立下り時間は６００ナノ秒である。端子Ｇでの立上り時間は４００ナノ秒であり、端子Ｅでの立下り時間は、通常は７００ナノ秒ないし１０００ナノ秒の範囲内である。第１の帯域フィルタ３４は、本発明の好ましい実施形態では中央周波数が４４９ＭＨｚであり、３ｄＢ（デシベル）帯域幅が１．０ＭＨｚ（最大）であり、４０ｄＢ帯域幅が５．０ＭＨｚ（最大）であるガウス・フィルタである。挿入損失は１．５ｄＢである。第２の帯域フィルタ３６に関しては、フィルタは、フィルタ・スペクトルの中央部に０．１ｄＢリップルを含むチェブィシェフ形フィルタである。本発明の好ましい実施形態では中央周波数は４４９ＭＨｚである。３ｄＢ帯域幅は８５０ＫＨｚ（キロヘルツ）、２０ｄＢ帯域幅は１．９５ＭＨｚ（最大）、３５ｄＢ帯域幅は５．５ＭＨｚ（最大）、５０ｄＢ帯域幅は２０ＭＨｚ（最大）である。挿入損失は１．５ｄＢ（最大）である。端子Ｆの出力信号の中央部１２８は、信号源２２（図１）から第１の帯域フィルタ３４に出力されるパルス信号の所定の幅にほぼ等しい継続時間を有する。このパルス幅は、第１の帯域フィルタ３４とその後に続くドライバ増幅器３２の組合せ動作と、第２の帯域フィルタ３６とその後に続く高電力増幅器２６の組合せ動作で保持される。
【００４１】
本発明の好ましい実施形態に関する図１内の回路点での典型的な測定電力レベルを下記に示す。端子Ｈでのピーク電力レベルは１０ｍｗ（ミリワット）である。端子Ｄでのピーク電力レベルは６５０Ｗである。端子Ｅでのピーク電力レベルは３５Ｗである。増幅器段３８の出力端子でのピーク電力レベルは３００Ｗである。増幅器チャネル２８の入力端子でのピーク電力レベルは７０Ｗである。増幅器チャネル２８の出力端子でのピーク電力レベルは６５０Ｗであり、各高電力増幅器２６の端子Ｆには２ＫＷ（キロワット）を超えるピーク電力が存在する。
【００４２】
図１２は、それぞれの電子装置の動作に対するスペクトル干渉を防止するために一群の複数の電子装置のそれぞれに課される要件などのスペクトル要件を満たすための、端子Ｆでの信号の出力スペクトルの制御を示す。スペクトルの外側境界は実線で示されており、スペクトルは搬送波周波数ｆｃを中心としている。スペクトル自体は点線で示されている。フィルタ３６がないときに生成される端子Ｆでの信号のスペクトルは破線で示されている。破線が部分的に境界の外側を越え、それに対して増幅器２６の前段にフィルタ３６を使用することによって得られる実際のスペクトルが境界の要件を満たすことに留意されたい。
【００４３】
本発明の前述の実施形態が例示的なものに過ぎず、当業者にはその修正形態が構想されることが理解されよう。したがって、本発明は、本明細書で開示した実施形態に限るものとみなされるものではなく、添付の特許請求の範囲に定義したようにのみ制限すべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】高電力パルス搬送波信号を送信する複数のＣ級飽和モード増幅器を使用するシステムのブロック図である。
【図２】図１のシステムの１つのトランジスタ増幅器の概略図である。
【図３】マイクロストリップとして構成されたトランジスタ増幅器の物理構成を示す模式図である。
【図４】図２の増幅器の増幅器要素の出力電力と入力電力の関係を示すグラフである。
【図５】増幅器要素がほぼ線形のモードで動作する適度な振幅の信号の場合の増幅器要素の入力信号および出力信号を示すグラフである。
【図６】増幅器要素の飽和を誘発させる比較的大きな信号振幅の場合の増幅器要素の入力信号および出力信号を示すグラフである。
【図７】従来技術による飽和モード増幅器とその後に配置された帯域フィルタを示すブロック図である。
【図８】従来技術による図７の端子Ａ、Ｂ、Ｃでの波形を示す図である。
【図９】本発明による帯域フィルタとその後に配置されたＣ級飽和モード増幅器を示すブロック図である。
【図１０】図９の帯域フィルタの入力端子ＤおよびＣ級飽和モード増幅器の入力端子Ｅでの波形を示すグラフである。
【図１１】飽和動作モードの場合の図９の増幅器の出力信号を示すグラフである。
【図１２】図９の飽和増幅器の端子Ｅで出力される信号のスペクトルと、近傍の電子装置に対する干渉を防止するためのスペクトル境界との比較を示す模式図である。
【符号の説明】
２０システム
２２信号源
２４アンテナ・アセンブリ
２６高電力増幅器
２７電力分割器
２９電力結合器
２８増幅器チャネル
３０Ｃ級飽和増幅器要素
３２ドライバ増幅器
３４第１の帯域フィルタ
３６第２の帯域フィルタ
３８入力増幅器段
４０電力分割器
４２電力結合器
４３移相器
４４、４６、４８、５０増幅器段

Claims

ターンオンしきい値電力レベルを超えた入力電力レベルに対するほぼ線形の動作範囲と飽和動作領域とを有するＣ級飽和増幅器要素によって増幅され、かつパルスの形態を有し、かつ振幅が変調された正弦搬送波波形と所定の幅のほぼ矩形の包絡線とを備え、かつピーク振幅がほぼ一様であるパルス搬送波信号内のエネルギーのスペクトル分布を低減する方法であって、
振幅がほぼ単調に増加する立上りランプと、振幅がほぼ単調に減少する立下りランプとを有し、立上りランプと立下りランプとの間に、ほぼ一様なピーク振幅を有する中央領域が挿入された、修正された包絡線を備えるように、信号パルスの包絡線を修正するステップであって、少なくとも立ち上がりランプの動作の部分と立ち下がりランプの動作の部分に対して、立ち上がりランプと立ち下がりランプとが前記増幅器要素内で線形の動作モードとするように、信号パルスの増幅が設定される、前記修正するステップと、
増分利得を所定の係数だけ減分する飽和レベルがあるとき、前記増幅器要素内で飽和動作モードとするように、中央領域において信号パルスのピーク振幅を設定するステップと、
修正された包絡線を有する信号パルスを前記増幅器要素に印加し、前記増幅器要素が、ほぼ一定の振幅を有する方形搬送波波形の中央部と、その前に位置する正弦搬送波波形の立上りランプと、中央部の後に位置する正弦搬送波波形の立下りランプとを備える出力信号を出力するステップと
を有し、
前記修正するステップと前記設定するステップは、少なくとも２つの帯域フィルタ段、および前記少なくとも２つの帯域フィルタ段間に少なくとも１つの増幅段を備える第１回路によって実行され、
前記増幅要素は、複数の並列増幅チャネルを有する複数の増幅器のそれぞれを有することを特徴とする方法。
出力信号の中央部が、前記所定の幅に等しい継続時間を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記増分利得減分係数の値が約１デシベルないし６デシベルの範囲であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記増分利得減分係数の値が３デシベルであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記修正された包絡線の立上りランプおよび立下りランプがそれぞれ、複数の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
前記修正された包絡線において、各ランプが少なくとも５回の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項５に記載の方法。
前記修正された包絡線において、各ランプが１０回ないし８０回の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項６に記載の方法。
前記修正された包絡線において、各ランプが約５０回の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項７に記載の方法。
前記修正ステップが、パルス搬送波信号の変調を通過させるほど広く、フィルタ通過帯域の外側の外部スペクトル・エネルギーを低減するほど狭い通過帯域を有する前記帯域フィルタ段を使用することによって行われることを特徴とする請求項１に記載の方法。
ターンオンしきい値電力レベルを超えた入力電力レベルに対するほぼ線形の動作範囲と飽和動作領域とを有する飽和Ｃ級飽和増幅器要素によって増幅され、かつパルスの形態を有し、かつ振幅が変調された正弦搬送波波形と所定の幅のほぼ矩形の包絡線とを備え、かつピーク振幅がほぼ一様であるパルス搬送波信号内のエネルギーのスペクトル分布を低減する、飽和増幅器要素を有するシステムであって、
増幅器要素の入力端子に結合され、振幅がほぼ単調に増加する立上りランプと、振幅がほぼ単調に減少する立下りランプとを有し、立上りランプと立下りランプとの間に、ほぼ一様なピーク振幅を有する中央領域が挿入された、修正された包絡線を備えるように、信号パルスの包絡線を修正する手段であって、少なくとも立ち上がりランプの動作の部分と立ち下がりランプの動作の部分に対して、立ち上がりランプと立ち下がりランプとが前記増幅器要素内で線形の動作モードとするように、信号パルスの増幅が設定される、前記手段を備え、
増分利得を所定の係数だけ減分する飽和レベルがあるとき、前記修正手段が、増幅器要素内で飽和動作モードとするように、中央領域において十分な大きさのピーク振幅を有するパルス搬送波信号を出力し、
前記増幅器要素が、ほぼ一定の振幅を有する方形搬送波波形の中央部と、その前の正弦搬送波波形の立上りランプと、中央部の後の正弦搬送波波形の立下りランプとを有する出力信号を出力し、
前記修正手段は、少なくとも２つの帯域フィルタ段、および前記少なくとも２つの帯域フィルタ段間に少なくとも１つの増幅段を備える第１回路を有し、
前記増幅要素は、複数の並列増幅チャネルを有する複数の増幅器のそれぞれを有することを特徴とするシステム。
出力信号の中央部が、所定の幅に等しい継続時間を有することを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
前記増分利得減分係数の値が約１デシベルないし６デシベルの範囲であることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
前記増分利得減分係数の値が３デシベルであることを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
修正された包絡線の立上りランプおよび立下りランプがそれぞれ、複数の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
前記修正された包絡線において、各ランプが少なくとも５回の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項１４に記載のシステム。
前記修正された包絡線において、各ランプが１０回ないし８０回の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項１５に記載のシステム。
前記修正された包絡線において、各ランプが約５０回の正弦波形サイクルを有することを特徴とする請求項１６に記載のシステム。
前記帯域フィルタ段が、パルス搬送波信号の変調を通過させるほど広く、フィルタ通過帯域の外側の外部スペクトル・エネルギーを低減するほど狭い通過帯域を有することを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
さらに、前記修正手段に結合され修正手段の前に配置されたＣ級飽和ドライバ増幅器と、ドライバ増幅器に結合されその前に配置されたドライバ帯域フィルタとを備え、ドライバ帯域フィルタが、ドライバ増幅器の出力信号に現れるほぼ台形の包絡線とするように動作し、それによって、前記システム内のドライバ帯域フィルタの前の点から増幅器要素の出力端子までほぼ台形の信号包絡線を維持することを特徴とする請求項１８に記載のシステム。
さらに、前記ドライバ帯域フィルタにパルス変調搬送波信号を与える信号源と、Ｃ級飽和増幅器要素の短いカットオフ時間に関連する低減された振幅のスペクトル成分からなるスペクトル帯域に制限された放射を放出するために飽和増幅要素の出力端子に結合されたアンテナ・アセンブリとを備え、カットオフ時間が正弦搬送波波形のサイクルよりもずっと小さいことを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
前記Ｃ級飽和増幅器要素が、接地ベース回路を含むプッシュプル整合トランジスタ対と、修正手段からの信号をその整合トランジスタ対のそれぞれの入力端子に結合する一対のマイクロストリップ伝送線として構成されることを特徴とする請求項１９に記載のシステム。
前記システムがレーダ送信機として働き、前記トランジスタ対および前記マイクロストリップ伝送線が第１の増幅器チャネルの一部を構成し、前記第１の増幅器チャネルを含む複数の増幅器チャネルがあり、前記システムがさらに、増幅器チャネルと修正手段とを相互接続する電力分割器と、増幅器チャネルの出力端子と電力結合器の共通の出力端子を相互接続する電力結合器とを備えることを特徴とする請求項２１に記載のシステム。
さらに、前記ドライバ帯域フィルタにパルス変調搬送波信号を与える信号源と、Ｃ級飽和増幅器要素の短いカットオフ時間に関連する低減された振幅のスペクトル成分からなるスペクトル帯域に制限された放射を放出するために電力結合器の出力端子に結合されたアンテナ・アセンブリとを備え、カットオフ時間が正弦搬送波波形のサイクルよりもずっと小さいことを特徴とする請求項２２に記載のシステム。