CN1835394A - D类放大器 - Google Patents
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Abstract
本发明的D类放大器基于主时钟Φp产生载波信号Pct而没有抖动，该载波信号被提供到PWM电路13。使用包括相位比较器19、环路滤波器22和载波振荡器21的数字PLL，所产生的载波信号Pct与采样信号同步。这样在不受到采样信号SL所包含的抖动的影响情况下而能够产生载波信号Pct。因为经由反馈电路14而能够反馈采样信号SL和载波信号Pct之间的相位差，所以能够消除通过采样信号SL和主时钟Φp之间的轻微差别所能够产生的抖动。
Description
优先权要求
要求2005年3月18日在日本专利局提交的日本专利申请2005-079061的优先权，其内容通过引用结合于此。
发明领域
发明涉及将PCM(脉冲编码调制)声音(音乐音调)数据转换成被放大并输出的PWM(脉宽调制)信号的D类放大器，尤其涉及被设计以减少输出噪声的D类放大器。
背景技术
众所周知，在D类放大器的类型中，用于PWM转换的时钟内的抖动按其原样显示为输出噪声。诸如在PWM转换的数字处理中丢弃较低比特那样的算术误差促使输出噪声。在现有技术的D类放大器中，如日本专利申请Sho 59-183510所述那样，通过低通滤波器对D类放大器的输出进行滤波以至于可以将其转换为将被提供到负载(扬声器)的模拟信号。同时，将模拟信号转换成被反馈到输入侧的数字信号。然而，该类型的处理具有以下缺陷，即需要高精度A/D(模拟数字)转换器，这样增加了部件的数量并且使得电路复杂和昂贵。
放大器的实际应用是将PCM声音数据(此处的“声音”意指包括诸如音乐音调那样的一般的声音，而不限于人类的声音)转换成模拟信号，该模拟信号又被转换为PWM信号。这种执行模拟处理的放大器能够很容易地反馈输出。但是存在以下问题：当通过模拟处理执行PWM时，容易受到外部信号和诸如输入数字数据那样的信号的影响。
日本专利公开2000-196374(专利号3445177)公开了一种使用Δ∑调制的D类放大器。然而，由于该D类放大器使用了Δ∑调制，所以存在以下缺点，即需要较高的频率，具有低的功率效率。而且，存在另一缺陷：不能够执行适当的反馈，因为在恒定电压开关的输出上获取的反馈信号与输入时钟异步。
将解释现有技术中仅使用数字处理的D类放大器。
图17说明了现有技术中D类放大器的结构图。在该图中，参考数字1表示用于接收并相加PCM声音数据PD的加法器；参考数字2表示将加法器1的声音数据转换成PWM信号的PWM电路；以及参考数字3是用于消除量化噪声的反馈电路H(z)。
在此，量化噪声是由于PWM电路2的分辨率中的限制而产生的噪声。例如，在PCM声音数据包括16比特并且PWM电路2的分辨率是10比特的情况中，来自于加法器1的16比特的较低6比特被输入到反馈电路H(z)3以作为量化噪声。由积分电路(FIR滤波器)构成的反馈电路H(z)3是一种PWM输出的转移函数是1/(1-H(z))的电路。反馈电路3的输出数据在加法器1与PCM声音数据相加，这样能够抑制较低频率中的量化噪声以增加分辨率。
参考数字4是接收与PCM声音数据同步的采样信号SL的乘法器。乘法器4由PLL(锁相环)构成以输出具有乘以采样信号SL的频率的频率的脉冲信号。参考数字5是一种振荡器，其基于乘法器4的脉冲信号而产生锯齿(三角波)载波信号(数字信号)Pct，其中所述载波信号随后从0增加到恒定值，载波信号在该恒定值复位。将载波信号施加到PWM电路2，其产生PWM信号，其中该PWM信号在载波信号Pct复位时间上升，并且在载波信号Pct与加法器的输出数据一致时下降。PWM信号被提供到一个输出开关电路6，该输出开关电路又对经由低通滤波器以应用到负载(扬声器)的PWM电路2的输出进行放大。
在上述D类放大器中，由于使用了由PLL构成的乘法器4，往往会产生抖动以变为输出噪声。存在以下许多情况，即包括噪声的输出侧所提供的采样信号也产生抖动。
日本实用新型公开Hei 3-36099作为涉及D类放大器的现有技术文献是已知。
因此，存在减少D类放大器中的噪声的需要。
发明内容
本发明针对满足所述需求的D类放大器。
发明提供一种仅通过使用数字信号处理而不使用模拟信号处理以能够减少噪声的D类放大器。发明也提供一种能够以低成本构建并且能够获得高质量输出的D类放大器。
发明的一方面涉及一种D类放大器，用于接收采样信号和与采样信号同步的数字数据并且用于输出与数字数据相对应的脉宽调制信号。该D类放大器包括：主时钟发生器，用于产生具有恒定周期的主时钟；载波振荡器，基于主时钟产生载波信号；相位比较器，用于检测采样信号和载波信号之间的相位差以产生相位比较器的输出；环路滤波器，用于接收相位比较器的输出以产生环路滤波器的输出，载波振荡器基于主时钟产生具有与环路滤波器相对应的频率的载波信号；脉宽调制电路，基于载波信号以将数字数据转换成脉宽调制信号；以及反馈电路，用于将相位比较器输出反馈到脉宽调制电路的输入。
有利地，相位比较器包括：用于检测采样信号的边沿的边沿检测电路以及响应来自于边沿检测电路的信号以锁存载波信号的锁存器。
发明的另一方面涉及一种D类放大器，用于接收采样信号和与采样信号同步的数字数据并且用于输出与数字数据相对应的脉宽调制信号。该D类放大器包括：主时钟发生器，用于产生具有恒定周期的主时钟；载波振荡器，基于主时钟产生载波信号；第一相位比较器，用于检测采样信号和载波信号之间的相位差以产生第一相位比较器的输出；内插电路，基于数字数据而获得内插函数以便将第一相位比较器的输出代入到所获得的内插函数并产生内插数据；以及脉宽调制电路，基于载波信号以将数字数据转换成脉宽调制信号。
有利地，D类放大器，进一步包括：第二相位比较器，用于检测主时钟和采样信号之间的相位差以产生第二相位比较器的输出；反馈电路，用于将第二相位比较器输出反馈到脉宽调制电路的输入。
优选地，反馈电路包括：加法器，用于将第二相位比较器的输出和来自于脉宽调制电路的量化噪声进行相加以产生加法器的输出；以及数字滤波器，用于将加法器的输出反馈到脉宽调制电路的输入。
优选地，反馈电路包括：加法器，用于将第二相位比较器的输出和来自于脉宽调制电路的量化噪声进行相加以产生加法器的输出；以及数字滤波器，用于将加法器的输出反馈到脉宽调制电路的输入。
附图说明
图1是说明根据本发明D类放大器的第一实施例结构的结构图。
图2是详细说明图1所示第一实施例的主要部分的结构图。
图3是详细说明第一实施例的反馈电路14的结构图。
图4示出了第一实施例中图1的每一部分的波形。
图5示出了第一实施例中图1的每一部分的波形。
图6是说明根据本发明D类放大器的第二实施例结构的结构图。
图7示出了第二实施例中图6的每一部分的波形。
图8是说明第二实施例中问题的时序图。
图9是说明第二实施例中问题的图表。
图10是说明解决第二实施例中问题的D类放大器结构的结构图。
图11示出了用于说明图10所示电路的操作的波形。
图12是说明根据本发明D类放大器的第三实施例结构的结构图。
图14示出了图13的(B)、(C)和(D)每一放大的波形。
图15是说明使用图1所示电路的DAC的结构的结构图。
图16是说明使用图10所示电路的DAC的结构的结构图。
图17是说明现有技术的D类放大器的结构的结构图。
具体实施方式
以下参考附图，将描述发明的实施例。
图1是说明根据发明的D类放大器的第一实施例结构的结构图。在该图形中，参考数字11指示用于接收PCM声音数据PD的输入终端(此处的“声音”意指包括音乐声调的一般声音，而不限于人的声音)。参考数字12指示加法器。参考数字13定义了一种PWM电路，其基于载波信号Pct而将来自于加法器12的声音数据转换为PWM信号。参考数字14定义了一种用于抑止PWM电路13的量化噪声的反馈电路H(z)。反馈电路H(z)13的输出被应用到加法器12。参考数字15表示一种输出开关电路，其输出经由低通滤波器而被施加到负载(扬声器)。上述结构与结构部件1、2、3和6相同。
参考数字18表示用于接收与PCM声音数据PD同步的采样信号SL的终端。施加于终端18的采样信号SL被提供到相位比较器19。参考数字20是一种主时钟发生器，其基于晶体振荡器而产生主时钟Φp。主时钟Φp被输出到载波振荡器21。载波振荡器21基于主时钟Φp而产生具有与环路滤波器(低通滤波器)22的输出相应的频率的锯齿载波信号Pct(数字信号)。作为PWM调制所使用的载波的载波信号Pct被提供到PWM电路13和和相位比较器19。相位比较器19检测采样信号SL和载波信号Pct之间的相位差，该相位差经由环路滤波器而被提供到载波振荡器21并被提供到反馈电路14。
在上述的结构中，相位比较器19、环路滤波器22以及载波振荡器21构成数字PLL(锁相环)，通过该PLL来控制载波信号Pct以便与采样频率SL同步。
图2是用于详细说明图1所示第一实施例主要部分的结构图。如图所示，图1中PWM电路13由图2中的比较器13a和置位复位触发器13b构成；图1中的比较器19由图2中的边沿检测电路19a和锁存器19b构成；以及图1中的载波振荡器21由图2中的计数器21a构成。
在所述结构中，边沿检测电路19a检测采样信号SL的下降沿并且将被检测的信号发送到锁存器19b，该锁存器19b接收被检测的信号并且锁存来自于计数器21a的载波信号Pct。然后，锁存器19b将其输出提供到环路滤波器22和反馈电路14(图1)。由锁存器19b所读入的数据示出了采样信号SL和载波信号Pct之间的相位差(参见图4中的(B)和(D))。
计数器21a被复位以响应环路滤波器22的输出，并且将作为一种复位信号的载波脉冲施加到触发器13b的置位终端。计数器21a从000...00加到111...11，并且在111..11输出载波脉冲。一般使用二进制补码的声音数据将计数器的输出处理为二进制补码(参见图2)。
比较器13a比较来自于加法器12(图1)的声音数据与来自计数器21a的载波信号Pct。当两者一致时，比较器13a将脉冲信号提供给触发器13b。如上所述，触发器13b通过来自于计数器21a的载波脉冲来置位以便提供“H(高)”电平信号，并且通过来自于比较器13a的脉冲来复位以提供“L(低)”电平信号。也就是，触发器13b的输出表示一种其宽度与来自于加法器12(图1)的声音信号相一致的信号。如图1所示，触发器13b的输出被提供到输出开关电路15并经由低通滤波器而被提供到负载。
来自于锁存器19b的数据被施加到反馈电路14以便被添加到反馈电路14中PWM电路13的量化噪声。然后，数据经由构成反馈电路14的FIR滤波器而被提供给加法器12。由于这些，由采样信号SL和主时钟Φp之间的相位差而产生的抖动被转为幅度并被抑止。
图3是详细说明图1所示第一实施例的反馈电路14的结构图。在该图形中，参考数字14a指示一种加法器，其用于对来自于PWM电路13的量化噪声和来自于相位比较器19的相位差进行相加；参考数字14b-14d分别指示一种延迟电路，以用于引起一个时钟脉冲周期的延迟并且提供它们的输出；参考数字14e-14g分别指示一种乘法器，参考数字14k是一种用于调整相位差的电平的乘法器；以及参考数字14h-14j分别是加法器。这些部件构成FIR滤波器。
图4示出了第一实施例中图1的每一部分的波形。在该图形中，(A)表示PCM声音数据PD；(B)表示采样信号SL；(C)表示与载波信号Pct同步的载波脉冲；(D)表示载波信号Pct；(E)表示相位比较器19的输出(锁存器19b的输出)以及(F)表示PWM输出。
如图所示那样，在间隔(a)期间，由于SL下降并且Pct为负，所以相位比较器19的输出是负的，该输出负反馈到加法器12。这样能够减少噪声。当SL和Pct同步时，相位比较器19的输出为大约-1到0，这样使得反馈值很小。因此反馈相位差。
图5也示出了第一实施例中图1的每一部分的波形。在该图形中，(A)表示采样信号SL；(B)表示载波信号；(C)表示相位比较器19的输出；(D)表示PWM信号；(E)表示来自于PWM电路13的量化噪声以及(F)表示PWM电路13的输出。如(C)-(E)所示，图1的电路以相等为基础而能够处理PWM的量化噪声和数字PLL的相位差，并且将它们反馈到PWM信号。
如上所述，图1的D类放大器基于主时钟Φp产生载波信号Pct，而没有抖动，并且使用数字PLL将载波信号Pct与采样信号SL同步。这样能够产生不受采样信号SL所包括的抖动(噪声)影响的载波信号Pct。因为当采样信号下降时，载波信号Pct是负的，所以相位比较器19的输出是负的。相位比较器19的输出负反馈到加法器12以减少了噪声。这样能够消除由采样信号SL和主时钟Φp之间的轻微差值(该差值是以主时钟Φp的分辨率为基础的)所导致的抖动。
可以以模拟形式形成PLL。当模拟PLL连接到反馈电路14时，A/D(模拟-数字)转换器是必需的。从而，数字PLL是优选的。如图1所示，数字PLL能够很容易地得到数字数据形式的采样信号SL和载波信号Pct之间的相位差。关于相位差的反馈，当反馈电路14不存在或不被共用时，可以提供另一反馈电路H(z)。
接下来，参考图6和7将描述根据发明的第二实施例。
图6是说明根据发明的D类放大器的第二实施例的结构的结构图。与第一实施例中的构成元件系统的第二实施例中的构成元件通过相似的参考数字进行表示并且不再重复解释。
图6的电路与图1的电路之间的不同之处在于以下几点。第一，图6的电路不使用PLL电路。载波振荡器21仅基于主时钟发生器20提供的主时钟Φp来产生载波信号Pct。第二，在输入终端11和加法器12之间提供一种由FIR滤波器构成的内插电路25。第三，通过相位比较器19检测采样信号SL和载波信号Pct之间的相位差，表示检测结果的相位差数据SPC1被提供到内插电路25。
图7示出了第二实施例中图6的每一部分的波形。参考该图形，将详细地解释内插电路25。在图6所示的实施例中，采样信号SL与载波信号Pct不同步。结果，如图7所示，与采样信号(图7的(A))和载波信号Pct同步的载波脉冲(图7中的(B))的相位逐渐地变得异相，如图7(C)所示。从而，内插电路25从PCM声音数据(图7中的(D))获得内插函数并且通过将相位差数据SPC1代入获得的内插函数来获得内插数据，该获得的内插数据是被输出(图7中(E))。
具体地说，在以下情况下获取一种实例，即在图7的时间ta将获得内插数据，指定内插函数是ax+b。从时间t1和t2处的PCM声音数据获得时间t1和t2之间的内插函数的系数a和b。然后，通过将相位差数据SPC1代入该方式中获得的内插函数据的x来获得内插数据。
随着阶数变得越高，上述内插函数具有越少的噪声。然而系数的计算变得非常的巨大。在该情况下，如图6所示，事先提供吸收存储器26。当通过相位差数据SPC1来选择FIR滤波器的系数时，阶很容上升。
将描述本发明的第三实施例。
由于上述第二实施例并不具有超过主时钟Φp的频率的分辨率，所以将采样和保持执行为涉及主时钟Φp的频率以上的频率分量的再采样，这样产生折叠噪声。
图8是说明第二实施例中所述问题的时序图。在该图形中，黑色圆圈表示PCM声音数据，并且Φp表示主时钟。
如图所示，为通过黑色圆圈所示的输入数据执行采样和保持，并在下一主时钟Φp上升(虚线)以被转换为PWM信号的时候进行再采样。主时钟Φp的上升和输入数据的时间之间的差值产生抖动。
图9是说明第二实施例中一问题的图形。关于频率，如图9所示，采样保持产生以实线形式所示的响应波形。折叠失真出现在比主时钟Φp低的频率上，该频率与PCM声音数据的采样频率不同。结果，在PCM声音数据的原始频率区域中检测到噪声。
在图9中，最左边的点虚线表示PCM声音数据的采样频率。中心点虚线示出了两倍于采样频率的频率。右边的点虚线表示主时钟Φp的频率。
所以，存在一种想法，即将上述误差转换为幅度，并且通过使用噪声整形电路而能够减少由抖动所产生噪声。表示基于该想法的电路的图10是用于说明解决第二实施例中问题的D类放大器的结构的结构图。在该图形中，参考数字31表示用于将PWM声音信号PD乘以常数的乘法器；参考数字32表示接收乘法器31的数据的加法器；参考数字33表示将加法器32的数据转换成PWM信号的PWM电路。PWM电路33具有内置的载波振荡器，其基于主时钟Φp产生载波信号。使用载波信号，PWM电路33将加法器的输出转换为PWM信号并且将与载波信号同步的载波脉冲CP施加到相位比较器34。相位比较器34检测采样信号SL(图11中的(A))和载波脉冲CP(图11中(B))之间的相位差以将相位差数据SPC1提供到乘法器35。
乘法器35将乘法器31的输出数据乘以相位差数据SPC1，该乘法器35的乘法结果被提供到加法器36。加法器将乘法器35的输出与PWM电路33的量化噪声进行相加，其相加结果被提供到噪声整形器37。噪声整形器37是一种FIR滤波器，该滤波器包括：延迟电路38，用于将加法器36的输出延迟时钟脉冲的一个时钟；延迟电路39，用于将延迟电路38的输出延迟时钟脉冲的一个时钟；延迟电路40，用于将延迟电路39的输出延迟时钟脉冲的一个时钟；乘法器41-43，用于将延迟电路38、39、40的每一输出乘以常数；加法器45，用于对来自于乘法器42和43的输出进行相加；以及加法器44，用于对加法器45的输出和乘法器41的输出进行相加。加法器44的输出被添加到加法器32，加法器32将上述噪声整形器37的输出与乘法器31的输出进行相加，相加的结果被发送到PWM电路33。
根据上述结构，基于采样信号SL和主时钟Φp之间相位差的噪声与量化噪声一起被反馈到输入端以被抑止。结果，不存在为从采样信号SL转换到主时钟Φp而使用的再采样所导致的折叠，这样产生以下优点：在较高频率和较高幅度上几乎不能发现谐波分量。
然而，当相位差数据SPC1的值较大时，噪声较大并且不能被噪声整形器37所抑止。因此，以下将描述解决该缺陷的发明的第三实施例。
图12是说明根据发明的D类放大器的第三实施例的结构的结构图。在该图形中，与图6中第二实施例的构成元件相同的构成元件通过相似的参考数字来表示，并且将不再重复解释。图12中的构成元件与图6中的构成元件之间的差别在于：通过相位比较器50来代替图6中的相位比较器19。而且，图12中的载波振荡器除产生载波信号Pct之外还产生载波脉冲CP。
相位比较器50检测采样信号SL和载波振荡器21的载波脉冲CP，并且将相位差数据SPC1提供到内插电路25。同时，相位比较器50检测采样信号和主时钟Φp之间的相位差以将相位差数据SPC2提供到反馈电路14。
如参考图6所解释的那样，内插电路25基于PCM声音数据以获得内插函数以便将相位差数据SPC1代入到所获得的内插函数，这样产生将被提供到加法器12的内插声音数据。通过这样做，基于相位差数据SPC1的噪声被修改。如有关图1所解释的那样，反馈电路14将相位差数据SPC2和PWM电路13的量化噪声相加，其相加结果经由FIR滤波器而被提供到加法器12。这样抑制了基于相位差数据SPC2的噪声。
图13示出了第三实施例中图12的每一部分的波形。图13的(A)表示内插函数，其中黑圆圈示出了PCM声音数据并且符号x指定内插声音数据。图13的(B)表示采样信号SL。图13的(C)-(F)分别示出了主时钟Φp、载波脉冲CP、载波信号Pct、以及PWM电路13的输出。
图14示出了图13的(B)、(C)和(D)每一放大的波形。图14的(A)表示采样信号SL，图14的(B)表示主时钟Φp。表示主时钟Φp与采样信号SL之间相位差的数据是图中所示的相位差数据SPC2。图14的(C)表示载波脉冲CP。表示载波脉冲CP和采样信号SL之间相位差的数据是图中所示的相位差数据SPC1。
以上详细描述根据发明的实施例。使用PWM的这些实施例具有以下优点：它们包含低频率和高功率效率。通过PWM时钟来执行采样信号SL和输出波形之间的比较，它们能够同步。
即使当上述实施例的想法被应用到DAC(数模转换器)和Δ∑DAC，其也有效地减少了由抖动所引起的噪声。
图15是说明使用图1所示电路并且具有以下构成的DAC结构的结构图。在图15中，通过DAC 61来代替PWM电路13和随后的元件。经由加法器12以将输入终端11上所施加的PCM声音数据PD添加到DAC61，在DAC61中，所述数据被转换成将被输出的模拟信号。经由反馈电路14以将DAC61中的量化噪声反馈到加法器12以被抑制。
时钟振荡器62基于主时钟Φp20产生时钟，该时钟被发送到DAC61。通过由相位比较器19、环路滤波22和时钟振荡器62构成的数字PLL以将所述时钟与采样信号SL同步。即使当采样信号SL包括噪声时，其也能够将不包含抖动的时钟提供到DAC61，其输出几乎不具有噪声的模拟信号。
图16是说明使用图10所示电路的DAC结构的结构图。这是另一个实例。
很明显：不能能够将本发明应用于声音数据，而且能够将其应用到诸如音乐数据那样的其他类数据。
能够将发明应用到AV放大器。
根据发明，在没有模拟信号处理的情况下，仅使用数字信号的处理而能够减少噪声，通过该发明，能够以低成本、高质量输出来构造D类放大器。
虽然以上描述和说明了发明的优选实施例，但是应该理解：这些是典型的发明并且不认为是限制。在不脱离发明的精神和范围的情况下，能够进行附加、省略、代替、以及其他的修改。因此，发明不认为受到先前描述的限制，并且仅通过所附权利要求的范围进行限制。
Claims (6)
1.一种D类放大器，用于接收采样信号和与采样信号同步的数字数据并且用于输出与该数字数据相对应的脉宽调制信号，该D类放大器包括：
主时钟发生器，用于产生具有恒定周期的主时钟；
载波振荡器，基于所述主时钟产生载波信号；
相位比较器，用于检测所述采样信号和所述载波信号之间的相位差以产生相位比较器的输出；
环路滤波器，用于接收所述相位比较器的输出以产生环路滤波器的输出，所述载波振荡器基于所述主时钟产生具有与所述环路滤波器输出相对应的频率的载波信号；
脉宽调制电路，基于所述载波信号以将所述数字数据转换成脉宽调制信号；以及
反馈电路，用于将所述相位比较器输出反馈到所述脉宽调制电路的输入。
2.如权利要求1所述的D类放大器，其中所述相位比较器包括：用于检测所述采样信号的边沿的边沿检测电路；以及响应来自于所述边沿检测电路的信号以锁存所述载波信号的锁存器。
3.一种D类放大器，用于接收采样信号和与该采样信号同步的数字数据并且用于输出与所述数字数据相对应的脉宽调制信号，该D类放大器包括：
主时钟发生器，用于产生具有恒定周期的主时钟；
载波振荡器，基于所述主时钟产生载波信号；
第一相位比较器，用于检测所述采样信号和所述载波信号之间的相位差以产生第一相位比较器的输出；
内插电路，基于所述数字数据而获得内插函数以便将第一相位比较器的输出代入到所获得的内插函数并产生内插数据；以及
脉宽调制电路，基于所述载波信号以将所述内插数据转换成脉宽调制信号。
4.如权利要求3所述的D类放大器，进一步包括：
第二相位比较器，用于检测所述主时钟和所述采样信号之间的相位差以产生第二相位比较器的输出；
反馈电路，用于将第二相位比较器输出反馈到所述脉宽调制电路的输入。
5.如权利要求1所述的D类放大器，其中所述反馈电路包括：
加法器，用于将第二相位比较器的输出和来自于所述脉宽调制电路的量化噪声进行相加以产生加法器的输出；以及
数字滤波器，用于将所述加法器的输出反馈到所述脉宽调制电路的输入。
6.如权利要求4所述的D类放大器，其中所述反馈电路包括：
加法器，用于将第二相位比较器的输出和来自于所述脉宽调制电路的量化噪声进行相加以产生加法器的输出；以及
数字滤波器，用于将所述加法器的输出反馈到所述脉宽调制电路的输入。
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