CN1713525A

CN1713525A - 半导体开关控制装置

Info

Publication number: CN1713525A
Application number: CNA2005100780983A
Authority: CN
Inventors: 大岛俊藏
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2004-06-16
Filing date: 2005-06-16
Publication date: 2005-12-28
Anticipated expiration: 2025-06-16
Also published as: EP1608065B1; JP4278572B2; KR20060046462A; CN1713525B; EP1608065A3; US7791853B2; EP1608065A2; KR100715567B1; JP2006005581A; US20050286200A1

Abstract

一种控制装置，包括：半导体开关，其配置在DC电源和负载之间，用于控制负载的接通/关断操作；反电动势判断单元，其确定在第一布线线路上产生的反电动势是否大于阈值电压，该第一布线线路将半导体开关连接到DC电源；和控制单元，其控制半导体开关，以便于在反电动势判断单元确定反电动势大于阈值电压时将该半导体开关关断。

Description

半导体开关控制装置

技术领域

本发明涉及一种在DC电源和负载之间提供的半导体开关的控制装置，用于接通/关断负载。更具体地，本发明涉及一种能够在产生短路电流时保护半导体开关的技术。

通过将来自用作DC电源的电池的电压施加到负载(用电器具)，诸如例如安装在汽车上的用于驱动电动车窗的电机或者灯，来驱动该负载。在该情况中，接通/关断在负载和电池之间提供的诸如MOSFET等的半导体开关，由此控制该负载，以便于驱动该负载/停止该负载。

而且，在安装了过流保护装置的情况中，当过电流流过负载时，过流保护装置立刻关断半导体开关，用于保护电路和负载。该过流保护装置了解自例如，JP-A-2000-253560。

图8是用于说明JP-A-2000-253560中所述过流保护装置的配置的电路图。如图8所示，该过流保护装置具有两组N型MOSFET TA和N型MOSFET TB，作为半导体开关，其组成了多源极FET。各自MOSFETTA和TB的漏极连接到DC电源VB的正端子。

而且，MOSFET TA的源极经由负载(RL)连接到DC电源VB的负端子(地)。另一方面，MOSFET(TB)的源极经由电阻器Rr接地。过渡(transition)部件电阻器R10与电阻器Rr并联配置，以便于完全接受浪涌电流。该浪涌电流(rush current)是在加载灯时的过渡条件过程中产生的。

而且，该过流保护装置具有比较器CMP10以及在该比较器CMP10的输出端侧提供的锁存器DF100。比较器100比较MOSFET TA的源极电压VSA和MOSFET TB的源极电压VSB的电压电平。锁存器DF100的输出端子连接到“与”电路AND100的一个输入端子。

而且，该过流保护装置具有开关SW100和电阻器R102，它们被用于以便于使MOSFET TA和TB导通/截止。开关SW100一侧的端子连接到电源VB，而开关SW100的另一侧的端子，即开关SW100的另一端子和电阻器R102之间的连接点，连接到“与”电路AND100的另一输入端子。

“与”电路AND100的输出端子连接到驱动电路100，并且该驱动电路100的输出端子经由电阻器R100连接到MOSFET TA的栅极和MOSFET TB的栅极。

过渡部件电阻器R10连接到过流保护装置的电路并维持一段时间，即仅维持自开关SW100接通时刻起的预定的持续时间，在此期间浪涌电流流过负载RL，并且随后，该过渡部件电阻器R10从该电路断开。当开关SW100关断时重置锁存器DF100，并且该锁存器DF100的输出信号变为H电平。

下面，现将解释过流保护装置的操作。由于当开关SW100接通时，“与”电路AND100的两个输入信号变为H电平，因此“与”电路AND100的输出信号变为H电平，并且驱动电路100向多源极FET的栅极“G”(即各自MOSFET TA和TB的公共栅极)提供电荷泵电压。

结果，各自MOSFET TA和TB被带入“导通”状态，负载电流“ID”流过MOSFET TA，同时参考电流“Iref”流过MOSFET TB。

在该情况中，MOSFET TB被设置为具有与MOSFET TA相同的特性，并且，通常地，MOSFET TB的沟道宽度被设置为MOSFET TA的沟道宽度的1/1000至1/2000。因而，假设(TA的沟道宽度)/(TB的沟道宽度)＝n，“n”近似等于1000至2000。然后，假设MOSFET TA和TB的源极电压是“VSA”和“VSB”，当VSA＝VSB时，负载电流ID被定义为ID＝n*Iref。

电压VSA的量值取决于负载电阻器RL的电阻，而电压VSB的量值取决于电阻器Rr或者电阻器Rr和过渡部件电阻器R10之间的组合并联电阻。在布线线路和负载被设置为正常条件的条件下，电阻器Rr和过渡部件电阻器R10被设置为，在计入浪涌电流流过时间周期时，VSA＞VSB。结果，比较器CMP10的输出信号在正常条件下保持在L电平。

此时，当连接在MOSFET TA和负载RL之间的布线线路由于某些原因短路/接地时，负载电流ID迅速增加，并且因此MOSFET TA的源极电压VSA变得小于MOSFET TB的源极电压VSB，由此比较器10的输出信号(L电平)变化为H电平，而且，锁存器DF100的输出信号(H电平)切换到L电平。结果，“与”电路AND100的输出信号变为L电平，驱动电路100的输出端子侧接地，而且，多源极FET的栅极G经由电阻器R100接地，由此MOSFET TA和TB截止。因而，流过MOSFET TA的短路电流被除去，由此可以保护布线线路和MOSFETTA。

图9是用于表示下述情况中的ID变化的特性图，其中当未流过浪涌电流时，即在正常条件下设置负载RL时，MOSFET TA和负载RL之间的布线线路被短路接地。

如图9所示，当正常条件下的负载电流ID流过过流检测装置的电路时，如果短路/接地事件在指定为点A1的时刻发生，则电流ID开始迅速增加。假设流过有电流ID的布线线路的电阻等于“Rw”，该布线线路的电感是“Lw”，MOSFET TA的漏源电阻是“RonA”，电源电压是“VB”，并且电源的内阻是“Rbatt”，发生短路时流过的电流ID基于时间常数“T1”的指数函数曲线增加，该指数函数曲线由下面提到的式(2)表示，而由下面提到的式(1)表示的电流值“ID1”被定义为目标值。

ID1＝VB/(RonA+Rw+Rbatt) (1)

T1＝Lw/(RonA+Rw+Rbatt) (2)

然后，在当前时间越过指定为点A2的时刻时，电流ID变为ID≥n*Iref，由此多源极FET截止。在该情况中，多源极FET的栅极G经由电阻器R100接地，由此存储在栅极G上的电荷放电。在该情况中，如果该栅极G的栅电容被设为“Cg”，则放电时间常数变为Cg*R100。

由于MOSFET TA的栅源电压VGSA在截止前达到约10V，因此在栅极电子放电操作完成之前需要有限的时间。当栅源电压VGSA由于栅极放电操作而下降时，MOSFET TA的漏源电阻RonA增加。

换言之，尽管电阻RonA在点A2的时刻之前是恒定的，但是当经过时刻A2时，该电阻RonA增加，由此在上述式(1)中示出的电流ID1变小，并且同时，时间常数“T1”也减小。结果，电流ID以偏离指数函数的线性的方式增加，然后，在指定为点A3的时刻到达峰值电流。多源极FET的栅极电子放电越快，即，使电阻器100减少得越小，到达点A3的时刻就越快。由此电流ID的峰值电流变低。由于电阻器RonA继续增加，当经过时刻A3时，电流ID减少，并且在指定为A4的时刻变为零。

图10是用于表示下述情况中的ID变化的特性图，其中在紧随于开关SW100接通的过渡周期中，即当过渡部件电阻器R10同电阻器Rr并联连接时，发生了短路/接地事件(故障)。在该图中，由双点划线表示的曲线表示在未发生短路/接地事件的正常条件下的电流ID的变化。在该图中，电流ID对应于所谓的“浪涌电流”，并且可以使该浪涌电流达到变为比正常条件下的电流ID大5至10倍的峰值电流。

这样，为了避免将该浪涌电流识别为短路电流的错误判断，将短路电流判断值(n*Iref)设置为大于浪涌电流峰值的值。换言之，在图10中，用于表示(n*Iref)的虚线被设置为变得大于由双点划线表示的浪涌电流的峰值。在该情况中，为了将参考电流Iref设置为大的值，过渡部件电阻器R10另外与电阻器Rr并联连接并维持预定的时间(即，浪涌电流流过时间周期)。

当短路/接地事件在图10的点B1发生时，电流ID迅速增加，多源极FET在点B2处截止，并且电流ID增加至点B3，并且随后，电流ID下降。该操作类似于上文描述的图9情况的操作。图10的点B1～B4对应于图9的点A1～A4。

图9和图10的不同点是电流Iref的量值。在图10中，由于短路电流判断值(n*Iref)被设置为超过浪涌电流的值，因此当多源极FET截止时，即点B2处的电流ID增加时，短路电流的峰值(点B3)增加。在MOSFET TA导通的点B2之前，源漏电压变成小的值，由此即使当大电流流过时，该MOSFET TA的功率损耗是小的。

这样，在当前时间经过点B2时，MOSFET TA截止，由此其源漏电压增加。如果在该条件下流过大电流，则MOSFET TA的功率损耗增加。在图9中，由于点A3处的短路电流的峰值是小的，因此功率损耗是相对小的。在图10的情况中，由于在当前时间经过点B2之后，电流ID增加，因此MOSFET TA的功率损耗变为大的值，其可以致使该MOSFET TA的沟道温度增加。由于从点B1～点B4的时间周期(在此期间流过短路电流)对应于短于或等于300[μsec]的短的时间周期，因此MOSFET TA的沟道温度增加可以通过过渡热敏电阻进行限制。

由于该时间范围的过渡热敏电阻(thermal resistance)由芯片尺寸决定，因此必须使用具有大的芯片尺寸的元件，以便于抑制由短路电流引起的沟道温度的增加。换言之，不能使用具有小的芯片尺寸的元件，这会限制设计自由度，而其可能带来成本上升的因素。

而且，还存在另一个参考电流Iref波动中的问题。即，为了避免浪涌电流错误地使MOSFET TA截止，必须采用下列措施，即，增加浪涌电流判断值的精度，或者充分扩展浪涌电流峰值和判断值之间的间隔的宽度。任何这些解决方法均可能带来成本上升的因素。作为另一解决方法，提出了一种方法，其中额外提供了能够检测半导体元件的过热条件以中断电流的过热中断功能，以便于保护FET。相似地，该解决方法也可能带来成本上升的因素。

如前文所解释的，在相关的过流保护装置中，正常条件下的短路电流同异常条件下的短路电流的区分是通过检测流过MOSFET的电流电平中的差来执行的。结果，当浪涌电流的峰值增加时，所需用于达到判断值的时间被延长，由此有关发生短路的判断延迟，并且因此，短路电流截止的时序被延迟。因而，半导体元件的功率损耗增加，由此可能出现这样的问题，即，扩大了半导体元件的温度增加。

发明内容

本发明用于解决上文所述的相关技术的问题，并且因此，目的在于提供一种半导体开关的控制装置，其能够增加短路电流和浪涌电流之间的区分精度，并且同时，其能够尽可能地缩短用于检测短路电流出现的判断时间。因此，该控制装置可以在产生短路电流时快速地切断电路，并且因此，其可以使半导体元件的功率损耗和温度增加最小。

为了实现上述目的，根据本发明，提供了一种半导体开关的控制装置，包括：

半导体开关，其配置在DC电源和负载之间，用于控制负载的接通/关断操作；

反电动势判断单元，其确定在第一布线线路上产生的反电动势是否大于阈值电压，该第一布线线路将半导体开关连接到DC电源；和

控制单元，其控制半导体开关，以便于在反电动势判断单元确定反电动势大于阈值电压时将该半导体开关关断。

优选地，阈值电压被设置为大于由流过负载的过渡电流在第一布线线路上产生的反电动势的电压值。

优选地，反电动势判断单元包括用于产生参考电压的电阻器和用于产生参考电压的电容器。电阻器的一个端子连接到半导体开关和第一布线线路之间的连接点。电容器连接到电阻器的另一端子。使用电阻器和电容器之间的连接点处的电压作为参考电压。反电动势判断单元基于该参考电压产生阈值电压。

优选地，配备有电阻器和电容器的电路被设置为使得在充电操作期间该电路的时间常数与在放电操作期间该电路的时间常数相同。

优选地，通过测量在用于产生参考电压的部分电阻器或全部电阻器处产生的电压，确定第一布线线路上产生的反电动势。

优选地，反电动势判断单元响应于DC电源的电压值来改变阈值电压。

优选地，反电动势判断单元包括用于产生参考电压的电阻器和用于产生参考电压的电容器。电阻器的一个端子连接到半导体开关和第一布线线路之间的连接点。电容器连接到电阻器的另一端子。控制单元包括比较单元，其比较在电阻器的一个端子处产生的电压和通过对电阻器另一端子处产生的电压进行分压而获得的电压。基于比较单元的比较结果检测反电动势的出现。

优选地，该控制装置进一步包括开关单元，其提供在半导体开关的控制输入端子和地之间。当反电动势判断单元确定反电动势超过阈值电压时，该开关单元接通，以将半导体开关的控制输入端子连接到地，由此关断半导体开关。

优选地，第一布线线路的一个端子连接到DC电源。第一布线线路的另一端子连接到多个半导体开关。当反电动势判断单元确定反电动势超过阈值电压时，关断所有半导体开关，并且随后，半导体开关按照预定的时间间隔顺序接通。

优选地，DC电源是安装在汽车上的电池。负载是安装在汽车上的用电器具。

根据本发明的半导体开关的控制装置，在其中半导体开关配置在负载的高侧的开关电路中，当用于将半导体开关连接到负载的布线线路短路到地时，并且因此有非常大的短路电流流过，做出有关在用于将电源正端子连接到半导体开关的第一布线线路上产生的反电动势E1量值是否超过预定值的判断。结果，可以在紧随短路电流产生的最小时间内检测到短路电流。这样，可以推动短路电流的切断操作，由此在半导体开关中由短路电流产生的功率损耗可被抑制到最小的功率损耗。

结果，在选择用作开关的半导体元件时，可以放宽由相对于短路电流的耐受特性引起的限制。因此，也可以使用具有相对小的电容的半导体元件，其可以减少生产成本。

而且，灯负载的浪涌电流等，也可以引发有关反电动势E1的发生因素。然而，由于半导体开关和负载之间的布线线路接地，因此利用了这样的性质，即短路电流的增加梯度必然大于浪涌电流的增加梯度。而且，由浪涌电流产生的超过反电动势E1的值(E1rush)被用作判断值。因而，浪涌电流可以明确地同短路电流区分。而且，该电流区分可以紧随短路电流出现后执行，而不需要等待电流增加。

而且，由于超过浪涌电流的电流增加梯度仅出现于短路电流中，而且此时出现的电流增加现象伴随有突然性的大的能量变化，因此在本发明使用的判断方法中存在小的错误判断的可能性，并且因此，该判断方法可以具有出众的可靠性。

而且，电源电压增加得越高，由短路电流提供给半导体元件的破坏能量就越大。在例示的汽车电池的情况中，相比于12V电池系列，在42V电池系列中产生的短路电流可能带来更加严重的情况。然而，根据本发明，相比于相关的方法，产生短路电流时的电流增加以及增加电流的持续时间在理论上可以最小化。结果，即使在诸如42V电池系列的高电压电池系列中，该半导体元件的控制装置仍可以用作能够保护半导体元件抵御短路电流的单元，其用在负载的高电位侧。

除了短路/接地故障以外，不会出现超过浪涌电流的电流迅速增加。而且，由于该迅速的电流增加对应于与组合了大能量充电的现象，因此该现象可以明确地同噪声区分。换言之，流过第一布线线路的电流迅速增加的现象是不会由于噪声而出现的。因而，如果可以检测到超过浪涌电流的电流迅速增加，则判断出现了短路/接地故障，在这样条件下，不存在错误判断的可能性。换言之，由于用于故障判断中的事件的S/N比是大的，因此尽管所需用于故障判断的时间是短的，但是仍可以明确地判断短路/接地故障。

而且，由于判断短路电流时使用的阈值电压相对于DC电源的电压值是内插的，因此即使在DC电源的该电压值取决于条件，例如，安装在汽车上的电池的DC电压值而在很大程度上变化的情况中，仍可以连续地设置最优阈值电压。结果，可以以高的精度检测短路电流。

而且，在提供了多组通路且每个该通路由半导体开关和联接到该半导体开关的负载构成的电路中，在通常针对该多个通路共同提供的第一布线线路中产生了超过阈值电压的非常高的反电动势E1的情况中，一次切断所有这些通道。随后，包含在各自通道中的半导体开关顺序接通。

因而，在出现短路/接地事件的通路中，在该通路的半导体开关接通的时刻可以产生非常大的反电动势。结果，切断该半导体开关，其中在其他正常通路中使用的半导体开关接通。因此，在提供了多个通路的情况中，当在此多个通路中的任何通路中发生短路/接地事件时，可以立刻指出此短路/接地事件的通路，而且，可以仅停止该通路。

附图说明

通过参考附图详细描述本发明的优选的示例性实施例，本发明的上述目的和优点将变得更加清晰，在附图中：

图1是用于说明根据本发明的第一实施例的半导体开关的控制装置的配置的电路图；

图2是用于解释过渡电流变化的电路图；

图3是用于示出在图2所示电路中产生的过渡电流的变化的特性图；

图4是用于表示过渡电流流过时电压V1、V3的变化和电流ID的变化的特性图；

图5是用于表示短路电流流过时电压V1、V3的变化和电流ID的变化的特性图；

图6是用于说明根据本发明的第二实施例的半导体开关的控制装置的配置的电路图；

图7是用于表示电路的多个通路一次停止之后用于顺序初始化通路的电路的解释性示图；

图8是用于示出用于半导体开关的相关控制装置的配置的电路图；

图9是用于表示短路电流流过图8所示电路时负载电流ID的变化的特性图；和

图10是用于表示短路电流在过渡时间周期内流过图8所示电路时负载电流ID的变化的特性图。

具体实施方式

现在参考附图，将描述本发明的多种实施例。图1是根据本发明的第一实施例，用于说明包括半导体开关的控制装置的负载驱动电路的配置的电路图。在此第一实施例中，作为负载驱动电路的一个示例，对使用安装在汽车上的电池(DC电源)驱动负载(用电器具)(例如，电动窗驱动电机和前灯)的电路进行了描述。

如图1所示，该负载驱动电路包括具有内阻Rz和内感Lz的负载11、DC电源VB和用作半导体开关的N型MOSFET T1。N型MOSFETT1置于负载11和DC电源VB之间，用于接通/关断负载11。

然后，连接到电源VB的正端子(点P0)和N型MOSFET T1的漏极(点P1)的布线线路被定义为第一布线线路。第一布线线路的电阻是Rw1，且第一布线线路的电感是L1。而且，连接到负载11和N型MOSFET T1的源极(点P2)的布线线路被定义为第二布线线路。第二布线线路的电阻是Rw2，且第一布线线路的电感是L2。然后，负载11的其他端子连接到电源VB的负端子(地)。

在上面的描述中，N型MOSFET T1被例示为半导体开关。可替换地，如果在负载的高电位侧可以使用任何开关元件，诸如PMOS、IGBT、PNP晶体管和NPN晶体管，则可以使用那些半导体元件。

而且，该负载驱动电路包括控制电路(控制单元)12和反电动势检测电路(反电动势判断单元)13。控制电路12控制MOSFET T1的导通/截止操作。反电动势检测电路13检测MOSFET T1和负载11之间发生短路故障时在第一布线线路中产生的反电动势“E1”。

控制电路12包括开关SW1、电阻器R6、“与”电路AND1、驱动电路14、电阻器R5和电荷泵15。开关SW1连接到电源VB，并且由用户接通/关断。电阻器R6置于开关SW1和地之间。驱动电路14在“与”电路AND1的输出信号变为H电平时，向MOSFET T1的栅极输出驱动信号。电阻器R5连接到驱动电路14的输出端侧。电荷泵15向驱动电路14提供电能。

而且，电阻器R5和MOSFET T1的栅极之间的连接点连接到MOSFET T3(开关单元)的漏极。MOSFET T3的源极接地，并且其栅极连接到锁存器DF1的输入端子。然后，锁存器DF1的输出端子以及开关SW1和电阻器R6之间的连接点都连接到“与”电路AND1的两个输入端子。而且，开关SW1和电阻器R6之间的连接点还连接到锁存器DF1的重置端子。

而且，MOSFET T3的栅极经由电阻器R4接地，并且经由齐纳二极管ZD1接地，而且，经由电阻器R3连接到反电动势检测电路13。

在反电动势检测电路13中，在MOSFET T1的漏极处，即在点P1和地之间配置了串联电路。该串联电路由电阻器R1和R2(用于产生参考电压的电阻器)以及电容器C1(用于产生参考电压的电容器)构成。此外，反电动势检测电路13包括MOSFET T2。MOSFET T2的源极和栅极分别连接到电阻器R1的两个端子，并且MOSFET T2的漏极连接到电阻器R3的一个端子。

下面，将对根据第一实施例的半导体开关的控制装置的操作进行描述。在根据第一实施例的半导体开关的控制装置中，通过操作SW1切换MOSFET T1的导通/截止操作，以便于接通/关断负载11。而且，在发生短路故障的情况中，由 MOSFET T1迅速截止，因此可以保护电路和自身的MOSFET T1。这样，在第一实施例中，半导体开关的控制装置通过测量在第一布线线路中，即在点P1和点P0之间产生的反电动势E1，判断是否有短路电流流过。

然而，在实际情况中，当MOSFET T1导通时，出现了在过渡状态中产生的浪涌电流。因此，必须使该浪涌电流同短路电流区分。下面描述了如何区分基于浪涌电流的在第一布线线路中产生的反电动势“E1”和基于短路电流的在第一布线线路中产生的反电动势“E1”。

在解释具体的电路之前，使用图2中示出的简单电路，计算电流“I”，即在开关SW接通时流过该简单电路的电流。该简单电路由电感“L”、电阻“R”、电源“VB”和开关SW构成。

在图2所示的简单电路中，当开关SW在时刻t＝0接通时，流过该电路的电流“I”可以由下式(3)表示。

L*dI/dt+R*I＝VB (3)

在解上式(3)时，获得了下式(4)。

I＝VB/R{1-Exp(-R/L*t)} (4)

换言之，电流I基于时间常数L/R增加，并且被引导至到达目标电流值“VB/R”。

随后，如果对式(4)的左右两边进行微分，则获得了下式(5)。

dI/dt＝VB/R*R/L*Exp(-R/L*t)

＝VB/L*Exp(-R/L*t) (5)

如由式(5)可理解的，电流梯度“dI/dt”在t＝0时最大。此时，假设现在t＝0，通过下式(6)可以计算电流梯度dI/dt。

dI/dt(@t＝0)＝VB/L (6)

因而，电流I在t＝0时的梯度仅由电压VB和电感L的量值确定，且与电阻R没有关系。此时，如下给出了在电感两端产生的反电动势：

L*dI/dt(@t＝0)＝L*VB/L＝VB

换言之，当t＝0时，跨越电感L两端产生的反电动势变为最大，并且该最大的反电动势的量值等于电源电压VB。

上述内容应用于图1，即本发明的电路图。假设负载11的电感是Lz且其电阻是Rz，而包含短路路径的点P2和地(GND)之间的电路的电感是“L3”，而且该电路的电阻是“Rw3”。短路路径的未接地侧出现于将点P2连接到负载11的第二布线线路上的任何位置处。还假设浪涌电流或短路电流开始于t＝0时。浪涌电流开始时的电流梯度变为VB/(L1+L2+Lz)，并且此时假设反电动势E1等于“E1rush”，该反电动势“E1rush”由下式(7)给出。

E1rush＝L1*VB/(L1+L2+Lz)

＝VB*L1/(L1+L2+Lz) (7)

另一方面，短路电流开始时的电流梯度变为VB/(L1+L3)，并且此时假设反电动势E1等于“E1short”，该反电动势“E1short”由下式(8)计算。

E1short＝L1*VB/(L1+L3)

＝VB*L1/(L1+L3) (8)

相互比较上式(7)和(8)的最右侧时，其分子彼此相同，但是其分母彼此不同。而且，式(8)的分母小于式(7)的分母。其原因给出如下。即，由于式(8)的分母不具有“Lz”，而且，短路路径以这样的方式形成，即存在于第二布线线路上的某个点被短路/接地到车体(地电平)，因此在正常情况下，电感关系变为L2≥L3。

因而，两个反电动势之间的关系给出为“E1short＞E1rush”。而且，由于电感L1、L2、Lz是基于负载11和布线线路结构确定的常数，因此反电动势E1rush响应于电压VB而进行变化。这样，该反电动势E1rush可被明确地指定为一个值(电压)。因此，如果短路判断值被设置为高于对应于使用电压范围的上限电压(通常，12±4V的上限是16V)的反电动势E1rush的电压电平，则可以判断，当反电动势E1超过该短路判断值时，出现短路电流。换言之，该判断方法不会引出由电压变化引起的错误操作。短路接地点与第二布线线路上的点P2越接近，由短路/接地事件引起的不利影响增加得越大，并且因此，短路电流增加。同时，反电动势E1short增加，由此可以更加明确地执行该反电动势E1short的检测。

而且，如果短路判断值被设置为与电源电压VB成正比，则该短路判断值可被设置为较小的判断值。此值设置条件将在后面的第二实施例中解释。

下面，对用于检测图1所示电路中的反电动势E1short的方法进行描述。由于在该电路中，其中电阻器R1和R2串联连接到电容器C1，它们配置在点P1和地之间，作为反电动势电路13，同时负载11操作于正常条件下，因此电容器C1的未接地端子处的电压V3被充电至点P1的电压V1。由于由流过第一布线线路的负载电流ID引起的压降在正常条件下是小的，因此未接地端子的电压V3几乎等于电源电压VB。

电容器C1的未接地端子的电压V3可以构成测量反电动势E1的量值时的参考电压。根据该第一实施例，当产生反电动势E1并且因此点P1处的电压V1下降时，通过测量该电压V1和参考电压V3之间的差值电压，可以做出关于是否有短路电流流过的判断。

换言之，在差值电压(V3-V1)超过预设的阈值电压的情况中，做出短路电流在电路中流动的判断。这样，该差值电压(V3-V1)构成了呈现在电阻器R1和R2的两个端子处的电压。在该第一实施例中，跨越电阻器R1的两个端子的该电压作为首次提到的电压中部分产生的电压进行测量，由此判断出现该短路电流。

而且，以这样的方式设置时间常数值“C1*(R1+R2)”，即在做出有关短路电流的判断之前，即使在点P1的电压V1下降时，也不使参考电压V3下降。这样，P型MOSFET T2的源极连接到电容器C1的未接地端子，且其栅极连接到电阻器R1和R2之间的联接点。现假设MOSFET T2的阈值电压等于“Vth2”，以这样的方式选择电阻器R1和R2的电阻值，即可以满足下式(9)。

E1rush＜Vth2*(R1+R2)/R1 (9)

其中电阻器R3和R4相互串联连接的电路配置在MOSFET T2的漏极和地GND之间，由此电阻器R3和R4之间的联接点处的电压V4输入到锁存器DF1。齐纳二极管ZD1被配置为，使得该电压V4不会超过逻辑电路的5V的电源电压。应当理解，齐纳二极管ZD1的齐纳电压被选为低于或者等于5V。

当开关SW1在“关断”状态下时，重置锁存器DF1，并且锁存器DF1的输出信号变为H电平。然后，当输入信号(＝电压V4)从L电平升至H电平时，锁存器DF1将输出(＝AND1的一个输入)锁存在L电平。

由于开关SW1的一端连接到电源VB，以便于经由R6接地，当开关SW1接通时，“与”电路AND1的输出信号变为H电平，由此驱动电路14将电荷泵15的电压施加到MOSFET T1的栅极，以便于使MOSFET T1导通。

结果，由于DC电压VB施加到负载11，因此驱动了该负载11。而且，当开关SW1关断时，“与”电路AND1的输出信号变为L电平，由此MOSFET T1截止，以便于切断对负载11的电压供电。

下面，对出现短路电流时切断电路的情况中的操作进行描述。当开关SW1关断时，电容器C1的未接地端子处的电压V3被充电至电源电压VB，并且由于在MOSFET T2的源极和栅极之间不存在电位差，因此MOSFET T2截止。

另一方面，锁存器DF1的输出信号被设置为H电平。当开关SW1接通时，MOSFET T1导通。结果，负载电流ID流过连接到负载11的电路。而且，在紧随MOSFET T1导通的过渡条件的时间周期内，浪涌电流可能流过。更具体地，在负载11对应于灯负载或电机负载的情况中，大的浪涌电流可能流过。

这样，由于上面解释的浪涌电流，反电动势E1产生在第一布线线路(即，从点“P0”到点“P1”)中沿图1箭头所指方向(即，在图1中从左侧指向右侧)。图4以曲线的形式示出了在将电源电压选为12.5V，并且负载11被构建为由21W×3个灯组成的灯负载时，有关浪涌电流ID、参考电压V3和点P1的电压V1的波形。

图4的比例被定义为ID(10A/div，30A)、V3(4V/div，12V)和V1(4V/div，12V)。该比例表示(10A/div，30A)意味着，纵坐标的一个刻度对应于10A，并且沿上/下方向的中心位置处的水平线对应于30A。

横坐标的比例对应于5μsec/div。由于浪涌电流产生的反电动势E1和点P1处的电压V1变为比电源电压VB低的电压。另一方面，由于放电受到了电阻器R1和R2的抑制，因此电容器C1的未接地电压不能随电压V1而下降，因此，其基本上没有变化。

由图4所示波形可以读知下列事实。即，反电动势E1＝V3-V1在自浪涌电流的上升沿始经过12μsec的时间后变为最大，并且该最大电压为1.8V。由于电阻器R1、R2和MOSFET T2的阈值电压Vth2是相对于反电动势E1(＝E1short)进行设置的，因此MOSFET T2未导通。

因而，浪涌电流ID将上升，同时MOSFET TA未截止。浪涌电流的梯度对应于1.25A/μsec的最大值，并且电流峰值达到45A。

下面，在图5中示出了第二布线线路(从点P2到负载)中发生短路/接地事件(故障)时的波形。短路电流ID流过短路路径，并且反电动势E1变为上述式(8)中所示的E1 short。短路电流的比例为纵坐标(5A/div，15A)，和横坐标1μsec/div，其不同于图4的比例。可自该波形读出的短路电流ID的梯度等于7A/μsec。因此，该短路电流ID的梯度是浪涌电流的梯度的5.6倍。结果，点P1处的电压V1的下降量相比于浪涌电流的情况是大的。而且，反电动势E1＝V3-V1在短路/接地事件发生之后0.2μsec的时刻变为最大，并且其最大值为6V至7V。

反电动势E1的平均值达到4V。在将由短路电流产生的反电动势E1的波形同由浪涌电流产生的反电动势E1的波形进行比较时，短路电流达到最大值的时间是0.2μsec，相对于浪涌电流的12μsec，即得到极大地缩短。而且，由短路电流产生的反电动势E1的最大值是6V至7V，相对于浪涌电流的1.8V，即是浪涌电流的情况的3倍或更多倍。因而，V3-V1超过判断电压Vth2*(R1+R2)/R1，由此MOSFET T2导通。结果，电阻器R3和R4之间的联接点处的电压V4增加，并且在短路/接地事件发生之后约1.5μsec的时刻，MOSFET T3导通。基于电压V1的迅速下落可以判断MOSFET T3的导通。

这样，由于MOSFET T3导通，存储在MOSFET T1的栅极中的电荷迅速放电，并且因此，MOSFET T1截止。在1.8μsec的时刻，示出了短路电流ID的峰值。

在MOSFET T1截止之后短路电流ID达到峰值电流之前的时间周期约为0.3μsec，即是短的。尽管短路电流ID被迅速切断，但是短路电流ID达到峰值时的电压V1等于18V，即没有变得很高。其原因给出如下。即，由于切断MOSFET T1时的短路电流ID约为15A至17A，即是小的，因此存储在短路电流ID所流经电路中的电磁能“1/2*(L1+L3)*ID²”是小的。

由于“V3-V1”紧随短路故障之后达到6至7V(在0.2μsec之后)，此时完成了有关短路电流的判断。换言之，可以理解这样的条件，即短路故障发生之后判断短路电流之前的时间周期变为最小时间。在该第一实施例中，MOSFET T1的切断操作由于电路的响应延迟而被延迟。然而，如果可以更大地缩短电路的响应，则短路电流ID的峰值可以变得更小，由此可以进一步减小MOSFET T1截止时在MOSFET T1中产生的功率损耗。

另一方面，由于电压V4上升，锁存器DF1的输出电平变为L电平，“与”电路AND1的输出电平变为L电平，并且驱动电路14的输出端子接地，由此维持了MOSFET T1的截止状态。

应当理解，只有在驱动电路14的输出端子仅在不使用MOSFET T3的情况下接地时，可以使MOSFET T1截止。在该第一实施例中，由于驱动电路14的输出端子通过使用MOSFET T3接地，因此可以更加快速地使MOSFET T1截止。

如前文所解释的，在根据该第一实施例的半导体开关的控制装置中，检测用于将DC电源VB连接到MOSFET T1的第一布线线路中产生的反电动势E1。然后，在此检测的反电动势E1大于预设阈值的情况中，即，在反电动势检测电路12的电阻器R1的两个端子之间产生的电压高于MOSFET T2的阈值电压Vth2的情况中，用作开关单元的MOSFET T3导通，由此MOSFET T1截止。

因而，当短路/接地事件发生时，可以立刻切断电路，并且因此可以防止MOSFET T1的温度增加。结果，可以放宽由针对短路电流的耐受特性引起的限制，而且，可以使用具有小电容的半导体元件，由此可以实现节约空间的效果，并且可以实现成本下降的效果。

而且，如上述式(9)中所指出的，以这样的方式设置电阻器R1和R2的电阻值，即在电阻器R1中产生的电压未超过与由浪涌电流产生的反电动势E1rush相关的MOSFET T2的阈值电压Vth2。结果，可以避免由浪涌电流引起的错误的切断操作。

而且，基于(V3-V1)以这样的方式计算反电动势E1，即，由于使用了通过使电容器C1以串联方式连接到电阻器R1和R2而配置的时间常数电路，因此呈现在电容器C1和电阻器R1之间的连接点处的电压V3不跟随点P1处的电压V1的迅速变化。结果，可以通过简单且明确的方法检测反电动势E1。

此外，在通过使电容器C1以串联方式连接到电阻器R1和R2而配置的时间常数电路中，由于使充电操作过程中的时间常数与放电操作过程中的时间常数相同，因而可以高度精确地检测反电动势E1。

基于在电阻器R1的两个端子之间产生的电压的量值，判断电阻器R1和R2(用于产生参考电压的电阻器)的两个端子之间产生的反电动势E1中的反电动势的量值。由于关于电阻器R1和R2的电阻值的比是任意设置的，因此可以设置所需的阈值电压。

而且，在反电动势E1的量值超过阈值电压、由此MOSFET T2导通的情况中，用作开关单元的MOSFET T3导通，由此MOSFET T1的栅极立刻连接到地，以便于使MOSFET T1截止。因而，当短路/接地事件发生时，MOSFET T1非常快速地截止，由此可以保护电路。

下面，对根据本发明的第二实施例的半导体开关的控制装置进行描述。如前文所解释的，反电动势E1的判断值必须被设置为大于在第一布线线路(图1所示的点P0和点P1之间的布线线路)中由对应于正常电流的浪涌电流产生的反电动势的值。另一方面，为了改善检测敏感度，所需的是，尽可能地将此判断值设置为所允许的小的值。

然而，当汽车电池被例示为示例时，存在某些这样的情况，即由电源电压VB输出的电压值被改变。因而，必须通过假设电源电压是最大值来设置用于反电动势E1的判断值。在该情况中，如果电源电压VB变为低电压值，则判断值有必要被设置为没有意义的高的值，这可能使效率降低。

在该情况下，根据第二实施例，针对根据第一实施例的半导体开关的控制装置提供了额外的控制功能。即，在该控制功能中，由于反电动势E1的判断值根据电源电压VB的量值变化，因此该判断值可以持续地被设置为适当的判断值。作为该控制功能的结果，可以减小由浪涌电流引起的反电动势E1和判断值之间的间隙，由此可以避免在将判断值设置为恒定时的无用操作，并且可以改善保护性能。现将解释第二实施例的详细内容。

图6是用于说明根据第二实施例的半导体开关的控制装置的配置的电路图。现在，如果仅描述与图1配置的不同点，则图1所示的第一实施例的控制电路12由第二实施例中的另一控制电路12a替换。该控制电路12a包括比较器(比较单元)CMP1以及电阻器R8和R9。

而且，在该第二实施例中，上文解释的图1的反电动势检测电路13由反电动势检测电路13a替换。该反电动势检测电路13a具有电阻器(即，用于产生参考电压的电阻器)R1、R7、R8和电容器(即，用于产生参考电压的电容器)C1。在该情况中，相比于电阻器R1的电阻值，关于电阻器R7和R8的电阻值被设置为足够大的值。

下面，现将解释图6所示电路的操作。当E1＝0V时，即流过第一布线线路的电流没有变化时，电压“V3”等于电压“V1”，并且几乎等于电源电压“VB”。电容器C1的未接地端子的电压变为等于电源电压VB。

而且，通过使用电阻器R7和R8对电压V3进行再分压而产生的电压“V5”施加到比较器的非倒相输入端子，而点P1的电压V1输入到该比较器CMP1的倒相端子。这样，当产生反电动势E1并且电压V1降低并且然后该降低的电压V1变为低于电压V5时，比较器CMP1的输出信号从L电平变为H电平，由此操作锁存器DF1。即是说，该电压“V3-V5”可以变为用于反电动势E1的判断电压。

然后可以建立下式(10)。

V3-V5＝R7/(R7+R8)*V3

＝R7/(R7+R8)*VB (10)

因而，判断电压“V3-V5”与电源电压VB成正比。结果，即使在电源电压VB变化的情况中，由于判断电压“V3-V5”可以跟随该电压变化而一起变化，因此可以减小判断值和由浪涌电流引起的反电动势E1之间的间隙。结果，可以以较高的精度检测短路/接地事件发生时产生的反电动势，由此可以保护电路。

如前文所述，在根据第二实施例的半导体开关的控制装置中，由于用于反电动势的判断值响应于电源电压VB的变化而改变，因此可以持续地将由浪涌电流产生的反电动势和用于该反电动势的判断值之间的间隙保持在小的值。结果，可以以较高的精度检测短路/接地事件的发生，并且可以稳固地保护半导体开关和电路。

下面，对根据本发明的第三实施例的半导体开关的控制装置进行描述。在上文解释的第一和第二实施例中，描述了这样的示例。即，在第一布线线路上提供了一组MOSFET T1和负载11(一个通路)。可替换地，存在某些这样的情况，即在点P1和地(GND)之间以并联的方式提供了由多个MOSFET和负载构成的多个串联连接的电路(将被称为“FET通路”)。

在该可替换的情况中，当多个FET通路同时导通时，必须执行下述检测操作。即，需要检测被短路到地使得产生了超过预定值的反电动势E1的通道中的一个。

在该第三实施例中，在此多个FET通路中的任何一个中发生短路/接地事件的情况中，所有这些通路一次断开，随后，各自通路以恒定的间隔按顺序并且再次导通，以便于指出发生短路/接地事件的FET通路。该检测操作可以由逻辑电路执行。

图7是用于说明用于5个通路的顺序启动电路的电路图，作为上文解释的逻辑电路的一个示例。如该图中所说明的，顺序启动电路包括开关SW1～SW5、“与”电路AND11～AND19、D型触发器DF11～DF15、“异或非”电路XNOR1～XNOR5和时钟电路CL。开关SW1～SW5使5个通路的每个负载电路所拥有的MOSFET导通/截止。然后，“与”电路AND11～AND15的输出信号SW11～SW15提供给图1或图6所示的“与”电路AND1的输入端子。

然后，在该顺序启动电路中，现假设切换时间(过渡时间周期)等于例如60μsec，则按照每60μsec的时间间隔1个FET通路，使FET通路顺序导通。

对于正常通路，由于在过渡时间周期中未产生超过预定值的反电动势E1，因此使该正常通路继续导通。对于其中发生了短路/接地事件的异常通路，再次使该异常通路切断。当通过使异常通路导通产生反电动势E1时，在其他正常通路中不使完成导通操作的通路断开。

而且，在启动顺序仍未生效的正常通路中，尽管由于产生了反电动势E1而产生了切断信号，但是该正常通路此时被带入“截止”状态，由此不会给出不利影响。换言之，在检测到由短路/接地事件产生的反电动势E1时，使所有这些FET通路一次关断。随后，这些通路按照每次1个通路顺序导通，由此可以使正常通路同异常通路区分开来。

即使在这些FET通路的总数对应于10个通路时，所需用于以60μsec的时间间隔顺序启动这10个FET通路的时间周期仅为600μsec。具体而言，该延迟时间在多数实际情况中不会导致问题。

下面，现将解释有关图7所示电路的操作。当第一通路～第五通路的各自输入开关SW1～SW5同时导通时，与来自启动电路的时钟信号同步地顺序输出SW11～SW15的信号。

假设由时钟电路CL输出的时钟信号的时间周期是60μsec。而且，假设当输入开关SW1～SW5关断时，其输出信号为“L”电平(＝0)，当输入开关SW1～SW5接通时，其输出信号为“H”电平(＝1)。当开关SW1～SW5关断时，各自D型触发器DF11～DF15的Q输出变为0，并且其“Q反”输出变为1。

由于“与”电路AND11～AND15的两个输入端共同变为0，因此其输出信号变为0，由此开关SW11～SW15被带入关断信号状态。这样，当同时输入所有开关SW1～SW5时，“异或非”电路XNOR1～XNOR4的输出信号变为0。

当时钟信号上升时，该时钟信号所直接输入到的D型触发器DF11的Q输出变为1，并且对应于“与”电路AND11的输出的信号SW11变为1，由此第一FET通路导通。

另一方面，对于D型触发器D12～D15，时钟信号将经由“与”电路AND16～AND19输入其中，由于通过接收来自“异或非”电路XNOR1～XNOR4的输出信号“0”关闭这些“与”电路AND16～AND19，因此时钟信号未输入到这些D型触发器D12～D15。结果，D型触发器D12～D15的输出信号保持在0电平，“与”电路AND12～AND15的输出信号SW12～SW15保持在0电平，并且因此，第二通路～第五通路未导通。

然后，由于D型触发器DF11的输出信号变为1，因此“异或非”电路NOR1的输出信号从0变为1，而且，“与”电路AND16的一个输入信号变为1。响应于时钟信号的第二上升沿，时钟信号通过“与”电路AND16，并且使D型触发器DF12的Q输出变为1，由此“与”电路AND12的输出信号SW12变为1。

结果，响应于时钟信号的第二上升沿，第二FET通路导通。第三～第五FET通路通过接收“异或非”电路XNOR2～XNOR4的输出信号“0”而未能导通。由于第二FET通路导通，“异或非”电路XNOR2的输出信号从0变为1。

在总结上文解释的关于5个通路的顺序启动电路的操作时，借助于“异或非”电路XNOR1～XNOR4和“与”电路AND16～AND19，针对开关给出了这样的优先级，即按照从开关SW1～SW5的顺序。每次时钟信号上升时，从具有较高优先级的通路开始，使通路顺序导通。

开关SW11(第一通路)无条件地与时钟信号的上升沿同步接通，而开关SW15(第五通路)仅在所有来自“异或非”电路XNOR1～XNOR4的输出信号变为1时，可以响应于时钟信号而接通。“异或非”电路XNOR1～XNOR4的输出信号等于1这一事实指出，在从“截止”状态到“导通”状态，或者从“导通”状态到“截止”状态的过渡时间周期中未出现相关通路。换言之，相关通路是在“导通”状态或者“截止”状态以稳定方式设置的。如果使用了该逻辑电路，则即使在“导通”信号同时输入到两个或者更多个通路中时，此多个通路可以按照每次1个通路顺序导通。

如前文所解释的，根据该第三实施例的半导体开关的控制装置，当出现具有多个通路的负载电路时，在发生短路/接地事件过程中在第一布线线路(即，从图1中的点P0到点P1的布线线路)中产生了反电动势的情况中，该多个通路全部切断。随后，图7所示的开关SW11～SW15顺序接通。结果，发生短路/接地事件的通路不能启动，而其中未发生短路/接地事件的正常通路可以启动。

因而，即使在控制装置拥有多个通路的情况中，仍可以明确地且快速地指出发生短路/接地事件的通路，并且可以将其切断，而其他正常通路可以在正常操作下驱动。

尽管通过参考附图所示的实施例描述了本发明的半导体开关的控制装置，但是本发明不限于此。即，可替换地，该控制装置的各自单元的配置可以由任意选择的具有相似功能的配置替换。

例如，在上述实施例中，例示了下述示例。即，尽管电源是通过安装在汽车上的电池实现的，负载是通过安装在汽车上的灯、电机等实现的。但是，本发明不仅限于该例示的示例，而是可以应用到其他电路中。

当短路/接地事件发生时，电路立刻切断，由此半导体开关的控制装置对于保护该半导体开关可以变得非常有用。

本申请基于在2005年6月16日提交的日本专利申请No.2004-178801，其内容在此处并入列为参考。

Claims

1.一种控制装置，包括：

2.权利要求1的控制装置，其中阈值电压被设置为大于由流过负载的过渡电流在第一布线线路上产生的反电动势的电压值。

3.权利要求1的控制装置，其中反电动势判断单元包括用于产生参考电压的电阻器和用于产生参考电压的电容器；

其中电阻器的一个端子连接到半导体开关和第一布线线路之间的连接点；和

其中电容器连接到电阻器的另一端子；

其中使用电阻器和电容器之间的连接点处的电压作为参考电压；和

其中反电动势判断单元基于该参考电压产生阈值电压。

4.权利要求3的控制装置，其中配备有电阻器和电容器的电路被设置为使得在充电操作期间该电路的时间常数与在放电操作期间该电路的时间常数相同。

5.权利要求3的控制装置，其中通过测量在用于产生参考电压的部分电阻器或全部电阻器处产生的电压，确定第一布线线路上产生的反电动势。

6.权利要求1的控制装置，其中反电动势判断单元响应于DC电源的电压值来改变阈值电压。

7.权利要求6的控制装置，其中反电动势判断单元包括用于产生参考电压的电阻器和用于产生参考电压的电容器；

其中电容器连接到电阻器的另一端子；

其中控制单元包括比较单元，其比较在电阻器的一个端子处产生的电压和通过对电阻器另一端子处产生的电压进行分压而获得的电压；和

基于比较单元的比较结果检测反电动势的出现。

8.权利要求1的控制装置，进一步包括开关单元，其提供在半导体开关的控制输入端子和地之间；

其中当反电动势判断单元确定反电动势超过阈值电压时，该开关单元接通，以将半导体开关的控制输入端子连接到地，由此关断半导体开关。

9.权利要求1的控制装置，其中第一布线线路的一个端子连接到DC电源；

其中第一布线线路的另一端子连接到多个半导体开关；

其中当反电动势判断单元确定反电动势超过阈值电压时，关断所有半导体开关，并且随后，半导体开关按照预定的时间间隔顺序接通。

10.权利要求1的控制装置，其中DC电源是安装在汽车上的电池；和

其中负载是安装在汽车上的用电器具。