JPH1138118A - パルス搬送波信号のｃ級飽和増幅による過度のスペクトル・パワー分布の低減 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 飽和モードで動作するＣ級高電力増幅器によ
るパルス変調正弦信号の増幅の際、従来より小さいフィ
ルタを使用して従来と同じ性能を得る。 【解決手段】 パルス搬送波信号の矩形包絡線を台形包
絡線へ修正する。台形包絡線の立上りおよび立下りはそ
れぞれ、振幅が増大し低減する正弦波形の包絡線を構成
する。立上りおよび立下りの最も大きな振幅の正弦のピ
ーク振幅は、増分電力利得が係数約３ｄＢだけ減分する
ように増幅器要素の飽和動作を誘導する電力レベルを超
える電力を有する。増幅器要素から出力される搬送波信
号のパルスでは、中央領域の搬送波はほぼ方形波の構成
を有し、立上りおよび立下りでは、波形のサイクルはほ
ぼ正弦状である。それぞれ、増幅器要素を含む、多数の
増幅チャネルからなるバンクに、修正を行う共通のフィ
ルタから修正済み包絡線が与えられる。チャネル信号を
互いに同位相加算することによって、大きな電力利得お
よび信号振幅が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、飽和モードで動作
するＣ級高電力増幅器によるパルス変調正弦信号の増幅
に関し、詳細には、台形包絡線の立上りおよび立下りで
の各ランプ、すなわち傾斜に増幅器の飽和レベルよりも
低い振幅レベルから増幅器の飽和レベルよりも高い振幅
レベルに至る一連の正弦信号振幅が存在する、入力信号
の矩形振幅包絡線の台形包絡線への変調に関する。

【０００２】

【従来の技術】たとえば通信システムやレーダ・システ
ムを含む多数の電子システムでパルス搬送波システムが
使用されている。レーダ・システムと通信システムのど
ちらでも、無線周波数（ＲＦ）スペクトル帯域の比較的
高電力のパルスをある位置から他の位置へ送る必要があ
る。高電力レベルで出力信号を供給する電力増幅器の効
率を高めるために、一般に、飽和モードとＣ級増幅の両
方で動作する電力用トランジスタなどの固体素子の増幅
器が作製されている。Ｃ級増幅に使用される多くの新形
トランジスタは、ＲＦ搬送波のサイクルよりもずっと短
い、非常に短いターンオン時間およびターンオフ時間を
有する。ターンオン時間とは、トランジスタの導通を開
始するために必要な時間であり、ターンオフ時間とは、
トランジスタの導通を終了するために必要な時間であ
る。短いターンオン時間およびターンオフ時間によっ
て、矩形振幅包絡線を有するパルス信号の非常に先鋭な
立上りおよび立下りが生成される。包絡線の短い立上り
時間および立下り時間によって、信号パルスによって搬
送された情報を保存するのに必要な量を超えたかなりの
量のエネルギーがスペクトル成分内で生成される。たと
えば、パルスは、搬送波の振幅変調に加え、搬送波の周
波数変調または位相変調によって変調される。この変調
によって、タイミング・データなどの情報、または受信
機または信号プロセッサでの基準パターンとの相関付け
に適した所定の信号パターンが搬送される。

【０００３】特に、送受信アンテナなどの電子装置を保
持する航空機や船舶などの乗物の場合と同様に、複数の
電子装置が密に取り付けられる場合には問題が生じる。
そのような装置は、所定のスペクトルを有する信号を用
いて動作し、通常、スペクトルのスカート内の周波数成
分の振幅は、ある装置の信号が近傍の装置の信号の低振
幅スペクトル成分で汚染されるの防止するように指定さ
れる。信号がＣ級飽和増幅器によって増幅される場合、
この問題は従来、増幅器の出力端末に帯域フィルタを配
置することによって解決されていた。そのようなフィル
タは、変調信号を送信するのに必要なスペクトルの部分
の外側のスペクトル・エネルギー成分を低減させる所望
の効果を有する。それによって、フィルタは信号の形状
を保存し、同時に他の装置をその信号による干渉から保
護する。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ある種の電子
装置、特にレーダ送信機を用いる場合、出力信号が高電
力を有し、したがって、帯域フィルタを高電力信号を処
理するのに適した形態に構成しなければならない。この
要件を満たすために、その帯域フィルタは大きな物理寸
法を有し、電子回路架台を含むキャビネットと同程度の
寸法を有することが多い。そのような構成は過度に大き
くかつ重く、電子装置の乗物への取付および配置を困難
にする。これは利用可能な空間および重量が厳しく限ら
れた宇宙船の場合に特に当てはまる。

【０００５】

【課題を解決するための手段】Ｃ級としてかつ飽和モー
ドで動作する増幅器によるパルス搬送波信号の増幅のた
めに起こる過度のスペクトル・パワー分布を低減するシ
ステムおよび方法によって、前述の問題が解消され、か
つ他の利点が与えられる。本発明のこのシステムは、風
のシヤーの測定で使用されるウインド・プロファイル・
レーダの送信機を作製する場合に特に有利である。通
常、そのような増幅器は、Ｃ級動作において、トランジ
スタ内での導通を誘導する有効な信号レベル、いわゆる
「ターンオン」レベルを必要とする半導体デバイス、特
にトランジスタで構成される。入力信号レベルが大きい
と、トランジスタによって線形増幅または擬線形増幅が
行われる。ずっと大きな入力信号レベルでは、飽和領域
に達する。ＲＦ信号の増幅器で使用されるトランジスタ
は先鋭な立上りおよび立下りを備える。この場合、前述
の立上りまたは立下りの継続時間は、増幅中の入力正弦
信号のサイクルの継続時間よりもずっと短い。

【０００６】本発明では、矩形包絡線の短い立上り時間
および立下り時間のために生じる過度の不要なスペクト
ル成分を低減するために、増幅器に入力されたパルス正
弦信号の変調を行う。入力信号の変調は、矩形包絡線を
台形包絡線に修正し、正弦信号のサイクルの一部のみで
はなく、正弦信号の多数のサイクルにわたって延びる包
絡線の立上りおよび立下りを生成することによって行わ
れる。本発明によれば、立上りのいくつかの搬送波サイ
クル、および立下りのいくつかの搬送波サイクルは、比
較的振幅が低く、ターンオンしきい値よりもいくらか大
きいが、飽和領域が始まるレベルよりもずっと小さい。
ターンオンしきい値を超える範囲の、立上りのそのよう
な搬送波サイクル、ならびに立下りのそのような搬送波
サイクルは、増幅器によってほぼ線形に増幅される。入
力信号の中央部の搬送波サイクルは、増幅器を飽和領域
で駆動する振幅を有する。そのため、出力パルス信号
は、搬送波正弦波形のサイクルの振幅が増幅器の飽和に
よって制限される中央部を有し、そのため、ほぼ方形波
形の形状を有する出力搬送波波形が得られる。しかし、
出力パルスの、中央領域のすぐ前の立上り領域と、中央
領域のすぐ後の立下り領域には、出力信号の飽和中央領
域の振幅よりも小さな可変振幅の正弦波形のサイクルが
ある。そのような構成の包絡線では、矩形包絡線を有す
る波形のスペクトルと比べて、波形の周波数成分のスペ
クトル分布が大きい。

【０００７】本発明の好ましい実施態様では、包絡線の
ランプの形態の立上りおよび立下りの生成が、通過帯域
がパルス搬送波信号の変調を通過させるほど広い帯域特
性を有し、同時にフィルタ通過帯域の外側の外部スペク
トル・エネルギーを低減するフィルタを使用することに
よって行われる。大きな電力増幅を得るための典型的な
システム構成では、多数の増幅器が並列に構成され、フ
ィルタから出力される共通の信号によって動作する。複
数の増幅器の出力信号が組み合わされ、フィルタによっ
て増幅器のそれぞれの入力信号が事前に調整されるため
に他のフィルタの必要なしに比較的高電力の信号が生成
される。正弦信号は振幅変調以外にも位相、または周波
数変調される。前述のフィルタリングでは、パルス搬送
波波形の変調の保存に関してはこの波形を介して伝達さ
れるデータが保存され、同時にフィルタ帯域の外側の外
部スペクトル・エネルギーが低減される。

【０００８】本発明を実施する際に考慮すべき基本的な
点は、レーダ送信機が使用する電力レベルが高すぎて適
切な帯域フィルタを正常に製造することができず、製造
した場合は過度に大形で複雑になりコストがかかること
である。本発明の手法は、増幅後に信号が固有のスペク
トルに対して所望の形状を有するように、最後の増幅段
の前に信号を事前調整するものである。しかし、増幅器
のＣ級飽和モードを使用すると、波形の歪み、特に連続
増幅段のターンオン・レベルの影響のためにこの手法が
制限される。そのため、立上りおよび立下りに対してか
なり縦長のランプを有する包絡線の台形波形を用いた場
合でも、連続Ｃ級飽和モード増幅段によって立上りおよ
び立下りは過度に急峻になる。したがって、高い電力レ
ベルでの他の処理が必要である。本発明では、この電力
を処理するために、最終増幅段を多数の並列チャネルに
分割し、フィルタを使用してチャネルのバンクへのパル
ス搬送波信号の入力包絡線を形状付け、次いで搬送波周
波数で同位相的に、並列チャネルの信号の和を求め、ス
ペクトル要件を満たす包絡線における所望の最終出力電
力を得る。各Ｃ級飽和モード増幅段の後に電力が分割さ
れ、電力分割比はほぼ電力増幅量に等しく、そのため、
各増幅段は、包絡線整形フィルタを利用するための正常
な信号動作範囲に維持される。

【０００９】本発明の前述の態様およびその他の特徴に
ついては、下記の説明において添付の図面に関連して説
明する。

【００１０】それぞれの異なる図に現れる同じ符号の要
素は、同じ要素を指すが、すべての図に関する説明で参
照されるわけではない。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１を参照すると、高電力増幅器
２６のバンクによって信号源２２をアンテナ・アセンブ
リ２４に接続するシステム２０が示されている。高電力
増幅器２６は電力分割器２７と電力結合器２９との間に
並列接続され、それによって、電力分割器２７を介して
各増幅器２６に共通の信号が入力され、増幅器２６のバ
ンクから出力された電力が結合器２９を介してアンテナ
・アセンブリ２４に加えられる。たとえば、本発明を使
用した場合、個別の増幅器２６は、それぞれ、プッシュ
プル動作ができるように接続された互いに整合する一対
のトランジスタの形態のＣ級飽和増幅器要素３０を含
む、複数の増幅器チャネル２８を備えている。信号源２
２から出力された信号はドライバ増幅器３２によって高
電力増幅器２６のバンクに印加される。たとえば、本発
明の好ましい実施形態を作製する場合、１０個の高電力
増幅器２６を用い、分割器２７の分割比は１：１０であ
り、結合器２９の結合比は１０：１である。分割器２７
と結合器２９は共に、ラジアル低損失構造として製造さ
れる。

【００１２】本発明によれば、信号源２２とドライバ増
幅器３２との間に第１の帯域フィルタ３４が接続され
る。電力分割器２７を介してドライバ増幅器３２から高
電力増幅器２６に第２の帯域フィルタ３６が接続され
る。

【００１３】各高電力増幅器２６はさらに、Ｃ級および
飽和モードで動作する入力増幅器段３８と、電力分割器
４０と、電力結合器４２とを備える。各高電力増幅器２
６は移相器４３を備え、それによって、それぞれの増幅
器２６によって増幅された変調済み搬送波信号の相対位
相は、電力結合器２９に信号が入力されたときに同位相
関係になるように調整する。各増幅器２６で、移相器４
３は結合器４２の出力端子に接続される。第２のフィル
タ３６を介して増幅器２６に入力される信号は入力段３
８によって増幅され、電力分割器４０に印加される。電
力分割器４０は、増幅器段３８から出力された信号の電
力を増幅器チャネル２８へ均等に分割する。一例として
そのような４つのチャネルが図示されている。各増幅器
チャネル２８は、電力分割器４０から与えられた信号を
増幅し、増幅した信号を電力結合器４２に出力するよう
に動作する。電力結合器４２は、それぞれのチャネル２
８から出力された信号の和を求め結合和信号を与える。
この信号は結合器２９を介してアンテナ・アセンブリ２
４に印加される。各増幅器チャネル２８は、電力結合器
４２によって互いに加算された信号の位相の和を求めア
ンテナ・アセンブリ２４に最大電力が供給されるよう
に、後述の位相整合回路を含む。

【００１４】ドライバ増幅器３２は３つの直列接続線形
増幅段４４、４６、４８を備える。ドライバ増幅器３２
はさらに、飽和モードでＣ級増幅器として動作し、マイ
クロ波サーキュレータ５２を介して出力増幅器段４８の
出力端子に接続された飽和増幅器段５０を備える。サー
キュレータ５２は、サーキュレータ５２のポートとグラ
ウンド５６との間に接続された抵抗器５４を介してイン
ピーダンスを整合させる。飽和増幅器段５０の出力端子
は第２のフィルタ３６によって高電力増幅器２６の入力
増幅器段３８の入力端子に接続される。

【００１５】システム２０の回路内の様々な端子に現れ
る信号波形の議論を容易にするために、第２のフィルタ
３６の入力端子および高電力増幅器２６の入力端子をそ
れぞれ、端子Ｄおよび端子Ｅとして識別する。高電力増
幅器２６の出力端子は、端子Ｆとして識別する。第１の
フィルタ３４の入力端子は、信号源２２の出力に接続さ
れる端子Ｇとして識別する。第１のフィルタ３４の出力
端子は端子Ｈを介して増幅器段４４の入力端子に接続さ
れる。

【００１６】信号源２２は、たとえばレーダの操作で使
用するのに適した信号を与える。信号源２２は、搬送波
発振器５８と、位相変調器６０と、振幅変調器６２とを
備える。信号源２２にはデータ・ユニット６４とタイミ
ング・ユニット６６も含まれる。信号源２２の動作時に
は、データ・ユニット６４が位相変調器６０にデータを
付与し、位相変調器が、このデータを表す位相変調を用
いて、発振器５８から出力された搬送波を変調する。た
とえば、この位相変調は位相偏移キーイングまたは最小
位相キーイングでよく、最小位相キーイングは周波数変
調のためのオフセット周波数を構成する。この周波数変
調は、たとえば位相変調器６０の機能内に含まれること
が理解されよう。この結果得られる、位相変調器６０か
ら出力される位相変調済み正弦信号は振幅変調器６２に
印加される。タイミング・ユニット６６は、データ・ユ
ニット６４を動作させて通常はディジタル・フォーマッ
トのデータを位相変調器６０に付与するタイミング信号
を与え、また、振幅変調器６２を動作させ搬送波信号の
パルス変調を行う。したがって、信号源２２から出力さ
れ端子Ｇに現れる信号はパルス搬送波信号である。

【００１７】各増幅器チャネル２８は同様に構成され
る。図面を簡略化するために、１つの増幅器チャネル２
８が拡大されて示され、チャネル内の様々な回路が示さ
れている。他の増幅器チャネル２８にも同じ回路構成要
素があることが理解されよう。平衡不平衡変成器７０を
介して２つのマイクロストリップ導体７２および７４の
それぞれに入力信号を接続する同軸線セグメント６８が
各増幅器チャネル２８の入力ポートにある。増幅器チャ
ネル２８内には、他の２つのマイクロストリップ導体７
６および７８と、平衡不平衡変成器８２を含む出力同軸
線セグメント８０も含まれる。同軸線セグメント８０は
平衡不平衡変成器８２を介してマイクロストリップ導体
７６に接続され、平衡不平衡変成器８２およびキャパシ
タＣ２を介してマイクロストリップ導体７８に接続され
る。飽和増幅要素３０は２つの入力ポートと２つの出力
ポートとを有し、２つの入力ポートはそれぞれ、マイク
ロストリップ導体７２および７４に接続される。増幅器
要素３０の２つの出力ポートはそれぞれ、マイクロスト
リップ導体７６および７８に接続される。

【００１８】増幅器チャネル２８の動作時には、入力同
軸線セグメント６８で入力された信号が平衡不平衡変成
器７０で分割され、そのため、信号の電力の半分が進行
波としてマイクロストリップ導体７２を介して増幅器要
素３０に伝導し、信号電力の残りの半分が平衡不平衡変
成器７０を介して出力され、進行波としてマイクロスト
リップ導体７４を介して増幅器要素３０に結合される。
増幅器要素３０の出力信号は、それぞれ、マイクロスト
リップ導体７６および７８ならびにキャパシタＣ１およ
びＣ２を介して進行波として伝導し、平衡不平衡変成器
８２を介して互いに加算され、出力同軸線セグメント８
０を介して出力される。

【００１９】下記で詳しく説明するように、信号源２２
のパルス搬送波信号の立上りおよび立下りは、増幅器段
５０および３８の飽和Ｃ級増幅といくつかの増幅器要素
３０のためにより先鋭にされる。この効果は、特に搬送
波パルスの立下りに対して顕著であり、増幅器段５０お
よび３８のトランジスタといくつかの増幅器要素３０の
非常に短いターンオフ時間のために生じる。そのような
短い立上り時間および立下り時間はパルス搬送波信号内
での変調の高忠実度伝送には必要ではなく、したがっ
て、より先鋭にされた立上りおよび立下りのために起こ
る信号のスペクトルの追加広がりは不要である。さら
に、上記で指摘したように、そのような過度のスペクト
ル・パワー分布は、アンテナ・アセンブリ２４に密に近
接して配置された他の電子装置（図１には示されていな
い）に干渉する恐れがある。また、スペクトルのそのよ
うな制御は、米国商務省電気通信情報局からのＮＴＩＡ
レポートとして入手できるレーダ・スペクトル工学基準
（ＲＥＳＣ）に記載された米国政府要件を満たすうえで
必要である。

【００２０】第１のフィルタ３４は、矩形包絡線を台形
包絡線に変換することによって、信号源２２から出力さ
れた信号パルスのほぼ矩形の包絡線を修正する働きをす
る。そのため、立上りおよび立下りのそれぞれの内の正
弦波形のすべてのサイクルが増幅器段５０の動作を飽和
させるとは限らない。しかし、立上りおよび立下り内の
正弦波形のサイクルの大部分は増幅器段５０の出力で飽
和領域に達するので、第２のフィルタ３６は台形包絡線
を復活させるために挿入される。第２のフィルタ３６か
ら出力された信号は、増幅器チャネル２８によって信号
パルスが増幅された後でも飽和レベルに達しない正弦波
形の多数のサイクルが残るように、十分に長い立上りと
十分に長い立下りとを有する。そのため、端子Ｆで高電
力増幅器２６から出力される信号は、過度のスペクトル
・パワー分布がほとんど存在しないスペクトルを有す
る。

【００２１】図２は、図１の増幅器チャネル２８の構成
を詳しく示すものである。したがって、図１のマイクロ
ストリップ導体７２、７４、７６、７８は、同軸遷移線
セグメント６８および８０と共に、図２にも示されてい
る。増幅器要素３０およびキャパシタＣ１およびＣ２も
図示されている。４００メガヘルツ（ＭＨｚ）ないし５
００メガヘルツの周波数範囲に適した本発明の好ましい
実施形態では、増幅器チャネル２８の電気回路の構成要
素が、図３に示したようにマイクロストリップ構造８４
として構成される。本発明の好ましい実施形態では４４
９ＭＨｚの搬送波周波数が使用されている。マイクロス
トリップ導体７２および７４は、導体７２および７４に
対向する基板８６の裏側に配置された金属接地板８８を
含む基板８６によって支持される。導体７２および７４
は銅などの金属のストリップで形成され、周知のフォト
リソグラフィック技法によって基板８６上に堆積され
る。基板８６は周知の誘電電気絶縁材料で形成される。

【００２２】増幅器要素３０は、整合する対として構成
された一対のトランジスタ９０および９２を備える。ト
ランジスタ９０および９２は、互いに接続され回路点９
６で接地されたそれぞれのベース端子９４を有する。ト
ランジスタ９０および９２のエミッタ端子９８はそれぞ
れ、導体７２および７４に接続される。トランジスタ９
０および９２のコレクタ端子１００はそれぞれ、導体７
６および７８に接続される。トランジスタ９０および９
２はそれぞれ、バイポーラ構成を有するＮＰＮ形であ
る。また、トランジスタ９０および９２はそれぞれ、飽
和モードならびにＣ級動作モードで動作するように設計
される。

【００２３】図２に示したように、導体７２は平衡不平
衡変成器７０を介して同軸線セグメント６８の中央端子
に接続され、導体７４は平衡不平衡変成器７０を介して
線セグメント６８の外側導体に接続される。同軸線セグ
メント６８は本発明の好ましい実施形態では、長さが
４．８インチ（１２．１９ｃｍ）であり５０オームの固
有インピーダンスを有する。出力同軸線セグメント８０
は、同軸線セグメント６８と同じ長さと固有インピーダ
ンスとを有する。同軸線セグメント６８および８０の外
側導体は５６で接地され、このグラウンドは図３の接地
板８８から与えられる共通のグラウンドである。

【００２４】図２で、導体７２および７４はそれぞれ、
マイクロ波信号をそれぞれのトランジスタ９０および９
２に伝導させる伝送線として動作する。調整キャパシタ
Ｃ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８は、図２に示したように導体７
２および７４に沿った特定の位置で導体７２および７４
と相互接続される。導体７２および７４を介して伝導す
る信号の位相が互いに１８０度ずれることに留意された
い。キャパシタＣ５、Ｃ６、Ｃ７、Ｃ８は、導体７２お
よび７４で表された２つの信号チャネルを平衡させる働
きをする。トランジスタ９０および９２の、それぞれの
コレクタ端子１００での出力信号にも同様な構成形態が
使用される。出力信号は、コレクタ端子１００から導体
７６および７８によって結合される。この２つの導体
は、１組のキャパシタＣ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２に
よって相互接続される。キャパシタＣ９、Ｃ１０、Ｃ１
１、Ｃ１２は、２つの信号チャネルを平衡させるため
に、図２に示したように２つの導体７６と７８との間の
特定の位置で相互接続される。また、これらのキャパシ
タは、それぞれのチャネル信号を電力結合器４２で同位
相的に加算することができるように各増幅器チャネル２
８内のそれぞれの伝送線に沿って伝搬する信号の位相を
調整する機能も備える。位相調整機能も図１に示されて
いる。

【００２５】導体７２および７４の入力端子端部は、平
衡不平衡変成器７０で同軸線セグメント６８に直接接続
される（ＤＣ）。導体７６および７８の出力端子は平衡
不平衡変成器８２で、それぞれキャパシタＣ１およびＣ
２によって同軸線セグメント８０に容量結合される。ト
ランジスタ９０および９２を励磁するために、電源ＶＣ
Ｃの正端子からのＤＣ電力がそれぞれ、インダクタＬ３
およびＬ４を介して伝導する。インダクタＬ３およびＬ
４はそれぞれ、導体７６および７８に接続される。他の
インダクタＬ１およびＬ２はそれぞれ、導体７２および
７４をグラウンドに接続する。トランジスタ９０に対す
る電流は、電源ＶＣＣからインダクタＬ３を通じてコレ
クタ端子１００へ流れ、エミッタ端子９８およびインダ
クタＬ１を介してトランジスタ９０から出てグラウンド
へ送られ、電源ＶＣＣへの戻り経路に入る。同様に、電
源ＶＣＣからの電流はインダクタＬ４を介してトランジ
スタ９２のコレクタ端子１００へ流れ、エミッタ端子９
８を介してトランジスタ９２から出て、インダクタンス
Ｌ２を介してグラウンドへ伝導し、電源ＶＣＣに戻る。

【００２６】インダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４を使用
すると、電源線がマイクロ波信号から絶縁される。導体
７２、７４、７６、７８から与えられるそれぞれの伝送
線の固有インピーダンスは２５オームである。キャパシ
タＣ１およびＣ２は、電源ＶＣＣから同軸線セグメント
８０の端子へのＤＣ電流を遮断する。キャパシタＣ３お
よびＣ４はそれぞれ、インダクタＬ３およびＬ４の端子
に接続され、それぞれ、インダクタＬ３およびＬ４を通
過したマイクロ波信号の任意の部分にグラウンドへの戻
り経路を与えることによって、電源ＶＣＣの電力線から
マイクロ波信号を分流させる。インダクタＬ３およびＬ
４のインダクタンスについては、パルス搬送波信号の包
絡線のパルスの反復周波数で、それぞれキャパシタＣ３
およびＣ４のキャパシタンスと共振するインダクタンス
が選択される。

【００２７】図４を参照すると分かるように、増幅器要
素３０（図２）は３０Ｗないし７０Ｗの入力電力範囲に
わたって動作し、この場合、入力電力は２つのエミッタ
端子９８に印加される。このことを図４のグラフに示
す。入力電力レベルが３０Ｗ、すなわちターンオンしき
い値よりも低い場合、それほどの出力電力はなく、した
がってグラフはその点で終わる。また、入力電力が７０
Ｗよりも高い場合、トランジスタ９０および９２はそれ
ぞれの飽和領域に入り、出力電力は約７００Ｗのままで
ある。したがって、７０Ｗの入力電力レベルを飽和しき
い値とみなすことができる。入力電圧（図４には示され
ていない）に関しては、トランジスタ９０および９２の
それぞれのベース・エミッタ接合部にターンオン電圧が
あり、この電圧を超えないかぎりベース・エミッタ接合
部には電流が流れない。したがって、各正弦信号値がタ
ーンオン電圧よりも低い低レベル入力正弦信号の場合、
各トランジスタ９０、９２のコレクタ端子１００に出力
信号は得られない。

【００２８】入力正弦信号の電圧がターンオン電圧レベ
ルよりも高くなると、ターンオン電圧を超えた正弦信号
の各サイクルの部分が増幅される。したがって、下記で
図面、特に図６および１１を参照して説明するように、
各トランジスタ９０、９２の出力端子で、クリップされ
た正弦波が得られる。トランジスタ９０および９２から
出力された信号が平衡不平衡変成器８２で組み合わされ
ると、正電圧方向と負電圧方向の両方にエクスカーショ
ン（excursion ）を有する修正正弦信号が同軸線セグメ
ント８０に現れる。この場合、波形の各正半サイクルお
よび各負半サイクルは、各半サイクルの一部の間だけ非
零電圧を有する。入力信号電圧の値が大きく、ピーク電
圧が各トランジスタ９０、９２の飽和に必要な電圧レベ
ルを超える場合、結果的に得られる擬正弦信号の各サイ
クルの頂部が増幅時に制限され、より方形波信号に類似
した信号が生成される。良く知られているように、増幅
器３０のそのような動作では、トランジスタ９０および
９２は、入力正弦信号の各サイクルの大部分にわたって
飽和状態と非導通状態のどちらかであり、増幅器要素３
０自体内の電力散逸が低減するために増幅器要素３０の
効率が大幅に増大する。

【００２９】たとえば、増幅器要素３０を構成する場
合、本発明の好ましい実施形態の構成では、ＳＧＳ−Ｔ
ＨＯＭＰＳＯＮ ＭＩＣＲＯＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ社
によって製造されたトランジスタ・タイプＳＤ１５６５
が使用されており、図４のグラフに示したデータは、パ
ルス反復周波数４２５ＭＨｚ、電源電圧４５Ｖ、パルス
幅２５０マイクロ秒、デューティ・ファクタ１０％でそ
のようなトランジスタを使用したときの値に基づくもの
である。本発明の好ましい実施形態では、「飽和しきい
値」とは、トランジスタ９０または９２の増分電力利得
が線形動作領域における利得から３ｄＢだけ増大した入
力信号のレベルである。

【００３０】図５は、増幅器要素３０に比較的小さな振
幅の信号を印加した結果をグラフを介して示すものであ
り、１０２で示した小さな振幅の信号のピーク値はター
ンオン入力電圧レベルと飽和しきい値の電圧レベルとの
間に位置する。この結果得られる出力信号１０４は、ト
ランジスタ９０および９２（図２）が非導通状態である
入力信号の各ゼロクロスオーバ点の近傍のデッドタイム
領域１０６を除いてほぼ正弦状の波形を示す。

【００３１】図６のグラフは、増幅器要素３０に印加さ
れた入力信号レベルが、飽和しきい値レベルでの電圧を
超えるピーク値を有する状況を示す。結果的に得られる
出力信号の波形は、トランジスタ９０および９２がそれ
ぞれの飽和状態である時間間隔中にほぼ平坦な頂部を有
する。図６の出力波形のデッドタイム領域は、図５に示
したデッドタイム領域１０６よりも短い継続時間を有す
る。図６のグラフの出力信号の波形は方形波形によって
近似することができる。

【００３２】本発明の回路に存在する波形を従来技術で
現れる波形と比較することが有用である。図７には、帯
域フィルタ１１０に直列接続された飽和増幅器１０８が
示されている。従来技術の構成では、帯域フィルタ１１
０はＣ級飽和増幅器１０８の出力端子に接続される。増
幅器１０８は入力端子Ａと出力端子Ｂとを有し、出力端
子Ｂを介してフィルタ１１０に接続される。端子Ｃはフ
ィルタ１１０の出力端子である。フィルタ１１０の機能
はフィルタ１１０の必要な帯域の外側の過度のスペクト
ル・パワーをフィルタすることである。この帯域は、増
幅器１０８による信号の変調を通過させるのに十分なも
のであるが、増幅器１０８の飽和波形から出力される信
号のスペクトル全体よりも小さい。

【００３３】図８に、図７の端子Ａ、Ｂ、Ｃに現れる信
号の波形が模式的に示されている。それぞれ端子Ａ、
Ｂ、Ｃでの信号の信号包絡線１１２、１１４、１１６も
図８に示されている。端子Ａに、正弦搬送波信号のパル
スがある。端子Ａでの信号の包絡線１１２はほぼ矩形を
有する。端子Ｂでは、増幅器１０８の出力信号は、包絡
線１１４が矩形包絡線を有する方形波として簡略化形で
表されている。包絡線１１４の立上りおよび立下りは、
Ｃ級飽和動作モードと、結果的に得られる増幅器１０８
の短いターンオン時間およびターンオフ時間のために、
包絡線１１２の対応する立上りおよび立下りよりも急峻
である。フィルタ１１０は端子Ｂの信号を変え、包絡線
１１６を台形によって近似することのできる対応する信
号を端子Ｃで出力する。

【００３４】端子Ｃでの信号の立上り１１８は、包絡線
１１６内のランプによって近似される。端子Ｃでの信号
の立下り１２０も包絡線１１６内のランプによって近似
される。フィルタ１１０の効果は、信号の伝搬を遅延さ
せ、立上り１１８での正弦のサイクルが、比較的小さな
振幅の正弦から始まり徐々にピーク振幅に増大してい
き、それに対して立下り１２０では、正弦のそれぞれの
サイクルの振幅が徐々に低減するように信号を変更す
る。立上り１１８と立下り１２０のそれぞれ内の正弦の
サイクルの振幅の真の包絡線が時間の非線形平滑関数で
あることに留意されたい。しかし、従来技術および本発
明の議論を容易にするために、立上り包絡線および立下
り包絡線を線形ランプによって近似すると有用である。

【００３５】図９に示した本発明の簡略化表現では、帯
域フィルタ３６は高電力増幅器２６の前に示されてい
る。これらの要素については図１ですでに説明した。図
９には、すでに図１に示した端子Ｄ、Ｅ、Ｆも示されて
いる。図１０は、端子ＤおよびＥに現れる信号波形を示
す。端子Ｄでの信号の波形は、図８の端子Ａでの信号と
ほとんど同じであることが分かる。図１０で、帯域フィ
ルタ３６は、中央部１２８がほぼ平坦であるほぼ台形の
包絡線１２６の立上り１２２と立下り１２４とを有する
信号が端子Ｅに現れるように端子Ｄでの信号を修正す
る。正弦信号のサイクルの振幅は、立上り１２２内で徐
々に増大し、中央部１２８でほぼ一定のままであり、立
下り１２４で徐々に低減する。

【００３６】端子Ｅでの信号に関しては、立上り１２２
の始めでは、正弦信号の最初の数サイクルの振幅が増幅
器要素３０（図２）のターンオンしきい値よりも小さ
く、立上り１２２の中央部では、信号サイクルが増幅器
要素３０のターンオンしきい値と飽和しきい値との間の
振幅値を有する。信号の中央部１２８では、正弦波形の
すべてのサイクルが飽和しきい値を超える振幅を有す
る。立下り１２４では、立下り１２４の中央部での信号
の個別のサイクルの振幅は、ターンオンしきい値と飽和
しきい値との間の値を有する。立下り１２４の終わりで
は、正弦波形の個別のサイクルの振幅は増幅器要素３０
のターンオンしきい値よりも低い。

【００３７】本発明の好ましい実施形態で使用されるパ
ルス搬送波信号では、中央部１２８は約８００サイクル
の搬送波を有し、それに対して立上り１２２および立下
り１２４はそれぞれ、約５０サイクルの搬送波を有す
る。図９は、高電力増幅器２６の前に配置された第２の
帯域フィルタ３６に関する本発明を示すものであるが、
本発明の同じ原則が、上記で図１を参照して説明したよ
うにＣ級飽和段５０を有するドライバ増幅器３２の前に
配置された第１の帯域フィルタ３４の動作にも適用でき
ることに留意されたい。端子Ｅでの信号に関しては、中
央部１２８での信号の電力により、トランジスタ９０ま
たは９２の増分電力利得がトランジスタの線形領域での
利得値から減分３ｄＢだけ低下する程度に、トランジス
タの電流が飽和領域に上昇する。この減分値は一例とし
て示したものであり、通常は１ｄＢないし６ｄＢの範囲
内であってよい。立上り１２２および立下り１２４のそ
れぞれ内の正弦のサイクル数は、信号の中央部が８００
サイクルを有する場合は１０サイクルないし１００サイ
クルの範囲であってよい。

【００３８】図１１のグラフは高電力増幅器２６の飽和
動作モードの効果を示す。端子Ｅの信号は増幅器２６に
入力される。その結果、図１１のグラフに表したように
端子Ｆへの出力信号が得られる。端子Ｆでの出力信号の
波形の包絡線は、端子Ｅでの入力信号の包絡線とは正確
には一致しないが、比較を容易にするために、包絡線の
対応する部分を、端子Ｅでの信号の波形を表す際に使用
したのと同じ符号で識別する。

【００３９】したがって、図１１では、包絡線１２６
は、立上り１２２と立下り１２４とを含む中央部１２８
を有する。信号は、立上り１２２の始めに、図５で説明
した波形と同様な波形を有する。信号の振幅は、信号が
中央部１２８で、図６に示した信号の形になるまで増大
する。立下り１２４では、信号の振幅は、それぞれ、図
５に示した波形と同様な波形を有する、漸次低くなる振
幅を有する連続サイクルと共に低減する。立下り１２４
の直後に、入力信号の対応するサイクルが増幅器要素３
０のターンオンしきい値よりも低い振幅を有するために
出力波形でサイクルがなくなることに留意されたい。端
子Ｆでの信号の包絡線１２６の全体的な構成は従来技術
の端子Ｃでの信号の包絡線１１６の全体的な外観と類似
している。したがって、端子Ｃおよび端子Ｆでの両方の
信号は同様なスペクトルを有する。そのため、本発明
は、図７の大形フィルタ１１０の必要なしに所望の出力
スペクトルを得ることができた。本発明は、増幅器チャ
ネル２８のバンク（図１）の前に配置されたずっと小形
のフィルタ３６を使用する。

【００４０】図１と、本発明の好ましい実施形態で使用
される典型的な信号とに関しては、立上りの１０％値と
９０％値との間で測定された端子Ｇでの信号の立上り時
間は２００ナノ秒よりも短い。９０％値と１０％値との
間で測定された端子Ｈでの信号の立下り時間は６００ナ
ノ秒である。端子Ｇでの立上り時間は４００ナノ秒であ
り、端子Ｅでの立下り時間は、通常は７００ナノ秒ない
し１０００ナノ秒の範囲内である。第１の帯域フィルタ
３４は、本発明の好ましい実施形態では中央周波数が４
４９ＭＨｚであり、３ｄＢ（デシベル）帯域幅が１．０
ＭＨｚ（最大）であり、４０ｄＢ帯域幅が５．０ＭＨｚ
（最大）であるガウス・フィルタである。挿入損失は
１．５ｄＢである。第２の帯域フィルタ３６に関して
は、フィルタは、フィルタ・スペクトルの中央部に０．
１ｄＢリップルを含むチェブィシェフ形フィルタであ
る。本発明の好ましい実施形態では中央周波数は４４９
ＭＨｚである。３ｄＢ帯域幅は８５０ＫＨｚ（キロヘル
ツ）、２０ｄＢ帯域幅は１．９５ＭＨｚ（最大）、３５
ｄＢ帯域幅は５．５ＭＨｚ（最大）、５０ｄＢ帯域幅は
２０ＭＨｚ（最大）である。挿入損失は１．５ｄＢ（最
大）である。端子Ｆの出力信号の中央部１２８は、信号
源２２（図１）から第１の帯域フィルタ３４に出力され
るパルス信号の所定の幅にほぼ等しい継続時間を有す
る。このパルス幅は、第１の帯域フィルタ３４とその後
に続くドライバ増幅器３２の組合せ動作と、第２の帯域
フィルタ３６とその後に続く高電力増幅器２６の組合せ
動作で保持される。

【００４１】本発明の好ましい実施形態に関する図１内
の回路点での典型的な測定電力レベルを下記に示す。端
子Ｈでのピーク電力レベルは１０ｍｗ（ミリワット）で
ある。端子Ｄでのピーク電力レベルは６５０Ｗである。
端子Ｅでのピーク電力レベルは３５Ｗである。増幅器段
３８の出力端子でのピーク電力レベルは３００Ｗであ
る。増幅器チャネル２８の入力端子でのピーク電力レベ
ルは７０Ｗである。増幅器チャネル２８の出力端子での
ピーク電力レベルは６５０Ｗであり、各高電力増幅器２
６の端子Ｆには２ＫＷ（キロワット）を超えるピーク電
力が存在する。

【００４２】図１２は、それぞれの電子装置の動作に対
するスペクトル干渉を防止するために一群の複数の電子
装置のそれぞれに課される要件などのスペクトル要件を
満たすための、端子Ｆでの信号の出力スペクトルの制御
を示す。スペクトルの外側境界は実線で示されており、
スペクトルは搬送波周波数ｆｃを中心としている。スペ
クトル自体は点線で示されている。フィルタ３６がない
ときに生成される端子Ｆでの信号のスペクトルは破線で
示されている。破線が部分的に境界の外側を越え、それ
に対して増幅器２６の前段にフィルタ３６を使用するこ
とによって得られる実際のスペクトルが境界の要件を満
たすことに留意されたい。

【００４３】本発明の前述の実施形態が例示的なものに
過ぎず、当業者にはその修正形態が構想されることが理
解されよう。したがって、本発明は、本明細書で開示し
た実施形態に限るものとみなされるものではなく、添付
の特許請求の範囲に定義したようにのみ制限すべきであ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 高電力パルス搬送波信号を送信する複数のＣ
級飽和モード増幅器を使用するシステムのブロック図で
ある。

【図２】 図１のシステムの１つのトランジスタ増幅器
の概略図である。

【図３】 マイクロストリップとして構成されたトラン
ジスタ増幅器の物理構成を示す模式図である。

【図４】 図２の増幅器の増幅器要素の出力電力と入力
電力の関係を示すグラフである。

【図５】 増幅器要素がほぼ線形のモードで動作する適
度な振幅の信号の場合の増幅器要素の入力信号および出
力信号を示すグラフである。

【図６】 増幅器要素の飽和を誘発させる比較的大きな
信号振幅の場合の増幅器要素の入力信号および出力信号
を示すグラフである。

【図７】 従来技術による飽和モード増幅器とその後に
配置された帯域フィルタを示すブロック図である。

【図８】 従来技術による図７の端子Ａ、Ｂ、Ｃでの波
形を示す図である。

【図９】 本発明による帯域フィルタとその後に配置さ
れたＣ級飽和モード増幅器を示すブロック図である。

【図１０】 図９の帯域フィルタの入力端子ＤおよびＣ
級飽和モード増幅器の入力端子Ｅでの波形を示すグラフ
である。

【図１１】 飽和動作モードの場合の図９の増幅器の出
力信号を示すグラフである。

【図１２】 図９の飽和増幅器の端子Ｅで出力される信
号のスペクトルと、近傍の電子装置に対する干渉を防止
するためのスペクトル境界との比較を示す模式図であ
る。

【符号の説明】

２０ システム ２２ 信号源 ２４ アンテナ・アセンブリ ２６ 高電力増幅器 ２７ 電力分割器 ２９ 電力結合器 ２８ 増幅器チャネル ３０ Ｃ級飽和増幅器要素 ３２ ドライバ増幅器 ３４ 第１の帯域フィルタ ３６ 第２の帯域フィルタ ３８ 入力増幅器段 ４０ 電力分割器 ４２ 電力結合器 ４３ 移相器 ４４、４６、４８、５０ 増幅器段

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成１０年６月９日

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図３】

【図５】

【図６】

【図７】

【図２】

【図４】

【図８】

【図９】

【図１０】

【図１１】

【図１２】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 アラン・エス・モスコウィッツ アメリカ合衆国・11235・ニューヨーク 州・ブルックリン・イースト 13ティエイ チ ストリート・2650

Claims (23)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ターンオンしきい値電力レベルを超えた
   入力電力レベルに対するほぼ線形の動作範囲と飽和動作
   領域とを有するＣ級飽和増幅器要素によって増幅され、
   かつパルスの形態を有し、かつ振幅が変調された正弦搬
   送波波形と所定の幅のほぼ矩形の包絡線とを備え、かつ
   ピーク振幅がほぼ一様であるパルス搬送波信号内のエネ
   ルギーのスペクトル分布を低減する方法であって、 振幅がほぼ単調に増加する立上りランプと、振幅がほぼ
   単調に減少する立下りランプとを有し、立上りランプと
   立下りランプとの間に、ほぼ一様なピーク振幅を有する
   中央領域が挿入された、修正された包絡線を備えるよう
   に、信号パルスの包絡線を修正するステップと、 増分利得を所定の係数だけ減分する飽和レベルがあると
   き、増幅器要素内で飽和動作モードとするように信号パ
   ルスのピーク振幅を設定するステップと、 修正された包絡線を有するパルス信号を増幅器要素に印
   加し、増幅器要素が、ほぼ一定の振幅を有する方形搬送
   波波形の中央部と、その前に位置する正弦搬送波波形の
   立上りランプと、中央部の後に位置する正弦搬送波波形
   の立下りランプとを備える出力信号を出力するステップ
   とを有することを特徴とする方法。
2. 【請求項２】 出力信号の中央部が、前記所定の幅に等
   しい継続時間を有することを特徴とする請求項１に記載
   の方法。
3. 【請求項３】 前記増分利得減分係数の値が約１デシベ
   ルないし６デシベルの範囲であることを特徴とする請求
   項１に記載の方法。
4. 【請求項４】 前記増分利得減分係数の値が３デシベル
   であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
5. 【請求項５】 前記修正された包絡線の立上りランプお
   よび立下りランプがそれぞれ、複数の正弦波形サイクル
   を有することを特徴とする請求項１に記載の方法。
6. 【請求項６】 前記修正された包絡線において、各ラン
   プが少なくとも５回の正弦波形サイクルを有することを
   特徴とする請求項５に記載の方法。
7. 【請求項７】 前記修正された包絡線において、各ラン
   プが１０回ないし８０回の正弦波形サイクルを有するこ
   とを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 【請求項８】 前記修正された包絡線において、各ラン
   プが約５０回の正弦波形サイクルを有することを特徴と
   する請求項７に記載の方法。
9. 【請求項９】 前記修正ステップが、パルス搬送波信号
   の変調を通過させるほど広く、フィルタ通過帯域の外側
   の外部スペクトル・エネルギーを低減するほど狭い通過
   帯域を有する帯域フィルタを使用することによって行わ
   れることを特徴とする請求項１に記載の方法。
10. 【請求項１０】 ターンオンしきい値電力レベルを超え
    た入力電力レベルに対するほぼ線形の動作範囲と飽和動
    作領域とを有する飽和Ｃ級飽和増幅器要素によって増幅
    され、かつパルスの形態を有し、かつ振幅が変調された
    正弦搬送波波形と所定の幅のほぼ矩形の包絡線とを備
    え、かつピーク振幅がほぼ一様であるパルス搬送波信号
    内のエネルギーのスペクトル分布を低減する、飽和増幅
    器要素を有するシステムであって、 増幅器要素の入力端子に結合され、振幅がほぼ単調に増
    加する立上りランプと、振幅がほぼ単調に減少する立下
    りランプとを有し、立上りランプと立下りランプとの間
    に、ほぼ一様なピーク振幅を有する中央領域が挿入され
    た、修正された包絡線を備えるように、信号パルスの包
    絡線を修正する手段を備え、 増分利得を所定の係数だけ減分する飽和レベルがあると
    き、前記修正手段が、増幅器要素内で飽和動作モードを
    誘導するのに十分な大きさのピーク振幅を有するパルス
    搬送波信号を出力し、 前記増幅器要素が、ほぼ一定の振幅を有する方形搬送波
    波形の中央部と、その前の正弦搬送波波形の立上りラン
    プと、中央部の後の正弦搬送波波形の立下りランプとを
    有する出力信号を出力することを特徴とするシステム。
11. 【請求項１１】 出力信号の中央部が、所定の幅に等し
    い継続時間を有することを特徴とする請求項１０に記載
    のシステム。
12. 【請求項１２】 前記増分利得減分係数の値が約１デシ
    ベルないし６デシベルの範囲であることを特徴とする請
    求項１０に記載のシステム。
13. 【請求項１３】 前記増分利得減分係数の値が３デシベ
    ルであることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
14. 【請求項１４】 修正された包絡線の立上りランプおよ
    び立下りランプがそれぞれ、複数の正弦波形サイクルを
    有することを特徴とする請求項１０に記載のシステム。
15. 【請求項１５】 前記修正された包絡線において、各ラ
    ンプが少なくとも５回の正弦波形サイクルを有すること
    を特徴とする請求項１４に記載のシステム。
16. 【請求項１６】 前記修正された包絡線において、各ラ
    ンプが１０回ないし８０回の正弦波形サイクルを有する
    ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
17. 【請求項１７】 前記修正された包絡線において、各ラ
    ンプが約５０回の正弦波形サイクルを有することを特徴
    とする請求項１６に記載のシステム。
18. 【請求項１８】 前記修正手段が、パルス搬送波信号の
    変調を通過させるほど広く、フィルタ通過帯域の外側の
    外部スペクトル・エネルギーを低減するほど狭い通過帯
    域を有する帯域フィルタを備えることを特徴とする請求
    項１０に記載のシステム。
19. 【請求項１９】 さらに、前記修正手段に結合され修正
    手段の前に配置されたＣ級飽和ドライバ増幅器と、ドラ
    イバ増幅器に結合されその前に配置されたドライバ帯域
    フィルタとを備え、ドライバ帯域フィルタが、ドライバ
    増幅器の出力信号に現れるほぼ台形の包絡線を誘導する
    ように動作し、それによって、前記システム内のドライ
    バ帯域フィルタの前の点から増幅器要素の出力端子まで
    ほぼ台形の信号包絡線を維持することを特徴とする請求
    項１８に記載のシステム。
20. 【請求項２０】 さらに、前記ドライバ帯域フィルタに
    パルス変調搬送波信号を与える信号源と、Ｃ級飽和増幅
    器要素の短いカットオフ時間に関連する低減された振幅
    のスペクトル成分からなるスペクトル帯域に制限された
    放射を放出するために飽和増幅要素の出力端子に結合さ
    れたアンテナ・アセンブリとを備え、カットオフ時間が
    正弦搬送波波形のサイクルよりもずっと小さいことを特
    徴とする請求項１９に記載のシステム。
21. 【請求項２１】 前記Ｃ級飽和増幅器要素が、接地ベー
    ス回路を含むプッシュプル整合トランジスタ対と、修正
    手段からの信号をその整合トランジスタ対のそれぞれの
    入力端子に結合する一対のマイクロストリップ伝送線と
    して構成されることを特徴とする請求項１９に記載のシ
    ステム。
22. 【請求項２２】 前記システムがレーダ送信機として働
    き、前記トランジスタ対および前記マイクロストリップ
    伝送線が第１の増幅器チャネルの一部を構成し、前記第
    １の増幅器チャネルを含む複数の増幅器チャネルがあ
    り、前記システムがさらに、増幅器チャネルと修正手段
    とを相互接続する電力分割器と、増幅器チャネルの出力
    端子と電力結合器の共通の出力端子を相互接続する電力
    結合器とを備えることを特徴とする請求項２１に記載の
    システム。
23. 【請求項２３】 さらに、前記ドライバ帯域フィルタに
    パルス変調搬送波信号を与える信号源と、Ｃ級飽和増幅
    器要素の短いカットオフ時間に関連する低減された振幅
    のスペクトル成分からなるスペクトル帯域に制限された
    放射を放出するために電力結合器の出力端子に結合され
    たアンテナ・アセンブリとを備え、カットオフ時間が正
    弦搬送波波形のサイクルよりもずっと小さいことを特徴
    とする請求項２２に記載のシステム。