CN1781238A - 直流转换装置 - Google Patents

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Abstract

一种直流转换装置，通过交互地开/关在变压器(T)的一次线圈(P1)上串联连接的主开关(Q1)和在变压器(T)的一次线圈(P1)的两端或者在主开关(Q1)的两端连接的，且由电容器(C2)以及辅助开关(Q2)组成的串联电路的辅助开关(Q2)，对在变压器(T)的二次线圈(S1)上产生的电压进行整流平滑，得到直流输出，具有在辅助开关(Q2)关断后检测从主开关(Q1)的最小电压到主开关(Q1)导通的时间的时间差检测电路(13)，和根据时间差检测电路(13)的输出延迟主开关(Q1)的导通时刻，控制所述主开关(Q1)在最小电压附近导通的第一延迟电路(14)。

Description

直流转换装置
技术领域
本发明涉及高效率、低噪声的直流转换装置。
背景技术
图1表示相关直流转换装置的一例。图1所示的直流转换装置是在日本专利公报特开2000-92829号中公开的称为有源箝位方式的装置，在直流电源Vin上通过变压器T的一次线圈P1(匝数n1)连接由MOSFET(以下称为FET)等组成的主开关Q1，在一次线圈P1的两端连接有由FET等组成的辅助开关Q2和缓冲电容器C2组成的串联电路。主开关Q1以及辅助开关Q2通过控制电路111的PWM控制交互地开/关。
此外，卷绕变压器T的一次线圈P1和变压器T的二次线圈S1以使相互地发生同相电压，在变压器T的二次线圈S1(匝数n2)上，连接由二极管D10、D11和电抗器L10与电容器C10组成的整流平滑电路。该整流平滑电路整流平滑在变压器二次线圈S1上感生的电压，即整流平滑被开/关控制的脉冲电压，向负载30进行直流输出。
控制电路111根据向负载30的输出电压，生成由用于开/关控制主开关Q1的脉冲形成的控制信号，同时控制该控制信号的占空比以使输出电压成为规定的电压。
进而，直流转换装置具有逆变器112、底电压(bottorn)检测电路113、第一延迟电路114、第二延迟电路115、低侧驱动器116、高侧驱动器117。
逆变器112反转来自控制电路111的主开关Q1用的Q1控制信号Q1c向第二延迟电路115输出。底电压检测电路113在辅助开关Q2关断后检测主开关Q1的最小电压(底电压)，作为底电压检测信号Btm输出。
第一延迟电路114生成使来自控制电路111的Q1控制信号Q1c的上升定时延迟到来自底电压检测电路113的底电压检测信号Btm的下降定时的Q1门信号Q1g，并输出给低侧驱动器116。低侧驱动器116向主开关Q1的门极施加来自第一延迟电路114的Q1门极信号Q1g来驱动主开关Q1。第二延迟电路115生成使通过逆变器112反转的辅助开关Q2用的Q2控制信号Q2c的上升定时延迟规定时间的Q2门极信号Q2g，并向高侧驱动器117进行输出。高侧驱动器117向辅助开关Q2的门极施加来自第二延迟电路115的Q2门极信号Q2g来驱动辅助开关Q2。
下面，参考图2所示的定时图说明如此构成的直流转换装置的动作。在图2中表示主开关Q1两端之间的电压Q1v。
首先，在时刻t31，当来自控制电路111的Q1控制信号Q1c成为H电平时，Q2控制信号Q2c成为L电平。因此，因为Q2门信号Q2g成为L电平，所以辅助开关Q2关断。另外，底电压检测信号Btm在时刻t31成为H电平。
然后，当辅助开关Q2关断时，主开关Q1的电压Q1v减小。在时刻t32，通过底电压检测电路113检测电压Q1v的最小值(底电压)。此时，来自底电压检测电路113的底电压检测信号Btm成为L电平。
然后，在来自底电压检测电路113的底电压检测信号Btm的下降定时(时刻t32)成为H电平的Q1门信号Q1g由第一延迟电路114生成，Q1门信号Q1g经由低侧驱动器116施加给主开关Q1的门极，因此主开关Q1导通。即，可以实现主开关Q1的底电压开关或零伏特开关。
当主开关Q1导通时，从直流电源Vin经由变压器T的一次线圈P1电流流过主开关Q1。此时，在整流平滑电路中，电流S1→D10→L10→C10→S1地流动。
然后，在时刻t33当由Q1控制信号Q1c关断主开关Q1时，由在变压器T的一次线圈P1上和在变压器T的一次和二次线圈之间的漏感上积蓄的能量对主开关Q1具有的寄生电容器(图中未示出)进行充电，形成电压共振。其结果，主开关Q1的电压Q1v从时刻t33到t34上升。另外，在整流平滑电路中，电流L10→C10→D11→L10地流动，向负载30供给电流。
然后，在时刻t34，当通过Q2门信号Q2g使辅助开关Q2导通时，积蓄在变压器T的一次线圈上的能量被提供给电容器C2，对电容器C2充电。接着，在电容器C2上积蓄的能量C2→Q2→P1→C2地流动。
此外，作为现有直流转换装置的相关技术，例如存在日本专利公报特开平7-203688号。
这样，在现有的直流转换装置中，在辅助开关Q2关断后，通过底电压检测电路113检测主开关Q1的电压的最小值，控制主开关Q1的导通延迟，以使在底电压检测信号Btm的下降定时Q1门信号Q1g成为H电平。因此，在由于底电压检测电路113的检测误差或由干扰引起的检测点的紊乱，主开关Q1的延迟时间发生了变化的情况下，因为主开关Q1的Q1门信号Q1g变化，所以动作变得非常不稳定。
另外，当存在从底电压检测到主开关Q1导通的延迟时，因为主开关Q1的导通因底电压而延迟，所以需要构成使从底电压检测到使主开关Q1导通的延迟减小的电路。因此，需要使主开关Q1高速导通，存在开关噪声大等缺点。
发明内容
根据本发明，可以提供一种直流转换装置，其改善因底电压检测电路的误差或干扰引起的检测点的紊乱导致的动作不稳定，同时能够消除从底电压检测到使主开关导通的延迟的影响，能够降低开关噪声。
根据本发明的第一技术侧面，提供一种直流转换装置，它通过使与变压器的一次线圈串联连接的主开关和与变压器的一次线圈的两端或主开关的两端连接的，且由电容器以及辅助开关形成的串联电路的辅助开关交互地开/关，使用整流平滑电路对变压器的二次线圈的电压进行整流平滑，得到直流输出，其特征在于，具有：时间差检测单元，检测在所述辅助开关关断后从所述主开关的最小电压到主开关导通的时间；和延迟控制单元，根据所述时间差检测单元的输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压的附近导通。
根据本发明的第二技术侧面，提供一种直流转换装置，它通过使与变压器的一次线圈串联连接的主开关和与变压器的一次线圈的两端或主开关的两端连接的，且由电容器以及辅助开关形成的串联电路的辅助开关交互地开/关，使用整流平滑电路对变压器的二次线圈的电压进行整流平滑，得到直流输出，其特征在于，具有：底电压检测单元，检测在所述辅助开关关断后当所述主开关的电压减小时的所述主开关的最小电压；导通检测单元，检测所述主开关导通；时间差检测单元，对从使用底电压检测单元检测到最小电压开始到使用所述导通检测单元检测到所述主开关导通的时间进行检测；和延迟控制单元，根据所述时间差检测单元的输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压的附近导通。
附图说明
图1是表示相关的直流转换装置的一例的电路图。
图2是相关的直流转换装置的各部分的信号的定时图。
图3是表示第一实施例的直流转换装置的电路结构图。
图4是第一实施例的直流转换装置的时间差检测信号为零的，稳定时的各部分的信号的定时图。
图5是第一实施例的直流转换装置的时间差检测信号接近零的过渡状态时的各部分的信号的定时图。
图6是图3所示的直流转换装置的时间差检测电路、积分电路、第一延迟电路以及第二延迟电路的具体的电路结构图。
图7是表示第一实施例的变形例的直流转换装置的电路结构图。
图8是表示第一实施例的变形例的直流转换装置的动作的定时图。
图9是表示第二实施例的直流转换装置的电路结构图。
图10是表示第二实施例的直流转换装置的动作的定时图。
图11是表示第三实施例的直流转换装置的电路结构图。
图12是第三实施例的直流转换装置的时间差检测电路、积分电路、第一延迟电路以及第二延迟电路的具体的电路结构图。
图13是表示第三实施例的直流转换装置的动作的定时图。
图14是表示第四实施例的直流转换装置的电路结构图。
图15是在第四实施例的直流转换装置中设置的变压器的构造图。
具体实施方式
下面参考附图详细说明涉及本发明的直流转换装置的实施方式。
第一实施例
图3是第一实施例的直流转换装置的电路结构图。此外，在图3中，对和图1所示的结构部分相同的部分附以相同的符号，省略或者简化其说明。
在图3所示的直流转换装置中，主开关Q1以及辅助开关Q2具有共同关断的期间(deadtime)，通过控制电路11的PWM控制交互地开/关。控制电路11根据负载30的输出电压，生成由用于对主开关Q1进行开/关控制的脉冲形成的控制信号，同时控制该控制信号的占空比使整流平滑电路的输出电压为规定的电压。
另外，直流转换装置具有逆变器12、时间差检测电路13、第一延迟电路14、第二延迟电路15、低侧驱动器16、高侧驱动器17、积分电路20。
逆变器12反转来自控制电路11的主开关Q1用的Q1控制信号Q1c并向第二延迟电路15进行输出。时间差检测电路13如图4所示，检测在辅助开关Q2关断后从主开关Q1的最小电压(底电压)到主开关Q1导通的期间，并作为时间差信号Tdf进行输出。积分电路20对来自时间差检测电路13的时间差检测信号Tdf进行积分，输出积分输出Int。
第一延迟电路14与本发明的延迟控制单元相对应，输入积分电路20的积分输出Int和控制电路11的Q1控制信号Q1c，生成与它们相对应的Q1门信号Q1g，并输出给低侧驱动器16。更具体说，使第一延迟电路14来自积分电路20的积分输出Int的值越大，从Q1控制信号Q1c的上升时刻到Q1门信号Q1g的上升时刻的延迟时间越短地生成Q1门信号Q1g。
低侧驱动器16对主开关Q1的门极施加来自第一延迟电路14的Q1门信号Q1g来驱动主开关Q1。第二延迟电路15生成使通过逆变器12已反转的辅助开关Q2用的Q2控制信号Q2c的上升定时延迟了规定时间的Q2门信号Q2g，并向高侧驱动器17进行输出。高侧驱动器17对辅助开关Q2的门极施加来自第二延迟电路15的Q2门信号Q2g，来驱动辅助开关Q2。
下面参考图4以及图5所示的定时图说明这样构成的直流转换装置的动作。图4是第一实施例的直流转换装置的没有时间差检测电路13的输出的稳定时的各部分的信号的定时图。图5是第一实施例的直流转换装置的时间差检测电路13的输出从大的状态慢慢变小的过渡状态时的各部分的信号的定时图。此外，在图4以及图5中，表示了主开关Q1两端之间的电压Q1v。
首先，在时刻t1，当来自控制电路11的Q1控制信号Q1c为H电平时，Q2控制信号Q2c为L电平。因此，Q2门信号Q2g为L电平，辅助开关Q2关断。另外，时间差检测信号Tdf在时刻t1为L电平。
在辅助开关Q2关断时，主开关Q1的电压Q1v减小。在时刻t2，在主开关Q1的电压Q1v为最小电压(底电压)时，如图5所示，来自时间差检测电路13的时间差检测信号Tdf为H电平。时间差检测信号Tdf具有从主开关Q1的最小电压(例如时刻t2)到主开关Q1导通(例如时刻t21)的脉冲宽度。
而且，来自时间差检测电路13的时间差检测信号Tdf由积分电路20进行积分，所以积分输出Int为与时间差检测信号Tdf的大小成正比例的值。接着，第一延迟电路14对应来自积分电路20的积分输出Int进行控制，以使从Q1控制信号Q1c的上升时刻到Q1门信号Q1g的上升时刻的延迟时间变短。例如在从时刻t2到时刻t21，因为积分输出Int比较大，所以进行控制以使从Q1控制信号Q1c的上升时刻t1到Q1门信号Q1g的上升时刻t21的延迟时间DT1变短。其结果，在下一周期的定时，成为从Q1控制信号Q1c的上升时刻t5开始到Q1门信号Q1g的上升时刻t61的延迟时间DT2。进而，在其次的定时，成为从Q1控制信号Q1c的上升时刻t9开始到Q1门信号Q1g的上升时刻t101的延迟时间DT3。即，通过延迟控制实际的Q1门信号Q1g的上升时刻(导通时刻)，从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间接近于零。在从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间接近零的情况下，为如图4所示的定时图。即，实现主开关Q1的底电压开关或零伏特开关。
接着，在时刻t21，因为Q1门信号Q1g通过低侧驱动器16被施加在主开关Q1的门极，所以主开关Q1导通。
在主开关Q1导通时，电流从直流电源Vin经由变压器T的一次线圈P1流过主开关Q1。此时，在整流平滑电路中，电流S1→D10→L10→C10→S1地流动。
接着，在时刻t3，当通过Q1控制信号Q1c使主开关Q1关断时，通过在变压器T的一次线圈P1和在变压器T的一次、二次线圈之间的漏感中积蓄的能量，对主开关Q1(FET的漏极·源极间)具有的寄生电容(未图示)进行充电，形成电压共振，主开关Q1的电压Q1v在时刻t3～时刻t4上升。另外，在整流平滑电路中，电流L10→C10→D11→L10地流动，向负载30供给电流。
使通过逆变器12已反转的辅助开关Q2用的Q2控制信号Q2c的上升时刻延迟了规定时间的Q2门信号Q2g由第二延迟电路15生成。Q2门信号Q2g在时刻t4，通过高侧驱动器17被施加在辅助开关Q2的门极上，使辅助开关Q2导通。因此，在变压器T的一次线圈P1中积蓄的能量被提供给电容器C2，使电容器C2充电。接着，在电容器C2中积蓄的能量C2→Q2→P1→C2地流动。
图6是图3所示的直流转换装置的时间差检测电路13、积分电路20、第一延迟电路14以及第二延迟电路15的具体的电路结构图。
在图6所示的时间差检测电路13中，在晶体管Q3的基极上连接二极管D1的阴极、电阻R1的一端、电容器C1的一端以及晶体管Q4的集电极，晶体管Q3的发射极与二极管D1的阳极、电阻R1的另一端和晶体管Q4的发射极相连接，同时接地。在晶体管Q3的集电极上连接电阻R2的一端和逆变器131的输入端子，电阻R2的另一端与电源Vcc相连接，逆变器131的输出端子与积分电路20相连接。电容器C1的另一端与主开关Q1的漏极相连接。晶体管Q4的基极与逆变器12的输出端子相连接。
积分电路20，电阻R3和电容器C3串联连接，电阻R3的一端与逆变器131的输出端子相连接，电容器C3的一端接地，从电容器C3和电阻R3的连接点，将积分输出Int向第一延迟电路14的误差放大器141的非反转端子+输出。
在第一延迟电路14中，在误差放大器141的反转端子-上连接基准电源Er，误差放大器141的输出端子通过电阻R4与二极管D3的阳极相连接。二极管D3的阴极与电阻R5的一端以及电容器C4的一端相连接，电阻R5的另一端与电源Vcc相连接，电容器C4的另一端接地。控制电路11的输出通过缓冲器142与二极管D2的阴极相连接，二极管D2的阳极与电容器C4的一端相连接。电阻R5和电容器C4的连接点通过低侧驱动器16与主开关Q1的门极连接。
在第二延迟电路15中，逆变器12的输出通过缓冲器151连接到二极管D4的阴极，二极管D4的阳极与电容器C5的一端以及电阻R6的一端连接，电阻R6的另一端连接电源Vcc，电容器C5的另一端接地。电阻R6和电容器C5的连接点通过高侧驱动器17与辅助开关Q2的门极连接。
下面参考图4以及图5所示的定时图对包含时间差检测电路13、积分电路20、第一延迟电路14以及第二延迟电路15的具体的电路的动作的直流转换装置的动作进行说明。
首先，在时刻t1，来自控制电路11的Q1控制信号Q1c成为H电平时，Q2控制信号Q2c成为L电平。因此，Q2门信号Q2g成为L电平，辅助开关Q2关断。
然后，辅助开关Q2关断时，在时刻t1～时刻t2，主开关Q1的电压Q1v减小。此时，在时间差检测电路13中，因为Q2控制信号Q2c为L电平，所以晶体管Q4截止，电流D1→C1→P1→Vin→GND地流动，晶体管Q3截止。因此，晶体管Q3的集电极成为H电平，从逆变器131的输出端子输出L电平的时间差检测信号Tdf，并提供给积分电路20内的电阻R3的一端。
接着，电容器C1的放电结束，在时刻t2，电压Q1v成为最小值(底电压)后，电流Vin→P1→C1→Q3地流动，晶体管Q3导通。由此，晶体管Q3的集电极成为L电平，从逆变器131的输出端子输出H电平的时间差检测信号Tdf，并提供给积分电路20内的电阻R3的一端。
因此，在时刻t2～时刻t21，H电平的时间差检测信号Tdf被提供给积分电路20的电阻R3的一端。因此，来自电阻R3和电容器C3的连接点的积分输出Int成为高电压被输入到误差放大器141的非反转端子+，所以从误差放大器141的输出可以得到与积分输出的值相对应的电压。因此，通过该电压，电流R4→D3→C4地流动。即，在电容器C4上流过来自电阻R5的电流和来自二极管D3的电流的合计电流，因此电容器C4的充电时间变短。
即，对应来自积分电路20的积分输出Int的值，电容器C4的充电时间变短，由此可以缩短从Q1控制信号Q1c的上升时刻到Q1门信号Q1g的上升时刻的延迟时间。因此，如在图5的定时图中已经说明的那样，通过延迟控制实际的Q1门信号Q1g的上升时刻(导通时刻)，从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间接近零。在从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间成为零的情况下，成为如图4所示那样的定时。即，可以实现主开关Q1的底电压开关或者零伏特开关。
在时刻t21，因为把Q1门信号Q1g通过低侧驱动器16施加在主开关Q1的门极上，所以主开关Q1导通。
主开关Q1导通时，电流从直流电源Vin通过变压器T的一次线圈P1流过主开关Q1。此时，在整流平滑电路中，电流S1→D10→L10→C10→S1地流动。
在时刻t3，当通过Q1控制信号Q1c使主开关Q1关断时，通过在变压器T的一次线圈P1和在变压器T的一次、二次线圈之间的漏感中积蓄的能量，对主开关Q1(FET的漏极·源极间)所具有的寄生电容(未图示)进行充电，形成电压共振，主开关Q1的电压Q1v在时刻t3～时刻t4上升。
假如晶体管Q4依然截止，伴随主开关Q1的电压Q1v的上升晶体管Q3导通，因为从逆变器131的输出端子输出H电平的时间差检测信号Tdf并提供给积分电路20内的电阻R3的一端，所以扰乱由第一延迟电路14进行的延迟控制。但是，Q2控制信号Q2c为H电平期间(时刻t3～时刻t4期间)，时间差检测电路13的晶体管Q4导通，所以晶体管Q3截止，时间差检测信号Tdf维持L电平。另外，在整流平滑电路中，电流L10→C10→D11→L10地流动，对负载30供给电流。
另外，H电平的Q2控制信号Q2c通过缓冲器151输入到二极管D4的阴极上，所以二极管D4成为逆偏压状态。因此，电流从电源Vcc通过电阻R6流到电容器C5，对电容器C5充电。即，使上升时刻延迟了由R6和C5的时间常数决定的延迟时间的Q2门信号Q2g由第二延迟电路15生成。
然后，Q2门信号Q2g在时刻t4，通过高侧驱动器17施加到辅助开关Q2的门极，使辅助开关Q2导通。因此，在变压器T的一次线圈P1中积蓄的能量供给电容器C2，对电容器C2充电。接着，在电容器C2中积蓄的能量C2→Q2→P1→C2地流动。
这样，根据本实施例的直流转换装置，在辅助开关Q2关断后检测从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间并进行积分，根据积分结果进行反馈控制，使从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间成为零，由此，可以改善因在使用现有的底电压检测电路的情况下产生的误差或者外部干扰引起的检测点的紊乱导致的动作不稳定，得到稳定的动作。
另外，从时间差检测电路13输出的时间差检测信号Tdf在主开关Q1在最小电压下导通时不输出，所以通过使用对时间差检测信号Tdf进行积分的积分电路20控制主开关Q1的控制信号，可以使主开关Q1在最小电压附近导通。另外，因为使用积分电路20，所以可以得到稳定的动作。
另外，因为检测从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间差，所以可以消除从施加主开关Q1的控制信号到主开关Q1导通的延迟的影响。其结果，不需要使主开关Q1高速导通，可以降低开关噪声。
第一实施例的变更实施例
图7是第一实施例的变更实施例的直流转换装置的电路结构图。图7所示的第一实施例的变形例的直流转换装置对于图6所示的第一实施例的直流转换装置而言只有时间差检测电路不同。以下，对和图6所示的构成部分相同的部分附以相同的符号，省略其说明。
在图7所示的时间差检测电路13a中，在晶体管Q3的基极上连接二极管D1的阴极和电阻R1的一端以及电容器C1的一端，晶体管Q3的发射极与二极管D1的阳极和电阻R1的另一端相连接，并同时接地。在晶体管Q3的集电极连接电阻R2的一端和NOR门132的一个输入端子，电阻R2的另一端与电源Vcc相连接，在NOR门132的另一个输入端子上连接了逆变器12的输出端子。NOR门132的输出端子与积分电路20相连接。另外，电容器C1的另一端与主开关Q1的漏极相连接。
参考图8所示的定时图说明这样构成的第一实施例的变形例的直流转换装置的动作。这里，主要说明时间差检测电路13a的动作。
在时刻t1～时刻t2期间，主开关Q1的电压Q1v减小时，在时间差检测电路13a中电流D1→C1→P1→Vin→GND地流动，晶体管Q3截止。因此，晶体管Q3的集电极成为H电平，作为控制信号SG1被提供给NOR门132的一个输入端子。由此，NOR门132与对其另一个输入端子输入的信号无关地，从输出端子输出L电平的时间差检测信号Tdf，提供给积分电路20内的电阻R3的一端。
在时刻t2，电压Q1v成为最小值(底电压)时，电流Vin→P1→C1→Q3地流动，晶体管Q3导通。由此，晶体管Q3的集电极成为L电平，作为控制信号SG1被提供给NOR门132的一个输入端子。此时，因为在其另一个输入端子上输入了L电平的Q2控制信号Q2c，所以NOR门132从输出端子输出H电平的时间差检测信号Tdf，提供给积分电路20的电阻R3的一端。
因此，在时刻t2～时刻t21期间，H电平的时间差检测信号Tdf被提供给积分电路20的电阻R3的一端。因此，来自电阻R3和电容器C3的连接点的积分输出Int成为更高的电压，被输入到误差放大器141的非反转端子+，所以可以从误差放大器141的输出得到与积分输出的值相对应的电压。
即，因为与来自积分电路20的积分输出Int的值的增大相对应地提供充电电流，所以电容器C4的充电时间变短，可以更短地设定从Q1控制信号Q1c的上升时刻到Q1门信号Q1g的上升时刻的延迟时间。因此，如已说明的那样，通过延迟控制实际的Q1门信号Q1g的上升时刻(导通时刻)，可以进行适应控制使从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间接近于零。
这样，即使在涉及第一实施例的变形例的直流转换装置中也可以得到和第一实施例的直流转换装置相同的效果。
第二实施例
图9是第二实施例的直流转换装置的电路结构图。图9所示的第二实施例的直流转换装置相对于图7所示的第一实施例的变形例的直流转换装置而言，在追加脉冲发生电路21的同时将积分电路20变更为运算电路22，在这些点上不同。以下，给和图7所示的构成部分相同的部分附以相同的符号，省略或者简化其说明。
图9所示的脉冲发生电路21构成检测来自逆变器12的Q2控制信号Q2c的上升边缘的微分电路。在脉冲发生电路21中，NAND门212的一个输入端子与逆变器12连接，另一个输入端子通过由电阻R7和电容器C6组成的积分电路以及逆变器211与逆变器12相连接。脉冲发生电路21生成具有由电阻R7以及电容器C6的时间常数决定的脉冲宽度的L电平的微分信号，并输出给运算电路22。脉冲发生电路21与在开关Q1的每一开/关的一个周期从由运算电路22得到的加法结果中减去固定值的本发明的减法单元相对应。
运算电路22与对时间差检测电路13a的输出进行加法运算的本发明的加法单元相对应，将二极管D5的阴极和电阻R3以及电容器C3的一端串联连接，二极管D5的阳极与时间差检测电路13a的NOR门132的输出端子连接，电容器C3的另一端接地。另外，电阻R3和电容器C3的连接点与电阻R8的一端连接，电阻R8的另～端与二极管D6的阳极连接。二极管D6的阴极与脉冲发生电路21的NAND门212的输出端子相连接。进而，从电阻R3和电容器C3的连接点对第一延迟电路14的误差放大器141的非反转端子+输出运算输出Int。
接着，参考图10所示的定时图说明这样构成的第二实施例的直流转换装置的动作。这里，着重说明时间差检测电路13a、脉冲发生电路21以及运算电路22的动作。
首先，在时刻t1～时刻t2期间，主开关Q1的电压Q1v减小时，在时间差检测电路13a中电流D1→C1→P1→Vin→GND地流动，晶体管Q3截止。因此，晶体管Q3的集电极成为H电平，作为控制信号SG1被提供给NOR门132的一个输入端子。由此，NOR门132与对其另一个输入端子输入的信号无关地从输出端子输出L电平的时间差检测信号Tdf，并提供给运算电路22内的二极管D5的阳极。
在时刻t2，在电压Q1v成为最小值(底电压)时，电流Vin→P1→C1→Q3地流动，晶体管Q3导通。由此，晶体管Q3的集电极成为L电平，作为控制信号SG1被提供给NOR门132的一个输入端子。此时，因为对其另一个输入端子输入了L电平的Q2控制信号Q2c，所以NOR门132从输出端子输出H电平的时间差检测信号Tdf，并提供给运算电路22内的二极管D5的阳极。
因此，在时刻t2～时刻t21期间，H电平的时间差检测信号Tdf被提供给运算电路22的二极管D5的阳极。因此，通过电阻R3在电容器C3上积蓄电荷，电阻R3和电容器C3的连接点的电位上升。来自该连接点的运算输出Int被输入到误差放大器141的非反转端子+上，所以从误差放大器141的输出可以得到与运算输出的值相对应的电压。
即，与来自运算电路22的运算输出Int的值相对应，电容器C4的充电时间变短，由此可以缩短从Q1控制信号Q1c的上升时刻到Q1门信号Q1g的上升时刻的延迟时间。因此，如已经说明的那样，通过延迟控制实际的Q1门信号Q1g的上升时刻(导通时刻)，可以进行控制使从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间接近零。
另外，在Q2控制信号Q2c为H电平期间(在时刻t3～时刻t5期间)，通过NOR门132的控制，从时间差检测电路13a输出L电平的时间差检测信号Tdf。此外，脉冲发生电路21在Q2控制信号Q2c成为H电平后在规定期间输出L电平的微分信号Df，所以运算电路22内的电容器C3的电荷经由电阻R8以及二极管D6放电，电阻R3和电容器C3的连接点的电位降低。由此，即使下次发生的时间差检测信号Tdf的脉冲宽度变窄，也能容易地向电容器C3积蓄电荷。
这样，根据第二实施例的直流转换装置，可以得到第一实施例的变形实施例的直流转换装置的效果，同时在通过轻负荷等情况时的效率改善控制开关频率的情况下，即使是频率变化的情况，因为可以使时间差检测信号Tdf的积分值一定，所以可以进行高精度的控制。
第三实施例
图11是第三实施例的直流转换装置的电路结构图。图11所示的第三实施例的直流转换装置，对于图3所示的第一实施例的直流转换装置而言追加了底电压检测电路113、导通检测电路23和电阻R，时间差检测电路13b根据底电压检测电路113和导通检测电路23的输出进行动作。以下，对和图3所示构成部分相同的部分附以相同的符号，省略或者简化其说明。
底电压检测电路113在辅助开关Q2关断后检测主开关Q1的最小电压(底电压)，作为底电压检测信号Btm向时间差检测电路13b输出。电阻R连接在直流电源Vin的负极端和主开关Q1的源极之间。
导通检测电路23检测主开关Q1已导通，作为On信号向时间差检测电路13b进行发送。时间差检测电路13b根据来自底电压检测电路113的底电压检测信号Btm和来自导通检测电路23的On信号，在辅助开关Q2关断后检测从主开关Q1的最小电压(底部电压)到主开关Q1导通的时间，作为时间差检测信号Tdf向积分电路20进行输出。
图12是第三实施例的直流转换装置的具体电路图。在图12所示的底电压检测电路113中，在晶体管Q3的基极上连接二极管D1的阴极和电阻R1的一端以及电容器C1的一端，晶体管Q3的发射极与二极管D1的阳极连接，同时接地。在晶体管Q3的集电极连接电阻R2的一端，电阻R1的另一端和电阻R2的另一端与电源Vcc相连接。电容器C1的另一端与主开关Q1的漏极相连接。
在导通检测电路23中，在误差放大器231的反转端子上连接基准电源Er1，非反转端子+与主开关Q1的源极和电阻R的连接点相连接。误差放大器231的输出端子与时间差检测电路13b相连接。
在时间差检测电路13b中，逆变器241的输入端子与导通检测电路23的误差放大器231的输出端子相连接被输入On信号，逆变器241的输出端子与AND门243的输入端子相连接。另外，逆变器242的输入端子与底电压检测电路113的晶体管Q3的集电极相连接被输入底电压检测信号Btm，逆变器242的输出端子与AND门243的输入端子相连接。在AND门243的输入端子上输入逆变器241的输出、逆变器242的输出和来自控制电路11的Q1控制信号Q1c。AND门243向积分电路20输出时间差检测信号Tdf。
参考图13所示的定时图说明这样构成的第三实施例的直流转换装置的动作。这里，主要说明底电压检测电路113、导通检测电路23以及时间差检测电路13b的动作。
首先，在时刻t1～时刻t2期间，当主开关Q1的电压Q1v减小时，在底电压检测电路113中电流D1→C1→P1→Vin→GND地流动，晶体管Q3截止。因此，晶体管Q3的集电极成为H电平，作为底电压检测信号Btm被提供给时间差检测电路13b的逆变器242的输入端子。由此，AND门243与对其另一个输入端子输入的信号无关地从输出端子输出L电平的时间差检测信号Tdf，并提供给积分电路20内的电阻R3的一端。
接着，电容器C1的放电结束，在时刻t2，当从电阻R1提供的电流变得比电容器C1的放电电流大时，电流Vcc→R1→Q3地流动，晶体管Q3导通。因此，通过底电压检测电路113检测电压Q1v的最小值(底电压)。此时，从晶体管Q3的集电极向时间差检测电路13b的逆变器242的输入端子提供L电平的底电压检测信号Btm，由逆变器242进行反转输入到AND门243。此时，因为主开关Q1没有导通，所以导通检测电路23输出L电平的On信号。On信号被提供给时间差检测电路13b的逆变器241的输入端子，由逆变器242进行反转输入到AND门243。进而，在时刻t2，因为Q1控制信号Q1c成为H电平，所以AND门243从其输出端子输出H电平的时间差检测信号Tdf，提供给积分电路20内的电阻R3的一端。
因此，在时刻t2～时刻t21期间，H电平的时间差检测信号Tdf被提供给积分电路20的电阻R3的一端。因此，来自电阻R3和电容器C3的连接点的积分输出Int成为高电压，被输入到误差放大器141的非反转端子+上，所以可以从误差放大器141的输出得到与积分输出的值相对应的电压。
即，随着来自积分电路20的积分输出Int的值的增大，电容器C4的充电时间变短，由此可以缩短从Q1控制信号Q1c的上升时刻到Q1门信号Q1g的上升时刻的延迟时间。因此，如已经说明的那样，通过延迟控制实际的Q1门信号Q1g的上升时刻(导通时刻)，可以进行控制使从主开关Q1的最小电压到主开关Q1导通的时间接近于零。
在时刻t21，主开关Q1导通电流流过主开关Q1，由此在与主开关Q1的源极相连接的电阻R的两端产生电压，并被提供给导通检测电路23的误差放大器231的非反转端子+。由此，从误差放大器231输出的On信号为H电平。On信号被提供给时间差检测电路13b的逆变器241的输入端子，由逆变器241进行反转输入到AND门243。因此，从AND门243输出的时间差检测信号Tdf通过使主开关Q1导通变化为L电平。
在时刻t3，当主开关Q1关断时，与主开关Q1的源极相连接的电阻R的两端的电压减小，从误差放大器231输出的On信号成为L电平。On信号被提供给时间差检测电路13b的逆变器241的输入端子，由逆变器241进行反转输入到AND门243。但是，在时刻t3～时刻t5期间，因为在AND门243上输入L电平的Q1控制信号Q1c，所以从AND门243输出的时间差检测信号Tdf维持L电平。
这样，在第三实施例的直流转换装置中也能够得到和第一实施例的直流转换装置相同的效果。
第四实施例
说明第四实施例的直流转换装置。在本实施例的直流转换装置中，特征是设置辅助变压器，其使与变压器的一次线圈串联连接的电抗器的电感的值增大，把在主开关Q1导通时在电抗器中积蓄的能量回流到二次侧。
图14是表示第四实施例的直流转换装置的电路结构图。图14所示第四实施例的直流转换装置对于图3所示的第一实施例的直流转换装置而言，因为变压器T1以及变压器T1的周边电路不同，所以只对该部分进行说明。
在本实施例中，因为把辅助变压器与变压器T1结合，因此，在变压器T1中卷绕了一次线圈P1(匝数n1，兼用辅助变压器T1的一次线圈)、二次线圈S1(匝数n2)和三次线圈S2(匝数n3，对应辅助变压器T1的二次线圈)。
在变压器T1的二次线圈S1和三次线圈S2的串联电路的两端，连接有二极管D8和电容器C10的串联电路。在二次线圈S1和三次线圈S2的连接点与二极管D8和电容器C10的连接点上连接有二极管D7。一次线圈P1和二次线圈S1同相卷绕，一次线圈P1和三次线圈S2反相卷绕。
使变压器T1的二次线圈S1和一次线圈P1松结合，通过一次线圈P1以及二次线圈S1之间的漏感代替和变压器T1串联连接的电抗器(未图示)。使变压器T1的三次线圈S2和一次线圈P1紧结合。
对这样构成的本实施例的直流转换装置的动作进行说明。基本的动作和第一实施例的动作相同，这里，着重对变压器T1的二次侧电路的动作进行说明。
首先，当使主开关Q1导通时，电流Vin→P1→Q1→Vin地流动。另外，在该时刻，也在变压器T1的二次线圈S1产生电压，电流S1→D7→C10→S1地流动。因此，二极管D7的电流直线地增大。
接着，当使主开关Q1关断时，在变压器T1的电感中积蓄的能量通过变压器T1回流到二次侧。在二次侧，因为在变压器T1的三次线圈S2中感生出电压，所以电流S2→D8→C10→S1→S2地流动。因此，电流流过二极管D8。
这样，使与变压器T1的一次线圈P1串联连接的电感的值变大，把在主开关Q1导通时积蓄的能量通过晶体管T1回流到二次侧，所以效率提高。另外，通过二极管D7以及二极管D8，在主开关Q1导通、关断期间二次侧电流的流动成为连续。因此，电容器C10的波动电流也减少。
下面，图15表示将辅助变压器与变压器T1相结合的变压器的结构例。图15所示的变压器，具备具有矩形形状的铁芯40，在铁芯40中与磁路的长方向平行地形成长形的间隙42a、42b以使其构成磁路41a、41b、41c。在构成磁路41b的铁芯部40a上，相互接近地卷绕一次线圈P1和三次线圈S2。由此，使一次和三次线圈间具有很小的漏感，另外，在铁芯40上形成构成磁路的41a的通路铁芯40c和气隙41，在外围铁芯上卷绕二次线圈S1。即，通过通路铁芯40c使一次线圈P1和二次线圈S1松结合，由此使漏感增大。用该漏感代替电抗器(未图示)。
另外，在外围铁芯上且一次线圈P1和二次线圈S1的之间，形成两处凹部40b。通过该凹部40b，外围铁芯磁路的一部分的截面积比其他部分窄，仅该部分饱和，所以可以减小铁芯损失。
这样，因为通过精心设计变压器T的铁芯的形状和线圈，使变压器T1和把电抗器的能量回流到二次侧的辅助变压器结合到一个铁芯上，并设置通路铁芯40c，由此得到大的漏感，将变压器部分和电抗器相结合，所以可以使直流转换装置小型化、价廉化。
此外，在上述第一实施例到第四实施例中，在变压器的一次线圈P1的两端连接了由辅助开关Q2和电容器C2组成的串联电路，但该串联电路例如也可以连接在主开关Q1的两端。
另外，在第一实施例到第四实施例中，在由变压器的一次线圈P1和主开关Q1组成的串联电路上连接了直流电源Vin，但是，例如也可以在该串联电路上连接对交流电源的交流电压进行整流得到整流电压的整流电压部。
另外，在第一实施例到第四实施例中，在主开关Q1上只有寄生电容，但是，也可以在主开关Q1的两端进一步连接电容器。
再有，替代第一实施例到第三实施例的直流转换装置的变压器的二次侧电路，可以使用图14所示的第四实施例的直流转换装置的变压器的二次侧电路。
另外，在第二延迟电路15中也可以进行如第一延迟电路14那样的延迟控制。
根据本发明，检测从主开关的电压达到底电压到主开关导通的时间差生成有限的脉冲，延迟主开关的控制信号使这些脉冲消失，所以可以改善由于底电压检测电路的误差或干扰引起的检测点的紊乱而导致的动作的不稳定，可以得到稳定的动作。另外，因为可以消除从底电压检测到使主开关导通的延迟的影响，所以无需使主开关高速导通，可以降低开关噪声。
本发明可以适用于DC-DC转换型的电源电路或AC-DC转换型的电源电路。

Claims (16)

1.一种直流转换装置，通过交互地开/关在变压器的一次线圈上串联连接的主开关和在变压器的一次线圈的两端或者主开关的两端连接的，且由电容器和辅助开关组成的串联电路的辅助开关，使用整流平滑电路对变压器的二次线圈的电压进行整流平滑得到直流输出，其特征在于，具有：
时间差检测单元，在所述辅助开关关断后检测从所述主开关的最小电压到主开关导通的时间；和
延迟控制单元，根据所述时间差检测单元的输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压附近导通。
2.一种直流转换装置，通过交互地开/关在变压器的一次线圈上串联连接的主开关和在变压器的一次线圈的两端或者主开关的两端连接的，且由电容器和辅助开关组成的串联电路的辅助开关，使用整流平滑电路对变压器的二次线圈的电压进行整流平滑得到直流输出，其特征在于，具有：
底电压检测单元，检测在所述辅助开关关断后所述主开关的电压减小时的所述主开关的最小电压；
导通检测单元，检测所述主开关导通；
时间差检测单元，对从所述底电压检测单元检测到最小电压开始到由所述导通检测部件检测到所述主开关导通的时间进行检测；和
延迟控制单元，根据所述时间差检测单元的输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压附近导通。
3.权利要求1所述的直流转换装置，其特征在于，
进一步具有对所述时间差检测单元的输出进行积分的积分单元，
所述延迟控制单元根据所述积分单元的积分输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压附近导通。
4.权利要求2所述的直流转换装置，其特征在于，
进一步具有对所述时间差检测单元的输出进行积分的积分单元，
所述延迟控制单元根据所述积分单元的积分输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压附近导通。
5.权利要求1所述的直流转换装置，其特征在于，
进一步具有对所述时间差检测单元的输出进行加法运算的加法单元，和
在所述主开关的每一开/关的一个周期从使用所述加法单元得到的相加结果中减去一定的值的减法单元，
所述延迟控制单元根据所述加法单元的输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压附近导通。
6.权利要求2所述的直流转换装置，其特征在于，
进一步具有对所述时间差检测单元的输出进行加法运算的加法单元，和
在所述主开关的每一开/关的一个周期从使用所述加法单元得到的相加结果中减去一定的值的减法单元，
所述延迟控制单元根据所述加法单元的输出延迟所述主开关的导通时刻，控制所述主开关在所述最小电压附近导通。
7.权利要求3所述的直流转换装置，其特征在于，
所述延迟控制单元具有：根据与电阻串联连接的延迟用电容器的充电时间，对使所述主开关导通的信号延迟规定时间的延迟部，和
通过把所述积分单元的积分输出和基准电压的电压差施加在所述延迟用电容器上，对应所述电压差缩短所述规定的延迟时间的可变延迟部，
把根据所述延迟用电容器的电压生成的控制信号施加到所述主开关的控制端子上。
8.权利要求4所述的直流转换装置，其特征在于，
所述延迟控制单元具有：根据与电阻串联连接的延迟用电容器的充电时间，对使所述主开关导通的信号延迟规定时间的延迟部，和
通过把所述积分单元的积分输出和基准电压的电压差施加在所述延迟用电容器上，对应所述电压差缩短所述规定的延迟时间的可变延迟部，
把根据所述延迟用电容器的电压生成的控制信号施加到所述主开关的控制端子上。
9.权利要求5所述的直流转换装置，其特征在于，
所述延迟控制单元具有：根据与电阻串联连接的延迟用电容器的充电时间，对使所述主开关导通的信号延迟规定时间的延迟部，和
通过把所述加法单元的输出和基准电压的电压差施加在所述延迟用电容器上，对应所述电压差缩短所述规定的延迟时间的可变延迟部，
把根据所述延迟用电容器的电压生成的控制信号施加到所述主开关的控制端子上。
10.权利要求6所述的直流转换装置，其特征在于，
所述延迟控制单元具有：根据与电阻串联连接的延迟用电容器的充电时间，对使所述主开关导通的信号延迟规定时间的延迟部，和
通过把所述加法单元的输出和基准电压的电压差施加在所述延迟用电容器上，对应所述电压差缩短所述规定的延迟时间的可变延迟部，
把根据所述延迟用电容器的电压生成的控制信号施加到所述主开关的控制端子上。
11.权利要求1所述的直流转换装置，其特征在于，进一步具有：
作为直流电源或作为对交流电源的交流电压进行整流得到整流电压的整流电压部的，与所述变压器的一次线圈和所述主开关组成的串联电路的两端相连接的单元。
12.权利要求2所述的直流转换装置，其特征在于，进一步具有：
作为直流电源或作为对交流电源的交流电压进行整流得到整流电压的整流电压部的，与所述变压器的一次线圈和所述主开关组成的串联电路的两端相连接的单元。
13.权利要求1所述的直流转换装置，其特征在于，进一步具有：
在所述变压器的一次线圈和所述主开关之间连接的电抗器，和
作为在所述主开关关断时使在所述主开关导通时在所述电抗器中积蓄的能量回流到二次侧的辅助变压器的，与所述变压器串联连接的单元。
14.权利要求2所述的直流转换装置，其特征在于，进一步具有：
在所述变压器的一次线圈和所述主开关之间连接的电抗器，和
作为在所述主开关关断时使在所述主开关导通时在所述电抗器中积蓄的能量回流到二次侧的辅助变压器的，与所述变压器串联连接的单元。
15.权利要求13所述的直流转换装置，其特征在于，
所述电抗器由在所述变压器的铁芯上松结合卷绕的所述变压器的一次线圈和二次线圈之间的漏感形成，
在所述变压器的铁芯上紧结合地卷绕所述变压器的一次线圈和所述辅助变压器的二次线圈。
16.权利要求14所述的直流转换装置，其特征在于，
所述电抗器由在所述变压器的铁芯上松结合卷绕的所述变压器的一次线圈和二次线圈之间的漏感形成，
在所述变压器的铁芯上紧结合地卷绕所述变压器的一次线圈和所述辅助变压器的二次线圈。
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