CN1747318A

CN1747318A - 使用可变延迟随机pwm转换时稳定电流调节的延迟补偿

Info

Publication number: CN1747318A
Application number: CNA2005100995754A
Authority: CN
Inventors: S·E·舒尔兹; D·L·科瓦莱夫斯基
Original assignee: Motors Liquidation Co
Current assignee: Motors Liquidation Co
Priority date: 2004-09-03
Filing date: 2005-09-05
Publication date: 2006-03-15
Anticipated expiration: 2025-09-05
Also published as: DE102005041621A1; CN100399696C; US6972534B1; DE102005041621B4

Abstract

一种用于电机的控制系统，它具有：转子位置传感器，它产生转子位置信号；速度模块，它根据转子位置信号产生电角速度值；随机脉冲宽度调制模块，它产生转换周期和电流周期的延迟；以及相位角补偿模块，它将抽样速率、所述转换周期的一半和前一周期的延迟总加起来，并输出延迟时间。相位角补偿模块进一步将所述延迟时间和电角速度值相乘，产生补偿角。

Description

使用可变延迟随机PWM转换时稳定电流调节的延迟补偿

技术领域

本发明涉及功率变换器，更具体地说，涉及用于补偿由可变延迟随机脉冲宽度调制引入的延迟的电流调节系统。

背景技术

随机脉冲宽度调制(RPWM)被认为是降低来自脉冲宽度调制(PWM)逆变器的电磁和音频噪声发射的理想的技术。RPWM通常以转换频率的随机变化为特点。频率的随机变化减轻了PWM电子功率变换器中不希望有的特性。具体地说，AC基波分量保持不变。但是，以”瓦”量度的频谱功率被转换成以”每赫兹瓦”量度的连续功率密度，而不是被集中到离散的谐波中。RPWM功率变换器的输出电压和电流的功率谱努力超过白色噪声频谱。结果，显著地减轻了乱真现象。

此外，传统的可变延迟随机脉冲宽度调制(VD-RPWM)也可用于各种应用以进一步减轻不希望有的特性。事实上，可变延迟随机PWM技术提供许多优于其它RPWM技术的重要优点。

已知的先有技术系统已表明了真实随机转换频率调制技术的优异电磁兼容(EMC)性能，其中抽样周期和PWM周期是同步的。但这些随机转换频率(RSF)系统有明显的缺点，即，最大的代码大小受最小抽样周期的限制。而且，随机抽样速率根据执行应用代码所需的时间制约了最小抽样周期。对于复杂的电动机控制算法，代码长度可能不允许有足够高的转换频率来实现良好的频谱扩展。

另一方面，固定抽样速率技术允许最佳利用处理器的计算能力。例如，随机零矢量、随机中心位移和随机超前-滞后技术都维持同步的抽样和PWM周期，但也受某种形式的限制。例如，随机零矢量和随机中心位移在高调制指数时就失去了有效性。随机超前-滞后技术不能提供合适的性能以减少声/电磁干扰(EMI)发射，而且电流波纹增加。此外，随机超前-滞后和随机中心位移会因开关波纹的每周期平均值而在电流的基波分量中引入误差。

VD-RPWM技术允许有固定的抽样速率，以便最佳利用处理器的计算能力，同时提供准随机PWM输出供良好的频谱扩展。

但传统VD-RPWM在高基频工作时会有缺点。例如，使用最大速度为14千转/分(krpm)的4极感应式电机，最高基频为467Hz。在这种情况下，使用12kHz抽样速率，传统的VD-RPWM技术可以提供令人满意的控制。另一方面，当用在有8个或更多电极的感应式电机上时，最高基频可超过800Hz。在这些情况下，VD-RPWM引入的延迟会导致不希望有的不稳定性。

因此，在有关领域中需要提供一种改进的VD-RPWM技术，它能够克服在高基频(例如500Hz或更高)和有限抽样速率(例如12kHz)的电机上与使用VD-RPWM相关联的不稳定性。而且，在有关领域中需要提供一种延迟补偿技术，以便在使用VD-RPWM时产生稳定的电流调节。还有，在有关领域中需要一种改进的VD-RPWM技术，它能克服先有技术的缺点。

发明内容

按照本发明的原理，提供一种用于电机的具有占优势的组成的控制系统。所述控制系统包括：转子位置传感器，它产生转子位置信号；速度模块，它根据转子位置信号产生电角速度值；随机脉冲宽度调制模块，它产生转换周期和电流周期的延迟；以及相位角补偿模块，它将抽样速率、转换周期的一半和前一周期的延迟总加起来，输出延迟时间。相位角补偿模块还将延迟时间和电角速度值相乘，产生补偿角。

根据下文中提供的详细说明可以明白本发明适用性的其它领域。应理解，说明本发明的优选实施例的所述详细说明和具体实例仅仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

附图说明

根据所述详细说明和附图可以更充分地理解本发明，附图中：

图1是说明按照先有技术的固定频率PWM算法的示意图；

图2是说明可变延迟随机PWM算法的示意图；

图3是包括本发明的可变延迟随机PWM的控制系统的功能框图；

图4是说明没有延迟补偿的先有技术系统的响应的曲线图；

图5是说明采用固定延迟补偿的先有技术系统的响应的曲线图；以及

图6是说明本发明控制系统的响应的曲线图。

具体实施方式

以下对优选实施例的说明仅仅是示范性的，绝不是用来限制本发明、其应用或使用。在本文中，术语”模块”是指专用集成电路(ASIC)、电子电路、执行一个或多个软件或固件程序的处理器(共享，专用或群)和存储器、组合逻辑电路，和/或提供所述功能的其它适合的部件。

如上所述，传统的可变延迟随机脉冲宽度调制(VD-RPWM)提供了许多优于其它RPWM技术的重要优点。按照传统的VD-RPWM，抽样速率(输入)T_samp保持恒定，而PWM输出周期T_sw随机地从T_sw-min变化到2*T_samp，其中T_sw-min是允许的最小PWM转换周期，T_samp是抽样速率。PWM输出周期的这个很宽范围在许多情况下提供了优异的频谱扩展用以改进调制。

但在具有高基频和有限抽样速率的应用中(例如，基频超过大约500Hz，抽样速率为12kHz)，传统的VD-RPWM技术会出现明显的控制问题。换句话说，在这些情况下，传统的VD-RPWM引入的附加延迟更为严重，并会导致不稳定。这种不稳定性在图3中可见，图3说明按照先有技术的相电流波形，其f_samp等于11.1kHz，f_e等于800Hz，以及I_q等于60A。由图可见，所得的波形呈现不稳定性，如各周期之间变化的振幅所表现出来的。这种情况在稳流系统中是不希望有的。

不希望改变抽样速率(输入)T_samp，因为维持恒定的抽样速率有许多优点。例如，在数字控制器中使用的许多系数都与抽样周期有关。维持固定的抽样速率，就不需要在每次改变PWM周期时重新计算系数。此外，通过维持固定的抽样速率来将执行软件所需的时间保持固定。这使得可以对微处理器的能力和容量的使用进行预测和优化。在具有可变抽样速率的其它技术中，最大代码长度受最小抽样周期的限制。在许多应用中这会是一个严重的缺点。

所以，按照本发明的原理，使用一种控制系统或算法来逐个周期地补偿VD-RPWM引入的延迟，以便减轻这种控制不稳定性。这种控制系统或算法基于固定的抽样速率(输入)。所述算法将随机延迟引入到下一PWM输出周期的后沿。所以，由于两个连续沿确定了PWM的输出周期，所以形成了准随机PWM输出。

参阅图1，图中示出固定频率PWM算法的示意图。更具体地说，沿时间线A定义具有样值S₁、S₂、S₃、S₄和S₅的样值序列。同理，沿时间线B定义具有周期边缘P₁、P₂、P₃、P₄和P₅的PWM输出序列。利用在S₁获得的样值信息，计算样值S1和S₂之间的电压指令V₁ ^*。在下一周期期间(即在P₂和P₃之间)实现关于指令V₁ ^*的PWM输出。通常，平均输出电压出现在P₂和P₃之间的周期中心。因此，从S₁到V₁ ^*的平均输出为1.5抽样周期，或1.5T_samp。在固定频率应用中，如图1所示，延迟补偿不随时间而改变。对于结合图1的示意图在没有延迟时(即Δt₁＝Δt₂＝0)的情况下产生的波形，通常的相位角补偿由方程(1)给出：

Δθ_fixed-freq＝1.5T_sampω_e (1)

现参阅图2，图中示出可变延迟随机PWM算法的示意图。更具体地说，沿时间线A定义具有样值S₁、S₂、S₃、S₄和S₅的样值序列。同理，沿时间线B定义具有周期边缘P₁、P₂、P₃、P₄和P₅的PWM输出序列。在这种情况下，PWM输出周期不是固定的长度。如以上结合图1所述，利用在S₁获得的样值信息，计算样值S1和S₂之间的电压指令V₁ ^*。在下一周期期间(即在P₂和P₃之间)实现关于指令V₁ ^*的PWM输出。但是，在这种情况下，P₂和P₃已移位或延迟，如图所示。

参阅在S₂和S₃之间计算的电压指令V₂ ^*，相应的PWM输出发生在P₃和P₄之间。从抽样时间S₂到PWM转换周期中心的延迟T_delay按照下式给出：

T_delay＝T_samp+Δt₁+0.5T_sw (2)

关于延迟T_delay的通用方程为：

T_delay＝T_samp+Δt*Z^-1+0.5T_sw (3)

本发明的算法将用作电动机驱动应用中同步帧电流调节器的一部分。按照本发明，PWM延迟在每个抽样周期都有改变。为此，必须根据下一延迟值和PWM周期按照以下方式更新延迟补偿：

Δθ_VDRPWM＝(T_samp+Δt*Z^-1+0.5T_sw)ω_e (4)

在实现与关于电压指令的稳定变换的同步之前，将方程(4)中给出的补偿角Δθ_VDRPWM加到测量的转子位置θ_r上。这种补偿考虑到从位置和电流被抽样的时间到功率逆变器或控制系统执行电压指令的时间中电机的转动。

由图3可见，图中示出按照本发明的控制系统10的方框图。控制系统10的输入包括同步参考帧电流指令i_dqs ^e*42。利用加法器12把电流指令42和测量的同步参考帧电流i_dqs ^e*44进行比较。加法器12输出误差信号46，后者被传送到同步帧P1电流调节器14。电流调节器14的输出是同步参考帧电压指令V_dqs ^e*48。然后，与稳定参考帧变换块16的同步把加法器30的输出用于变换角，以便产生稳定帧电压指令V^s* _dqs 50。随机PWM块20产生实施可变延迟i_dqs ^e*随机PWM技术所需的延迟时间Δt和转换周期T_sw。

PWM逆变器18处理来自随机PWM块20的稳定帧电压指令以及延迟和转换周期，以便产生待加到电动机22上的PWM电压输出52。传感器24测量电动机22的转子位置θ_r。但应理解，除测量外，转子位置θ_r也可估算。传感器24可以是转子位置传感器，当用在同步电机中时，它输出所测量的位置。所述测量位置的导数可用来确定相应的速度或角速度。同理，传感器24可以是上述的位置传感器，或角速度传感器，它用于综合(integrate)确定相应的速度。

正如可以看到的，仅测量了两个相电流，而第三个是从这两个测量量计算的。利用3到2变换块26将相位a、b、c电流转换为等效二相成分i^s _dqs54。变换模块28使用所述转子位置并将稳定参考帧电流i^s _dqs转换为同步参考帧电流i^e _dqs 44。块32代表相位角补偿块，它执行在方程(3)中计算的相位角补偿。更具体地说，块34是单位延迟(T_samp的延迟)。增益块36按1/2缩小转换周期T_sw。加法器38用来计算延迟时间39(T_delay)。把加法器38的输出乘以电角速度ω_e，以便确定相位角补偿。块32的输出，即补偿角Δθ_VDRPWM58，由加法器30加到转子位置θ_r上。加法器30的输出，即变换角56，在同步到稳定参考帧变换块16中用于与电压指令的稳定变换的同步。

虽然所示方框图是用于同步型电机的，但是，通过将转差(slip)角计算包括在内就可获得用于异步电机的类似的简图。在这种情况下，仍然将延迟补偿加到用于与稳定变换的同步的角度上。

为了演示本发明的有效性，利用具有浮点处理器和感性负载的600V/600A功率逆变器进行了实验室测试。以软件来实现VD-RPWM。抽样速率设定为11.1kHz(90μsec)。电基频设定为800Hz。为测试动态响应，使q轴电流指令为20→40A的步进输入。理想的是，q轴电流快速响应，没有过调，且没有交叉耦合到d轴中。应当指出，PI调节器对于感性负载具有适当的去耦。电流调节器带宽设定为4600弧度/秒(rad/sec)。参阅图4，图示的响应没有利用延迟补偿(即先有技术系统)。由图可见为轻度阻尼响应，有过调和减幅振荡。这是由于控制中未被补偿的延迟所造成的。

同理，如图5所示，加上方程1所给出的固定延迟补偿。这使瞬态响应有了显著改善。但可见q轴电流的过调，也仍有交叉耦合到d轴中。

最后，如图6所示，采用如方程5所示的本发明的补偿技术。在此情况下瞬态响应几乎是理想的。q轴电流没有过调，也没有可见的交叉耦合到d轴中。所述实验表明了本发明的有效性。

本发明提供许多优于先有技术的优点。作为非限制性实例，本发明提供一种维持高速电动机的控制稳定性的方法。此外，由于在高速时很方便进行RPWM操作，EMI发射减少，因此对滤波的要求较少。较少的滤波要求必然导致整体尺寸减小、成本降低以及重量减轻。还有，本发明导致减小的音频噪声。这一点在使用较低转换频率时特别重要，因为在较低速度工作时在逆变器中可以有较低的转换损耗。

本专业的技术人员从上述说明中可以理解本发明的广泛内容可以用各种形式实现。所以，虽然已结合具体实例对本发明作了说明，但本发明的真正范围并不限于此，因为对于有经验的专业人员来说，在研究了附图、说明书以及以下权利要求书之后，其它的修改就会显而易见了。

Claims

1.一种用于电机的控制系统，它包括：

转子位置传感器，它产生转子位置信号；

速度模块，它根据所述转子位置信号产生电角速度值；

随机脉冲宽度调制模块，它产生转换周期和电流周期的延迟；以及

相位角补偿模块，它将抽样速率、所述转换周期的一半和前一周期的所述延迟总加起来，输出延迟时间，并将所述延迟时间和所述电角速度值相乘，产生补偿角。

2.如权利要求1所述的控制系统，其中还包括：

第二加法器，它将所述补偿角和所述转子位置值相加，以便产生变换角。

3.如权利要求2所述的控制系统，其中还包括：

同步到稳定变换模块，它接收所述变换角和同步参考帧电压指令，并输出稳定帧电压指令。

4.如权利要求3所述的控制系统，其中还包括：

减法器，它从电流指令中减去测量的同步参考帧电流，并输出误差信号；以及

电流调节器，它接收所述误差信号并产生所述同步参考帧电压指令。

5.如权利要求1所述的控制系统，其中还包括：

脉冲宽度调制逆变器模块，它接收同步参考帧电压指令、所述转换周期和所述延迟，并产生输出到所述电机的电压。

6.如权利要求1所述的控制系统，其中所述转子位置传感器是无敏感元件(sensorless)传感器，它检测所述电机的绕组中的电感，并基于所述电感产生所述转子位置信号。

7.如权利要求1所述的控制系统，其中所述转子位置传感器包括测量所述转子位置的换能器。

8.一种用于电机的控制系统，它包括：

转子位置传感器，它产生转子位置信号；

速度模块，它根据所述转子位置信号产生电角速度值；

随机脉冲宽度调制模块，它产生转换周期和电流周期的延迟；

相位角补偿模块，它将抽样速率、所述转换周期的一半和前一周期的所述延迟总加起来，输出延迟时间，并将所述延迟时间和所述电角速度值相乘，产生补偿角；以及

9.如权利要求8所述的控制系统，其中还包括第二加法器，所述第二加法器将所述补偿角和所述转子位置值相加以便产生变换角。

10.如权利要求9所述的控制系统，其中还包括同步到稳定变换模块，它接收所述变换角和同步参考帧电压指令，并输出稳定帧电压指令。

11.如权利要求10所述的控制系统，其中还包括：

电流调节器，它接收所述误差信号，并产生所述同步参考帧电压指令。

12.如权利要求8所述的控制系统，其中所述转子位置传感器是无敏感元件传感器，它检测所述电机绕组中的电感，并基于所述电感产生所述转子位置信号。

13.如权利要求8所述的控制系统，其中所述转子位置传感器包括测量所述转子位置的换能器。