CN1677867A - Pll频率合成器电路及其频率调谐方法 - Google Patents

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Abstract

一种集成于半导体集成电路上的PLL频率合成器电路，包括：压控振荡器电路，它具有电容器、电感器以及用于使用电容器和电感器的谐振频率进行振荡的可变电容器元件，用于输出可变电容器元件的振荡频率信号；负反馈回路电路，其构造为包括该压控振荡器电路，能够循环来自压控振荡器电路的信号输出，并且执行用于将信号的频率调整到期望锁定频率的频率获取操作；调谐电路，用于执行调谐，以便通过在频率获取操作之前来调节压控振荡器电路的电容器的电容值，来使振荡频率接近于锁定频率；以及参考电势应用电路，用于在调谐电路执行调谐操作期间将参考电势施加于压控振荡器电路的可变电容器元件。

Description

PLL频率合成器电路及其频率调谐方法
技术领域
本发明涉及PLL频率合成器电路，并且涉及它的频率调谐方法。
背景技术
诸如移动电话等小型移动无线设备随着其每一新款的问世，就会增加新的特性，并且对设备的外部尺寸以及重量和价格等施加了一定限制。因此，需要对在这些设备中使用的组件进行小型化/重量减轻/成本降低。
在移动无线设备的无线单元中，被称为PLL频率合成器的用于参考信号生成的电路，通常用于发送和接收信号。
PLL频率合成器电路是一种具有自动调节震荡频率功能的电路，并且在自动调节之后由PLL频率合成器电路输出的信号被用作参考信号。
在过去，PLL频率合成器的组成非常普遍地包括通过集成其中电路被模块化成分立组件的压控振荡器电路(VCO：压控振荡器)而获得的IC，由离散组件组成的低通滤波器电路(LPF电路：低通滤波器)，以及其他电路。
为了减少PLL频率合成器在无线单元的衬底上的贴装表面面积，近年不断有在半导体集成电路上贴装压控振荡器电路和低通滤波器电路的尝试，而这是很难利用现有技术在IC内部进行贴装的。
下面来进一步详细讲述现有的PLL频率合成器电路。
<PLL频率合成器的基本结构和操作的讲述>
图9为框图，示出了通用PLL频率合成器电路的结构。
图9所示的频率合成器电路是由相位比较电路901、低通滤波器(LPF)电路902、压控振荡器电路903和除法器电路904构成的反馈回路所组成。其振荡输出908用作无线通信电路的发送器电路和接收器电路的参考信号。
相位比较电路901检测由PLL频率合成器输出的参考信号905和除法器电路904的输出909之间的相位差，并且输出与该相位差成正比的电流或电压906。
低通滤波器电路902通过从相位比较电路901的输出906中去除高频分量而获得的信号907提供给压控振荡器电路903。
除法器电路904通过将压控振荡器电路903的输出908的频率代入到表达式1/N(除以N)中而获得的信号909反馈给相位比较电路901。
在这种类型的PLL频率合成器电路中，对信号909的相位进行了调节，以便相位比较电路901的输出906为零。
处于稳态的振荡输出908的频率变成参考信号905的频率的N倍。
<CMOS VCO(压控振荡器电路)的结构和操作的讲述>
上面已经提到，为了减少PLL频率合成器在无线单元的衬底上的贴装表面面积，近年不断有在半导体集成电路上贴装压控振荡器电路和低通滤波器电路的尝试，而这是很难利用现有技术在IC内部进行贴装的。
图10至图12为电路图，示出了由UCLA的Abidi等人在2001年第23届ISSCC(国际固态电路会议)中的模拟技术讲演第四期的“A Filtering Technique to Lower Oscillator Phase Noise”中所讲述的CMOS晶体管组成的压控振荡器电路。
图10示出了它的基本电路。
图10所示的基本电路具有第一和第二电感器1001和1002、第一和第二可变电容器元件1003和1004以及第一至第三NMOS晶体管1005、1006和1007。
在图10所示的电路中，使用NMOS晶体管1005和1006作为用于获得负电阻的有源元件，并且使用利用了NMOS晶体管1003和1004组成的栅极和背栅之间的空间的MOS电容器作为可变电容器元件。NMOS晶体管1003和1004的电容值彼此相等，并且电感器1001和1002的电感值彼此相等。
在图10的振荡器电路中，如果Cv为NMOS晶体管1003或NMOS晶体管1004的电容，并且L1为第一电感器1001或第二电感器1002的电感值，则Cv和L的并联频率为振荡频率fvco1，可以由公式(1)得到。
公式(1)：fvco1＝1/(2·π·(L1·Cv)1/2)
在图11中，为了扩大振荡频率范围，为图10中的基本电路提供具有对应于NMOS晶体管1003和1004的可变电容器元件的电容器切换电路(调谐电容器电路)1011和1012。
在图11中，每一个电容器切换电路1011和1012的结构如图12所示，并且可变电容器元件1021对应于图10中的NMOS晶体管1003或1004。电容器切换电路1011和1012具有可变电容器元件1021；电容值分别为C、2C和4C的电容器1022、1023和1024；以及NMOS晶体管1025、1026和1027。通过根据NMOS晶体管1025、1026和1027的“导通”或“截止”状态来控制电容器1022、1023和1024是接地还是不接地(GND)，由可变电容器元件1021和电容器1022、1023和1024组成的并联电容Cvp可以在较宽的范围内变化。通过改变施加于可变电容器元件1021的背栅的控制电压Vc，可以精密地调整由可变电容器元件1021和电容器1022、1023和1024组成的并联电容Cvp。如果可变电容器元件1021的Vc感应电容变化的范围ΔCvp和电容1022的电容值C之间的关系被设定为C＜ΔCvp，则电感器1001和电容器切换电路1011的谐振频率，以及电感器1002和电容器切换电路1012的谐振频率均可连续变化，并且振荡频率fvco2也可以连续变化。因此，与图10中的电路相比，fvco2可以在更宽的频率范围中变化，并且如果L2为电感器1001和1002的电感值，则fvco2可由公式(2)得到。
公式(2)：fvco2＝1/(2·π·(L2·Cvp)1/2)
在日本未核专利申请公开No.2001-352218中，讲述了只使用可变电容器元件来构成图13中的电容器切换电路的结构例子，来作为用于在较宽范围内改变CMOS VCO的振荡频率的机制。
具体地说，如图13所示，该例子中的电路具有多个可变电容器元件1111、1112、1113和1114；分别与可变电容器元件1111至1114一一对应的频率控制引脚1121、1122、1123和1124；谐振电路1101；负电阻电路1102；以及传输输出引脚1103。与图11的电路中的电容器切换电路功能等效的功能，可以通过将施加于频率控制引脚1121至1124的偏置电势切换到使所对应的每一个可变电容器元件1111至1114的电容变化达到饱和的最大电势和最小电势来执行的。
不过，在使用了VCO从而可以通过在图10至13所示类型的电容器谐振电路中进行电容器切换而在较宽范围内来改变频率的PLL频率合成器电路中，必须提供用于事先恢复被切换电容器的设置值的机制，以便在PLL回路的频率锁定操作之前，存在着在VCO振荡频率的范围中进行锁定所希望的频率。
在用于调整VCO的振荡频率的可变电容器元件中，如图13所示的VCO电路还使用了作为MOS晶体管类型的N阱电容器。在该相关专利申请的第23和24段、图3、4和5以及其他地方，详细讲述了用于校正N阱电容器特性的波动的方法。
具体地说，在相关专利申请的第23段中给出了如下说明：“例如，在工厂装货检查期间，从频率控制引脚8施加了事先确定的恒电压，并且可以校正因制造中的波动而导致的频率不均匀”。不过，在用于将恒电压施加给控制引脚的方法中，可以预料到恒电压将等于当N阱电容器的电容变化特性因元件的变化而达到饱和时所处的电势的情况，并且该方法被认为不适用于大规模生产。
相关专利申请的第24段还讲述了通过计数器等来监控频率的方法例子，并且通过频率校正信号生成电路将其结果反馈到控制电压输出，但是当N阱电容器的特性变化较大时，振荡频率中的误差(不均匀)极可能会超过仅通过调整施加于单个N阱电容器的电势而获得的校正范围。
为了克服如上所述的缺点，提出了本发明，并且本发明的目的是提出一种PLL频率合成器电路及其频率调谐方法，从而，使用压控振荡器电路的振荡频率可以比通过现有技术更为可靠地取得期望锁定频率。
发明内容
根据本发明的一个方面，提出了集成在半导体集成电路上的PLL频率合成器电路，该电路包括有压控振荡器电路，它具有电容器、电感器以及用于使用电容器和电感器的谐振频率进行振荡的可变电容器元件，用于输出可变电容器元件的振荡频率信号；负反馈回路电路，其构造为包括压控振荡器电路，能够使从压控振荡器电路输出的信号进行循环并且执行用于将信号的频率调整到期望锁定频率的频率获取操作；调谐电路，用于执行调谐，以便通过在频率获取操作之前来调节压控振荡器电路的电容器的电容值，使振荡频率接近锁定频率；以及参考电势应用电路，用于在调谐电路执行调谐操作期间将参考电势施加于压控振荡器电路的可变电容器元件。
根据本发明的PLL频率合成器电路提供了参考电压生成电路608，用于在由VCO自动调谐电路执行调谐操作期间将参考电势施加于VCO的可变电容器元件，因此导致上述振荡频率通过调谐操作能够比通过现有电路更为可靠地接近期望锁定频率。
根据本发明的另一方面，提出了用于调谐PLL频率合成器电路的振荡频率的方法，该电路包括压控振荡器电路，它具有电容器、电感器以及用于使用电容器和电感器的谐振频率进行振荡的可变电容器元件，用于输出可变电容器元件的振荡频率信号；以及负反馈回路电路，其构造为包括该压控振荡器电路，能够使从压控振荡器电路输出的信号进行循环并且执行用于将信号的频率调整到期望锁定频率的频率获取操作。用于PLL频率合成器电路的频率调谐方法，该方法包括执行第一调谐，以便通过调节处于其中在将两种类型电势中的一个施加于压控振荡器电路的可变电容器元件的状态下的压控振荡器电路的电容器的电容值，以使振荡频率接近锁定频率；以及执行第二调谐，以便通过调节处于其中在将两种类型电势中的另一个施加于压控振荡器电路的可变电容器元件的状态下的压控振荡器电路的电容器的电容值，以使振荡频率接近锁定频率。这些步骤是在频率获取操作之前执行的。
通过根据本发明的用于调谐PLL频率合成器电路的振荡频率的方法，提供了参考电压生成电路608，用于在由VCO自动调谐电路执行调谐操作期间将参考电势施加于VCO的可变电容器元件，因此导致上述振荡频率通过调谐操作能够比通过现有方法更为可靠地接近期望锁定频率。
附图说明
从结合附图的下面的讲述中，本发明的上述和其他目标、优势以及特征将更加明显。
图1为电路图，示出了根据本发明第一实施例的PLL频率合成器电路；
图2为解释了图1的PLL频率合成器电路中的VCO自动频率调谐的图(理想状态下)；
图3为解释了(当受到元件变化或温度以及电源电压的影响时)图1的PLL频率合成器电路中的VCO自动频率调谐图；
图4为电路图，示出了根据本发明第二实施例的PLL频率合成器电路；
图5为电路图，示出了根据本发明第三实施例的PLL频率合成器电路；
图6A和6B是示出了压控振荡器电路(VCO)的可变电容器元件(MOS电容器)的图，其中图6A为符号表示的图，图6B为示意性结构图；
图7是示出了MOS电容器的电压特性(C-V特性)的图；
图8是解释了图4和5的PLL频率合成器电路中的VCO自动频率调谐的图；
图9为框图，示出了通用PLL频率合成器电路的结构；
图10为电路图，示出了现有的压控振荡器电路(VCO)；
图11为电路图，示出了现有的压控振荡器电路(VCO)；
图12为电路图，示出了现有的压控振荡器电路(VCO)；以及
图13为电路图，示出了现有的压控振荡器电路(VCO)。
具体实施方式
现在参考解释性实施例在此讲述发明。本领域的技术人员知道，通过使用本发明的讲解可以实现许多可选的实施例，并且本发明并不限于用于解释目的的实施例。
第一实施例
图1为电路图，示出了根据本发明第一实施例的PLL频率合成器电路，图1也是形成第二实施例基础的电路图，如后所述。
如图1所示，根据本实施例的PLL频率合成器电路由相位频率比较电路601、低通滤波器电路(下面缩写为“LPF电路”)603、压控振荡器电路(下面缩写为“VCO”)604、可变除法器电路605、除数控制电路606、VCO自动调谐电路(调谐装置)607，以及参考电压生成电路(参考电势应用装置)608组成的负反馈回路构成，并且这些组件都集成在半导体集成电路(图中未示出)上。
在这些组件中，相位频率比较电路601输出的电流或电压与参考频率的信号REF和可变除法器电路605的输出信号SIG之间的相位差或频率差成正比。
参考电压生成电路608包括参考电压源630和在彼此相反状态下工作的开关632和633，并且具有将VCO604的可变电容器元件616和617(如下所述)的电容器对电压特性呈线性变化的区域中的一点处的电势Vref提供给LPF电路603和VCO604的功能。
这些组件中的参考电压源630中，其一端接地，另一端与开关632相至。
在VCO自动调谐电路607的控制下，开关632在参考电压源630与LPF电路603(和它前面的VCO604)之间连接状态和这些组件之间的非连接状态之间进行切换。
在VCO自动调谐电路607的控制下，开关633在相位频率比较电路601的输出与LPF电路603(以及前面的VCO604)之间连接状态和这些组件之间的非连接状态之间进行切换。
在这种结构中，在稳态(即将PLL频率合成器电路锁定在期望频率的状态)中，存在着开关633接通(即相位频率比较电路601和LPF电路603彼此连接的状态)并且开关632断开(即参考电压源630和LPF电路603彼此非连接的状态)的状态。因此，在稳态中，相位频率比较电路601的输出通过参考电压生成电路608来传递，并且不作改动地馈送给LPF电路603。
LPF电路603具有电容器6341和6342以及电阻635。在这些组件中的电容器6341中，其一端接地，另一端连接到参考电压生成电路608和电阻635的一端。电阻635的另一端连接到电容器6342的一端，并且电容器6342的另一端接地。进而，电阻635的上述一端还连接到VCO604的引脚610。
这种结构的LPF电路603从相位频率比较电路601的输出信号中去除交流电流分量，并且将用于控制振荡频率的电压信号Vcont提供给VCO604的引脚610。
VCO604为LC型振荡器电路，它使用了由负电阻电路中的PMOS晶体管和NMOS晶体管的组合所组成的反转反相器电路。
在这些组件中，与反转反相器电路相对应的是PMOS晶体管611和NMOS晶体管612的组合，以及PMOS晶体管613和NMOS晶体管614的组合。
用于改变振荡频率的LC谐振电路是由n(例如6)个由电感器615；可变电容器元件616和617；具有加权电容值的电容器618、619、620、621、622和623；以及开关624、625、626、627、628和629组成的电容器阵列组成的。
在这些组件中，通过可变电容器元件616和617来执行频率的精密调整，并且通过电容器阵列频率可以在较宽的范围中变化。在该结构中，如果使用通用CMOS工艺，则MOS晶体管用于可变电容器元件616和617。具体地说，图1示出了其中如图6A/B(结构)和图7(特性)所示的MOS电容器用作可变电容器元件616和617的例子。
在如图6A/6B所示的MOS电容器的结构中，有SiO2或其他绝缘体夹在由金属、多晶硅或其他导体制成的第一引脚X和由半导体(图7中的N型半导体N阱)制成的第二引脚Y之间的结构。X引脚和Y引脚之间的空间起到电容器元件的作用。
图6A/6B所示的MOS电容器(N阱电容器)的C-V特性如图7所示。这些特性根据施加在X引脚和Y引脚之间的电压Vtune而变化，并且作为Vtune所施加的电压能够达到GND电势和电源电压VDD之差的绝对值(图7，外加电压范围401)。在通用CMOS工艺的情况下，其中电容值的变化与Vtune成正比的范围(变化区域)402如1V那样窄，其中可以认为电容与Vtune线性成正比变化的线性区域403变得更窄，通常只有约0.5V。具体地说，在本实施例中VCO604的可变电容器元件616和617是具有线性区域403相对于外加电压范围401来说是很窄的之特征的元件。
在此将讲VCO604中的组成元件之间的互连。
可变电容器元件616和可变电容器元件617的半导体侧上的引脚(第二引脚Y)相互连接，并且该连接点连接到引脚610。
可变电容器元件616的导体电极侧上的引脚(第一引脚X)连接到电感器615的一端，并且可变电容器元件617的导体电极侧上的引脚连接到电感器615的另一端。可变电容器元件616的导体侧上的引脚连接到电感器615所在的点被指定为点P1，可变电容器元件617的导体侧上的引脚连接到电感器615所在的点被指定为点P2。
将PMOS晶体管611的源极引脚连接到电源电势(VDD)；其漏极引脚连接到NMOS晶体管612的源极引脚；其栅极引脚连接到NMOS晶体管612的栅极引脚；并且NMOS晶体管612的漏极引脚接地。
以同样的方式，将PMOS晶体管613的源极引脚连接到电源电势(VDD)；其漏极引脚连接到NMOS晶体管614的源极引脚；其栅极引脚连接到NMOS晶体管614的栅极引脚；并且NMOS晶体管614的漏极引脚接地。
将PMOS晶体管611和NMOS晶体管612的栅极引脚连接到PMOS晶体管613的漏极引脚和NMOS晶体管614的源极引脚之间的连接点。以同样的方式，将PMOS晶体管613和NMOS晶体管614的栅极引脚连接到PMOS晶体管611的漏极引脚和NMOS晶体管612的源极引脚之间的连接点。
进而，将PMOS晶体管611的漏极引脚和NMOS晶体管612的源极引脚之间的连接点连接到点P1，并且将PMOS晶体管613的漏极引脚和NMOS晶体管614的源极引脚之间的连接点连接到点P2。
将电容器618的一端连接到点P1，并且将其另一端连接到开关624。以同样的方式，将电容器619的一端连接到点P1，并且将其另一端连接到开关625，将电容器620的一端连接到点P1，并且将其另一端连接到开关626。
将电容器621的一端连接到点P2，并且将其另一端连接到开关627。以同样的方式，将电容器622的一端连接到点P2，并且将其另一端连接到开关628，将电容器623的一端连接到点P2，并且将其另一端连接到开关629。
进而，在VCO自动调谐电路607的控制之下，通过断开和接通来对开关624～629进行状态切换，由此相应的电容器(电容器618～623中的任何一个相应的电容器)相连或者不相连。
可变除法器电路605实现了将其中VCO604的输出信号fvco除以N的信号SIG反馈给相位频率比较电路601的作用。可变除法器电路605的除数N是根据从外部输入的数据由除数控制电路606提供的。
这里图2是示出了图1中的VCO604的控制电势(控制电压)Vcont(x轴)与VCO604的振荡频率fvco(y轴)之间的关系的图。
如图2所示，fvco-Vcont特性曲线的变化取决于是如何控制开关624～629根据用于切换电容器618～623的nbit电容器切换信号VCOSET636(图1)来断开和接通的，并且VCO604的振荡频率的特性的上下离散变动与电容器618～620和电容器621～623中的接地(GND)电容器的总和成反比。换句话说，采用的结构可以通过选择处于接通状态的开关624～629来调整用于与电感器615一起生成谐振频率的电容值。
如果当VCOSET为某值时存在着由曲线701表示的fvco-Vcont特性，则如果信号VCOSET636的值以1递增，那么电容的和就会增加，并且振荡频率特性从由曲线701表示的特性降低到由曲线702表示的特性。
如果VCOSET636的值递减，则电容的和也会减小，并且振荡频率特性从由曲线701表示的特性增长到由曲线703表示的特性。
下面参照图2和3来讲述VCO自动调谐电路607的操作。
VCO自动调谐电路607通过将当进行频率设置数据的更新时所生成的“使能”信号作为触发信号来开始调谐操作，并且执行开关624～626和627～629的断开和接通控制来切换VCO604的电容器618～620和621～623，以便VCO604能够以希望锁定的期望频率fcvo_lock发生振荡。
当将“使能”信号输入到VCO自动调谐电路607时，首先执行用于反转参考电压生成电路608的两个开关的状态的控制；具体地说，用于断开开关633和接通开关632。
因此，由于将电势Vref施加给了LPF电路603的电容器6341和6342，并且将电势Vref馈送给VCO604的频率控制引脚610，因此VCO604以与电势Vref相对应的频率发生振荡。
当将“使能”信号输入到VCO自动调谐电路607时，执行控制，用于切换在此之前为“N”的可变除法器电路605的除数到“S”，根据由参考频率REF产生的参考闸门时间来计算可变除法器电路605的输出信号SIG(fvco/S)，确定VCO604的输出信号fvco相对于希望锁定的频率fvco_lock是高还是低，并且使用这一确定结果来重复用于调整VCO604的电容器切换信号VCOSET636的值的操作。
此时，如果除数S是小于N的值，则在参考闸门时段期间可以计算的SIG信号的数目会增加，并且可以以更高精度来计算VCO604的振荡频率。如果确定的精度相同，则能够缩短参考闸门时间，并且缩短自动调谐所需的时间。
通过重复如上所述对信号VCOSET636的调整，最终恢复出使输出信号fvco最接近于fvco_lock的点704(图2)，并且随着此时信号VCOSET636的值被固定为“D”，参考电压生成电路608的开关632和633的状态被反转为稳态(返回到其中开关633接通并且开关632断开的状态)，同时可变除法器电路605的除数从除以S返回到除以N。
结果，PLL频率合成器电路返回到正常的操作状态，因此执行了其中将系统锁定到参考频率的N倍频率的操作(频率获取操作)，并且在一定时间后，频率收敛于图2所示的点705。
通过诸如上述的第一实施例，参考电压生成电路608用于在由VCO自动调谐电路607执行调谐操作期间将参考电势施加于VCO604的可变电容器元件616和617，因此导致上述振荡频率通过调谐操作可以比通过现有方法更为可靠地接近期望锁定频率。
第二实施例
在讲述根据第二实施例的PLL频率合成器电路(图4)以作为根据上述第一实施例的PLL频率合成器电路的修正之前，来讲述第一实施例的缺陷。
图6所示的MOS电容器(N阱电容器)的C-V特性如图7所示。这些特性根据施加于X引脚和Y引脚之间的电压Vtune而变化，并且作为Vtune所施加的电压能够达到GND电势和电源电压VDD之差的绝对值(图7，外加电压范围401)。在通用CMOS工艺的情况下，电容值的变化与Vtune成正比的范围(变化区域)402如1V那样窄，电容可以认为与Vtune线性成正比变化的线性区域403则变得更窄，并且通常只有约0.5V。具体地说，可变电容器元件616和617是具有线性区域403相对于外加电压范围401是较窄的之特性的元件。
进而，图7所示的MOS电容器的C-V特性受到在半导体制造时的元件变化(下面简称为“制造变化”)和操作期间温度的影响，其中在C-V特性中获得线性区域的Vtune的范围向左和向右移动，并且线性区域特性的斜率也改变了。在频率控制中使用了该MOS电容器的图1的VCO604中，在MOS电容器两端上的电压Vtune是根据VCO604的控制引脚610与点P1(图1)之间的电势差来确定的，或者是根据控制引脚610和点P2(图1)之间的电势差来确定的。
在该结构中，P1的偏置电势根据PMOS晶体管611和NMOS晶体管612的阈值(下面称之为Vt)均值、电源电压VDD和温度Tj进行波动。同样，P2的偏置电势根据PMOS晶体管613和NMOS晶体管614的Vt均值、电源电压VDD和温度Tj进行波动。
因此，在图2所示的Vcont-fvco特性的频率可变区域706中，其中频率根据MOS电容器的特性而呈线性变化的范围窄到0.5V；进而，频率可变范围根据制造变化、电源电压VDD和温度Tj而向左和向右移动，甚至频率可变范围的斜率也在变化。因此，要实现其中尽管存在制造变化、电源电压VDD和温度Tj以及其他条件但是在图1的VCO604的自动调谐期间所施加的参考电压Vref总是处于频率可变区域706的范围内的这样一种电路是极为困难的。
下面来进一步详细讲述上述缺陷。
图3示出了当VCO604的频率可变区域801受到制造变化、温度Tj、电源电压VDD的波动以及其他条件的影响而向左移动时，图1所示的PLL频率合成器电路的fvco-Vcont特性。
在图3中，由于频率可变区域801向左移动，因此在VCO自动调谐期间通过参考电压生成电路608施加于控制引脚610的电压Vref处于VCO频率可变区域801的范围之外。
在这种情况下，在自动频率调谐中恢复出点802，其中“E”被设置为VCO604的电容器切换信号VCOSET636的值，并且然后PLL频率合成器电路转到锁定操作。
不过，在这种状态下，由于VCO振荡频率fvco只能在特性曲线上变化，其中不管Vcont的电势如何都存在着点802，因此PLL频率合成器电路不会使频率收敛到期望频率fvco_lock。
为了使PLL频率合成器能够在自动频率调谐中恢复出锁定频率，可以采用这样一种结构，其中电压Vref具有的特性使得其值的变化与频率可变区域801的变化一致，但是由于可变电容器元件(MOS电容器)616和617的特性是根据制造变化和温度Tj而变化的，并且CMOSVCO604的P1和P2的偏置是根据制造变化、电源电压VDD和温度Tj而变化的，因此要获得其中电压Vref随着这两个偏置的变化而变化的电路极为困难。
因此，当图1所示的PLL频率合成器的所有电路都集成在半导体集成电路上时，就需要执行控制，以便通过抑制半导体制造阶段中的CMOS晶体管和可变电容器元件的特性的波动，来使电压Vref处于VCO64的频率可变区域801的变化范围之内，以根据使用条件来事先执行调整其元件值的微调，或执行其他操作。结果，降低了制造产量，在制造后的检查处理中需要更多的时间，并且会引起其他缺陷。
下面来讲述其中克服了第一实施例的缺陷的第二实施例。
根据图4所示的第二实施例的PLL频率合成器由相位频率比较电路101、LPF电路103、VCO电路104、可变除法器电路105、除数控制电路106、VCO自动调谐电路107，以及参考电压生成电路108组成的负反馈回路构成，并且将这些组件集成在半导体集成电路(图中未显示)上。
在这些组件中，由于除了VCO自动调谐电路107、参考电压生成电路108和VCO104之外的电路结构与根据上述第一实施例的PLL频率合成器电路(图1)中的相同，因此省略了对它们的详细讲述。
具体地说，相位频率比较电路101与图1的相位频率比较电路601相同，可变除法器电路105与图1的可变除法器电路605相同，并且除数控制电路106与图1的除数控制电路606相同。
LPF电路103具有电容器1351和1352，并且具有电阻1353。电容器1351和1352以及电阻1353分别与LPF电路603中的电容器6341和6342以及电阻635相同。
下面来详细讲述VCO自动调谐电路107、参考电压生成电路108和VCO104。
首先，参考电压生成电路108具有开关130、133和134，以及具有相互不同的低电势Vref_L131和高电势Vref_H132的两个电压源(参考电压源)。
在这些组件中，在VCO自动调谐电路107的控制下，开关130在相位频率比较电路101的输出与LPF电路103(和它前面的VCO104)之间的连接状态以及这些组件之间的非连接状态之间进行切换。
在VCO自动调谐电路107的控制下，开关133在低电势Vref_L131与LPF电路103(和它前面的VCO104)之间的连接状态以及这些组件的非连接状态之间进行切换。以同样的方式，开关134在高电势Vref_H132与LPF电路103(和它前面的VCO104)之间的连接状态以及这些组件之间的非连接状态之间进行切换。
在稳态下，建立起了其中开关130接通并且开关133和134断开的状态，将相位频率比较电路101的输出电压或输出电流馈送给LPF电路103，并且从相位频率比较电路101的输出中去除了交流分量的电势馈送给VCO104的引脚110。
设置Vref_L131的电势，使得当将Vref_L131施加于VCO104的控制引脚110时，MOS电容器可变电容器元件116和117的值(电容值)充分饱和，并且这些可变电容器元件116和117的电容值达到最大。
另一方面，当将Vref_H132施加于VCO104的控制引脚110时，设置高电势Vref_H132的电势，使得MOS电容器可变电容器元件116和117的值达到充分饱和，并且其电容值达到最小。
在该结构中，更为优选的情况是，设置包括了电势Vref_L131和Vref_H132这两种类型电势中的每一个，使得即使C-V特性由于制造变化而发生波动，可变电容器元件116和117的C-V特性也可达到饱和。
VCO104的基本结构与上述第一实施例中的VCO604的相同。
具体地说，如图4所示，VCO104具有可变电容器元件116和117；电感器115；PMOS晶体管111和113；NMOS晶体管112和114；电容器118、119、120、121、122和123；以及开关124、125、126、127、128和129。可变电容器元件116和117、电感器115、PMOS晶体管111和113、NMOS晶体管112和114、电容器118～123以及开关124～129分别与VCO604中的可变电容器元件616和617、电感器615、PMOS晶体管611和613、NMOS晶体管612和614、电容器618～623以及开关624～629相同。
VCO104为LC型振荡器电路，与VCO604相同，它使用了由负电阻电路中的PMOS晶体管和NMOS晶体管的组合所组成的反转反相器电路，与反转反相器电路相对应的组件为PMOS晶体管111和NMOS晶体管112的组合，以及PMOS晶体管113和NMOS晶体管114的组合。在VCO604中，用于改变振荡频率的LC谐振电路是由n(例如6)个由电感器115、可变电容器元件116和117、具有加权电容值的电容器118至123以及开关124至129组成的电容器阵列组成的。
不过，本实施例的VCO104必须设计为使得振荡频率的切换阶梯的频率变化量fvco_step具有远小于因压控而引起的频率可变范围Δfvco与当fvco与Vcont成正比时的宽度Vcont_w的乘积的值的特性，以便在用于VCO振荡频率的自动调谐机制中不会发生功能失常(见图8)。
为了防止用于VCO振荡频率的自动调谐机制发生功能失常，优选情况下应事先对电容器118～120和121～123的电容值的权重进行调整，以便在理想状态下满足以下条件：
fvco_step≤Δfvco/4。
下面参照图8所示的fvco_Vcont特性来讲述图4所示的PLL频率合成器的VCO自动调谐操作。
VCO自动调谐电路107通过将当进行频率设置数据的更新时所生成的“使能”信号作为触发信号来开始操作，并且根据如下所述的方法来执行两次自动调谐(通过第一调谐操作和第二调谐操作)。
首先，在第一自动调谐(第一调谐操作，第一调谐步骤)中，输入“使能”信号，从而执行了用于断开参考电压生成电路108的开关130、接通其开关133，并且将可变除法器电路105的除数从通常的“N”切换到“S”的控制。
然后，通过接通开关133来将低电势Vref_L131的电势施加于LPF电路103，将低电势Vref_L131馈送给VCO104的频率控制引脚110，并且VCO104以与低电势Vref_L131相对应的频率发生振荡。
在该状态下，VCO自动调谐电路107根据由参考频率REF产生的参考闸门时间来计数可变除法器电路105的输出信号SIG(fvco/S)，并且确定fvco相对于希望锁定的频率fvco_lock(锁定频率)是高还是低。使用这一确定结果来重复用于调整VCO104的电容器切换信号VCOSET136的值的操作。
最终，恢复出使fvco最接近于fvco_lock所处的点502(图8：第一设置值)，此时存储用于VCOSET136的值“A”，并且完成第一自动频率调谐。
在第二自动调谐(第二调谐操作，第二调谐步骤)中，VCO自动调谐电路107执行用于断开参考电压生成电路108的开关133并且接通其开关134的控制。
在这种情况下，将高电势Vref_H132的电势施加于LPF电路103，将高电势Vref_H132馈送给VCO104的频率控制引脚110，并且VCO104以与高电势Vref_H132相对应的频率发生振荡。
在该状态下，VCO自动调谐电路107根据由参考频率REF产生的参考闸门时间来计算可变除法器电路105的输出信号SIG(fvco/S)，并且确定fvco相对于希望锁定的频率fvco_lock是高还是低。使用这一确定结果来重复用于调整VCO104的电容器切换信号VCOSET136的值的操作。
最终，恢复出使fvco最接近于fvco_lock所处的点503(图8：第二设置值)，此时存储用于VCOSET136的值“B”，并且完成第二自动频率调谐。
当启动第二调谐步骤时，优选情况下使用用于第一调谐步骤中所得到的VCOSET的值“A”作为启动点，来启动恢复，因为这样可以缩短第二恢复步骤所需的时间。
然后，VCO自动调谐电路107将VCO104的电容器切换信号VCOSET136的值固定为“C”，该值是在第一自动频率调谐中所得到的“A”和第二自动频率调谐中所得到的“B”之间的中点的值(第三调谐操作，第二调谐步骤)，并且将可变除法器电路105的除数从除以S返回到除以N。
VCO自动调谐电路107还在接通其开关130的同时，断开参考电压生成电路208的开关134，并且使PLL回路返回到稳态。
结果，PLL频率合成器电路执行用于将系统锁定到参考频率的N倍频率的操作，并且一段时间之后频率收敛于图8所示的点504上。
在该结构中，为了确保总是存在着位于由自动调谐所得到的VCOSET136的值A和B之间的值C，在理想状态下必须满足下面的公式(3)的关系。在该公式中，VCO104的调节灵敏度为Δfvco，其中fvco与Vcont成正比变化的Vcont区域宽度为Vcont_w，并且当VCOSET136的值以1递增改变时，频率变化量为fvco_step。
公式(3)：(Δfvco×Vcont_w)/4≥fvco_step
在该结构中，由于可变除法器电路105的输出SIG是通过根据参考信号产生的闸门时间来计算的，并且确定了VCO振荡频率的高度，由于SIG信号和闸门时间之间的时序关系，或者由于自动调谐期间的干扰，预料得到的计数误差达到约±1的程度。因此，在实际设计中必须留有裕度。
在以上讲述中，讲述了其中使用低电势Vref_L131的电势来执行第一自动调谐，并且使用高电势Vref_H132的电势来执行第二自动调谐的例子，但是如果使用高电势Vref_H132来执行第一自动调谐，并且使用低电势Vref_L131来执行第二自动调谐，则也可得到同样的效果。
通过诸如上述实施例等第二实施例，可以得到下述效果。
在根据如图1所示的第一实施例的PLL频率合成器电路的情况中，为了PLL频率合成器电路的锁定，如果不能在自动频率调谐期间施加于VCO604的控制引脚610的电压Vref连续地保持在其中VCO604的频率变化与应用电压成正比的区域中，则PLL频率合成器不能将VCO604调到希望锁定的频率。
相比之下，在第二实施例的情况中，在VCO104的振荡频率的自动调谐期间施加的参考电压Vref设置为使得在包括有使可变电容器元件(MOS电容器)116和117的C-V特性达到充分饱和的低电势Vref_L131和高电势Vref_H132这两个状态下，执行自动频率调谐。
因此，即使MOS电容器或CMOS电容器的特性因半导体特性、温度或电源电压的变化而波动，并且图8所示的fvco-Vcont特性垂直和水平地波动，如果它的值为处于比通过在Vref_L131执行自动频率调谐所恢复的电容器切换设置VCOSET值“A”小一个梯度的值和比通过在Vref_H132执行自动频率调谐而得到的电容器切换设置值“B”大一个梯度的值之间的VCOSET值，那么VCO104也能以希望PLL频率合成器电路锁定的频率发生振荡。从图8所示的fvco-Vcont特性可以明显地看出这一事实。
因此，通过在将电容器切换设置值VCOSET设置为在“A”和“B”之间的值“C”之后切换到PLL频率合成器电路的锁定操作，可以使PLL频率合成器电路可靠地锁定到期望频率上。
简而言之，通过第二实施例，即使当CMOS晶体管的阈值(Vt)和可变电容器元件的C-V特性因制造变化、温度、电源电压等而变化时，也可以将VCO104的振荡频率可靠地调整到希望的PLL频率合成器电路的锁定的频率。
由于在半导体制造阶段不再需要将CMOS晶体管的特性变化进行过分地抑制，因此即使当PLL频率合成器的所有电路都通过通用CMOS半导体工艺来集成，也可以获得高产量，并且低成本和大规模的生产成为可能。
第三实施例
下面参照图5来讲述根据第三实施例的PLL频率合成器电路。
根据图5所示的第三实施例的PLL频率合成器电路由相位频率比较电路201、LPF电路203、VCO电路204、可变除法器电路205、除数控制电路206、VCO自动调谐电路207、以及参考电压生成电路208组成的负反馈回路构成，并且将这些组件集成在半导体集成电路(图中未示出)上。
在这些组件中，除了参考电压生成电路208以外的电路具有与根据上述第二实施例的PLL频率合成器电路(图4)相同的结构，因此省略了对它们的详细讲述。
具体地说，相位频率比较电路201与图4的相位频率比较电路101相同，LPF电路203与图4的LPF电路103相同，VCO204与VCO104相同，可变除法器电路205与图4的可变除法器电路105相同，除数控制电路206与图4的除数控制电路106相同，并且VCO自动调谐电路207与图4的VCO自动调谐电路107相同。
LPF电路203具有电容器233和234以及电阻235，但是电容器233和234以及电阻235与LPF电路103中的电容器1351和1352以及电阻1353相同。
VCO204具有可变电容器元件216和217；电感器215；PMOS晶体管211和213；NMOS晶体管212和214；电容器218、219、220、221、222和223；以及开关224、225、226、227、228和229。可变电容器元件216和217、电感器215、PMOS晶体管211和213、NMOS晶体管212和214、电容器218～223以及开关224～229分别与VCO104中的可变电容器元件116和117、电感器115、PMOS晶体管111和113、NMOS晶体管112和114、电容器118～123以及开关124～129相同。
具体地说，VCO204为LC型振荡器电路，它使用了由负电阻电路中的PMOS晶体管和NMOS晶体管的组合所组成的反转反相器电路。与反转反相器电路相对应的组件为PMOS晶体管211和NMOS晶体管212的组合，以及PMOS晶体管213和NMOS晶体管214的组合。在VCO204中，用于改变振荡频率的LC谐振电路是由n(例如6)个由电感器215、可变电容器元件216和217、具有加权电容值的电容器218～223以及开关224～229组成的电容器阵列组成的。
在上述第二实施例(图4)中，使用了低电势Vref_L131和高电势Vref_H132来作为两个参考电压源，构造了参考电压生成电路108，但是由于低电势Vref_L和高电势Vref_H是使可变电容器元件(图5情况下的可变电容器电路216和217)的电容器变化特性充分饱和的电势，因此例如将Vref_L设置为GND电势并且将Vref_H设置为电源电压VDD就不会引起任何问题。
因此，在本实施例的情况下，提供了参考电压生成电路208来替代参考电压生成电路108，如图5所示。
具体地说，参考电压生成电路208具有开关230、开关231和开关232，并且这些组件中的开关230构造为使得在VCO自动调谐电路207的控制之下，在相位频率比较电路201的输出和LPF电路203(和它前面的VCO204)之间的连接状态与在这些组件之间的非连接状态之间进行切换。开关231构造为使得在作为低电势Vref_L的GND电势和LPF电路203(和它前面的VCO204)之间的连接状态与在这些组件之间的非连接状态之间进行切换。以同样的方式，开关232构造为使得在作为高电势Vref_H的VDD电势(电源电势)和LPF电路203(和它前面的VCO204)之间的连接状态与在这些组件之间的非连接状态之间进行切换。
在本实施例的情况下，由于在上述的第二实施例中对自动调谐过程的唯一修改是用GND电势替换上述第二实施例中的低电势Vref_L，并且用VDD电势替换上述第二实施例中的高电势Vref_H，而其他方面都与第二实施例的相同，因此省略了对它们的讲述。
在诸如上述实施例的第三实施例中，通过仅由开关230、231和232组成的简单结构就可以得到参考电压生成电路208，并且其设计也得到简化。
由于用来生成模拟或数字格式的电势的参考电压生成电路108变成不是必需的，因此在尺寸上可以减少参考电压生成电路208在半导体集成电路上所占的面积，并且制造成本可以更低。
进而，由于由参考电压生成电路208提供的电势可具有包括了GND电势和VDD电势这两个值，因此即使PLL频率合成器电路中的电源电压(VDD)具有2.5V～5V的宽规格，本发明的电路也具有能够在不作任何调整的情况下工作的优点。
很明显，本发明并不限于上述实施例，在不偏离本发明的范围和精神的情况下，可以对其进行修正和更改。

Claims (18)

1.一种集成在半导体集成电路上的PLL频率合成器电路，包括：
压控振荡器电路，它具有电容器、电感器以及用于使用电容器和电感器的谐振频率进行振荡的可变电容器元件，用于输出可变电容器元件的振荡频率信号；
负反馈回路电路，其构造为包括该压控振荡器电路，能够使从压控振荡器电路输出的信号进行循环，并且执行用于将信号的频率调整到期望锁定频率的频率获取操作；
调谐电路，用于执行调谐，以便通过在频率获取操作之前来调节压控振荡器电路的电容器的电容值，使振荡频率接近锁定频率；以及
参考电势应用电路，用于在调谐电路执行调谐操作期间将参考电势施加于压控振荡器电路的可变电容器元件。
2.如权利要求1所述的PLL频率合成器电路，其中用作可变电容器元件的元件的特征是，其中可变电容器元件的电容特性呈线性变化的电压范围比由可变电容器元件的第一引脚施加到第二引脚的电压的绝对值窄。
3.如权利要求2所述的PLL频率合成器电路，其中使用MOS电容器来作为可变电容器元件。
4.如权利要求1所述的PLL频率合成器电路，其中当通过电容值的调整来切换振荡频率的梯度的频率变化量为fvco_step，并且通过电压控制的振荡频率的变化范围为Δfvco时，则设置fvco_step值使得满足以下条件：
fvco_step≤Δfvco/4。
5.如权利要求1所述的PLL频率合成器电路，其中参考电压应用电路能够在调谐操作期间有选择地将两种类型电势之一施加于压控振荡器电路的可变电容器元件。
6.如权利要求5所述的PLL频率合成器电路，其中两种类型电势中的每一个都为固定电势。
7.如权利要求5所述的PLL频率合成器电路，其中将两种类型电势中的每一个设置为使可变电容器元件的C-V特性饱和的值。
8.如权利要求7所述的PLL频率合成器电路，其中将两种类型电势中的每一个设置为即使可变电容器元件的C-V特性因制造变化而波动也可以使可变电容器元件的C-V特性饱和的值。
9.如权利要求5所述的PLL频率合成器电路，其中两种类型电势中的一个为电源电势，另一个为接地电势。
10.如权利要求5所述的PLL频率合成器电路，其中调谐电路构造为能够执行：
第一调谐操作，用于将两种类型电势中的一个施加于压控振荡器电路的可变电容器元件；以及
第二调谐操作，用于将两种类型电势中的另一个施加于压控振荡器电路的可变电容器元件。
11.如权利要求1所述的PLL频率合成器电路，其中压控振荡器电路具有多个电容器；并且
调谐电路通过从多个电容器中选择任何一些电容器，来对在谐振频率的生成中所使用的电容值进行调节。
12.如权利要求10所述的PLL频率合成器电路，其中压控振荡器电路具有多个电容器；
调谐电路通过从多个电容器中选择任何一些电容器，来对在谐振频率的生成中所使用的电容值进行调节；并且
通过在将施加于可变电容器元件的电势设置为两个电势中的一个的状态下所执行的第一调谐操作中对在谐振频率的生成中所使用的电容值进行调节，恢复出用于使振荡频率最接近于锁定频率的电容值的第一设置值。
13.如权利要求12所述的PLL频率合成器电路，其中调谐电路通过在将施加于可变电容器元件的电势设置为两个电势中的另一个的状态下执行的第二调谐操作中对在谐振频率的生成中所使用的电容值进行调节，恢复出用于使振荡频率最接近于锁定频率的电容值的第二设置值。
14.如权利要求13所述的PLL频率合成器电路，其中调谐电路执行第三调谐操作，用于将在谐振频率的生成中所使用的电容值设置为靠近第一和第二设置值的中点的第三设置值，并且完成调谐操作。
15.一种用于调谐PLL频率合成器电路的振荡频率的方法，该电路包括：压控振荡器电路，它具有电容器、电感器以及用于使用电容器和电感器的谐振频率进行振荡的可变电容器元件，用于输出可变电容器元件的振荡频率信号；以及负反馈回路电路，其构造为包括该压控振荡器电路，能够使从压控振荡器电路输出的信号进行循环并且执行用于将信号的频率调整到期望锁定频率的频率获取操作；用于PLL频率合成器电路的频率调谐方法，该方法包括：
执行第一调谐，以便通过调节处于将两种类型电势中的一种施加于压控振荡器电路的可变电容器元件的状态下的压控振荡器电路的电容器的电容值，以使振荡频率接近锁定频率；以及
执行第二调谐，以便通过调节处于将两种类型电势中的另一种施加于压控振荡器电路的可变电容器元件的状态下的压控振荡器电路的电容器的电容值，以使振荡频率接近锁定频率，这些步骤是在频率获取操作之前执行的。
16.如权利要求15所述的用于PLL频率合成器电路的频率调谐方法，进一步包括当执行第一调谐时恢复出用于使振荡频率最接近于锁定频率的电容值的第一设置值的步骤，以及当执行第二调谐时恢复出用于使振荡频率最接近于锁定频率的电容值的第二设置值的步骤。
17.如权利要求16所述的用于PLL频率合成器电路的频率调谐方法，其中第二调谐是通过使用第一设置值作为初始电容值来启动的。
18.如权利要求16所述的用于PLL频率合成器电路的频率调谐方法，其中在频率获取操作之前，将在谐振频率的生成中所使用的电容值设置为靠近第一和第二设置值的中点的第三设置值。
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