CN111835287A - 宽范围压控振荡器 - Google Patents

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CN111835287A CN202010317621.8A CN202010317621A CN111835287A CN 111835287 A CN111835287 A CN 111835287A CN 202010317621 A CN202010317621 A CN 202010317621A CN 111835287 A CN111835287 A CN 111835287A
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Abstract

本发明公开了一种宽范围压控振荡器，该宽范围压控振荡器包括：衬底；可配置储能电路，该可配置储能电路位于衬底上，该可配置储能电路包括：第一对感应回路，该第一对感应回路在第一配置和第二配置中的每一者中并联驱动，该第一对中的感应回路中的每个包围与该感应回路并联连接的相应电容元件；第二对感应回路，该第二对感应回路在第二配置中与第一对回路并联驱动，而该第二对感应回路在第一配置中不被驱动；以及开关装置，该开关装置交替地将可配置储能电路置于第一配置或第二配置中的任一者中；以及振荡驱动器，该振荡驱动器以能够调谐的谐振频率驱动可配置储能电路。

Description

宽范围压控振荡器
技术领域
本公开总体上涉及无线通信，并且特别涉及宽范围压控振荡器(VCO)。
背景技术
Figure BDA0002460133990000011
电路传统的服务频率范围高达6GHz。然而，随着通信服务的改进，将越来越多地要求Wi-Fi发射器以更高的频率工作，而功耗和相位噪声的增加最小化。因此，在本领域中存在改进的空间。
发明内容
根据本申请的一个方面，提供了一种集成电路，该集成电路特征在于，该集成电路包括：衬底；可配置储能电路，该可配置储能电路位于衬底上，该可配置储能电路包括：第一对感应回路，该第一对感应回路在第一配置和第二配置中的每一者中并联驱动，该第一对中的感应回路中的每个包围与该感应回路并联连接的相应电容元件；第二对感应回路，该第二对感应回路在第二配置中与第一对回路并联驱动，而该第二对感应回路在第一配置中不被驱动；以及开关装置，该开关装置交替地将可配置储能电路置于第一配置或第二配置中的任一者中；以及振荡驱动器，该振荡驱动器以可调谐的谐振频率驱动可配置储能电路。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，第一对中的感应回路中的每个是被包围在外回路内的内回路，并且外回路是第二对的感应回路。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，在第一配置中，第一对的感应回路在相反的方向承载电流。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，在第二配置中，每个内回路在与其外回路共享的方向上承载电流。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，可调谐的谐振频率在宽度至少为4.0GHz的范围上可调谐。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，每个相应电容元件是叉指电容器。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，第一对感应回路沿第一轴线间隔开，而第二对感应回路沿垂直于第一轴线的第二轴线间隔开，从而形成苜蓿叶图案。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，可调谐的谐振频率在符合无线协议的范围上可调谐。
在一个实施方案中，集成电路的特征进一步在于，在第二配置中，第一对的感应回路在与第二对的感应回路中的电流流动方向相反的共享方向上承载电流。
附图说明
图1A示出了根据本公开的示例的集成电路；
图1B示出了根据本公开的示例的以第一配置操作的图1A的集成电路；
图1C也示出了根据本公开的示例的以第一配置操作的图1A的集成电路；
图1D示出了根据本公开的示例的以第二配置操作的图1A的集成电路；
图1E也示出了根据本公开的示例的以第二配置操作的图1A的集成电路；
图2示出了根据本公开的示例的图1A至1E的集成电路的方面；
图3A示出了根据本公开的示例的另一集成电路；
图3B示出了根据本公开的示例的以第一配置操作的图3A的集成电路；
图3C也示出了根据本公开的示例的以第一配置操作的图3A的集成电路；
图3D示出了根据本公开的示例的以替代配置操作的图3A的集成电路；
图3E还也示出了根据本公开的示例的以替代配置操作的图3A的集成电路；
图4示出了根据本公开的示例的图3A至3E的集成电路的方面；
图5示出了根据本公开的示例的操作储能电路的方法；
图6示出了根据本公开的示例的集成信号发射器；以及
图7示出了根据本公开的示例的另一集成信号发射器。
附图和以下具体实施方式并不限制本公开，而是相反，它们提供了用于理解落入所附权利要求的范围内的所有修改、等同物和替代的基础。具体配置、参数值和示例是说明性的，而不是限制性的。
具体实施方式
本专利申请要求于2019年4月22日提交的美国临时申请号62/837,113的优先权和权益，该临时申请全文以引用方式并入本文。
本公开的示例方面包括一个或多个示例性实施方式，该实施方式使得能够在6GHz频带(5.925GHz至7.125GHz)中进行无线通信(例如
Figure BDA0002460133990000031
)，同时保持与多个频率范围(例如5GHz频带)的向后兼容性。一个或多个示例性实施方式的另一示例方面使得由VCO生成的频率变为三倍。如本文所述，使从VCO接收的频率变为三倍的能力使得高通信频率能够起作用而无需更高的频率VCO。因此，示例性实施方式可以利用较低频率的VCO，该较低频率的VCO比较高频率的VCO汲取更少的功率并且产生更少的相位噪声。
本公开的一个或多个示例的另一示例方面是一个或多个示例使得VCO的(有效)带宽变为三倍。此外，本公开的一个或多个示例提供了一种架构，该架构不仅通过利用相长/相消干涉和混合来使得输入频率变为三倍，而且还消除了来自收发器的不想要的音调(例如，信号的DC分量)。与允许类似的工作频率和宽带宽的现有技术解决方案所需要的相比，本公开的其他示例能够实现高的工作频率和宽带宽，同时消耗更少的功率并且占用更少的空间。
图1A示出了根据本公开的示例的集成电路100。集成电路100包括位于衬底102上的可配置储能电路104。在本公开的一个或多个示例中，衬底102由一种或多种半导体材料组成。储能电路104的组件与处理器124进行信号通信。在本公开的一个或多个示例中，储能电路104和处理器124位于不同的芯片上。在本公开的一个或多个示例中，储能电路104和处理器124位于同一芯片上。可配置储能电路104包括第一感应回路106和第二感应回路108。
感应回路106和感应回路108形成第一对105感应回路。感应回路106包括电感器L1。感应回路108包括电感器L2。感应回路106包围第一电容元件114(C1)和负电阻值(-R)。在本公开的至少一个示例中，可以通过有源晶体管(未示出)来提供负电阻值(-R)。这种有源晶体管还可以向储能电路104提供偏置电流。在本公开的一些示例中，电容元件C1 114包括一组数字可控电容器(未示出)。电容元件C1 114连接到处理器124。处理器124可以使电容元件C1 114的电容改变。在本公开的一个或多个示例中，处理器124通过改变一个或多个数字可控电容器两端的电压来控制电容元件C1 114。电容元件C1 114与感应回路106并联连接。
感应回路108包围第二电容元件(C2)116和负电阻值(-R)。在本公开的一些示例中，电容元件C2 116包括一组数字可控电容器(未示出)。电容元件C2 116连接到处理器124。处理器124可以使电容元件C2 116的电容改变。在本公开的一个或多个示例中，处理器124通过改变一个或多个数字可控电容器两端的电压来控制电容元件C2 116。电容元件C2116与感应回路108并联连接。
可配置储能电路104还包括第三感应回路118和第四感应回路119。感应回路118包括电感器L3，并且感应回路119包括电感器L4。感应回路118包围感应回路106，并且感应回路119包围感应回路108。集成电路104还包括开关装置120。开关装置120包括六个开关，即开关S1、开关S2、开关S3、开关S4、开关S5和开关S6，每个开关由处理器124控制。如图1A所示，感应回路106、感应回路108、感应回路118和感应回路119以及它们的组成部分连接到开关装置120。开关装置120由处理器124控制，以将储能电路104置于两种配置(110、112)中的任何一种中。储能电路104包括以谐振频率驱动储能电路104的振荡驱动器(参见图2的202)。通过处理器124对电容元件C1 114、电容元件C2 116和开关装置120的操作，谐振频率是可调谐的。
在本公开的至少一个示例中，电感器L1(106)的电感为150pH，电感器L2(108)的电感为150pH，电感器L3(118)的电感为350pH，电感器L4(119)的电感为350pH，并且电容元件C1 114和电容元件C2 116的电容可以在0.32pF至1.25pF的范围内调节。-R的绝对值为50欧姆。
图1B示出了根据本公开的示例的在第一时刻以第一配置110操作的集成电路100。开关装置120已将集成电路100置于第一配置110中。在第一配置110中，开关S1和开关S2闭合，而开关S3、开关S4、开关S5和开关S6断开。当储能电路104处于第一配置110中时，响应于从振荡驱动器(参见图2的202)输入的频率，感应回路106与感应回路108并联驱动。如图所示，电流iL1在感应回路106中感应并且在顺时针方向125流动。如图所示，电流iL2在感应回路108中感应并且逆时针方向126流动。当储能电路104处于第一配置110中时，不驱动感应回路118和感应回路119。在第一配置110中，储能电路104以低频模式操作。在低频模式下，储能电路104的输出频率可表示为：
Figure BDA0002460133990000041
其中，L12＝[L1*L2]/[L1+L2]，C＝C1+C2。
图1C示出了以第一配置110操作但是处于与图1B的时刻不同的时刻的集成电路100。在图1C所示的时刻，感应回路106中的感应电流iL1在逆时针方向126流动，而感应电流iL2在感应回路108中在顺时针方向125承载。电流iL1和iL2的方向取决于来自振荡驱动器(参见图2的202)的输入电压的极性。在储能电路104以第一配置110操作期间，储能电路104中的电流方向将在图1B和图1C所示的方向之间交替。
概括地说，当储能电路104在第一配置110中时，如果回路106中的电流iL1顺时针流动，则回路108中的电流iL2将逆时针流动，如图1B所示。类似地，如果回路108中的电流iL2顺时针流动，则电流iL1逆时针流动，如图1C所示。因此，在储能电路104的第一配置110中，第一对105的感应回路106、108在相反的方向承载电流，其中一个回路(例如106)在第一方向(如顺时针124)承载电流，并且另一个回路(例如108)在相反的方向(例如逆时针126)承载电流。
图1D示出了根据本公开的示例的在第一时刻以第二配置112操作的集成电路100。开关装置120已将集成电路100置于第二配置112中。在第二配置112中，开关S1和开关S2断开，而开关S3、开关S4、开关S5和开关S6闭合。当储能电路104在第二配置112中时，响应于从振荡驱动器(参见图2的202)输入的频率，感应回路106与感应回路108并联驱动。当储能电路104在第二配置112中时，感应回路118与感应回路119并联驱动。当储能电路104在第二配置112中时，第一对105感应回路(106、108)与第二对115感应回路(118、119)并联驱动。电流iL1在感应回路106中感应，电流iL2在感应回路108中感应，电流iL3在回路118中感应，并且电流iL4在回路119中感应。电流iL1、iL2、iL3和iL4均在顺时针方向125流动。在第二配置112中，储能电路104以高频模式操作。在高频模式下，储能电路104的输出频率可表示为：
Figure BDA0002460133990000051
其中L1234＝1/[(1/L1)+(1/L2)+(1/L3)+(1/L4)]和C＝C1+C2。在至少一个示例中，当以高频模式操作时，储能电路104的输出信号具有14.125GHz的频率，该频率比图1B至1C的第一(低频)操作模式的10GHz频率高34％。
图1E示出了以第二配置112操作但在与图1D不同的时刻的集成电路100。在图1E所示的时刻，感应电流iL1在感应回路106中逆时针126流动，感应电流iL2在感应回路108中逆时针126流动，感应电流iL3在感应回路118中逆时针126流动，并且感应电流iL4在感应回路119中逆时针126流动。
电流iL1、iL2、iL3和iL4的方向取决于来自振荡驱动器(参见图2的202)的输入电压的极性。在储能电路104以第二配置112操作期间，储能电路104中的电流方向将在图1D所示的方向和图1E所示的方向之间交替。
总之，当储能电路104在第二配置112中时，如果回路106中的电流iL1顺时针流动，则回路108中的电流iL2也将顺时针流动(参见图1D)。类似地，如果回路108中的电流iL2逆时针流动，则电流iL1也逆时针流动(参见图1D)。
因此，在第二配置112中，内部对105的感应回路106、108在共享方向上承载电流。例如，在储能电路104的第二配置112中，两个回路106、108将在顺时针方向124或逆时针方向126承载电流。在第二配置112中，(内)回路106在与(外)回路118相同的方向承载电流，而(内)回路108在与(外)回路119相同的方向承载电流。在第二配置112中，电流iL1、iL2、iL3和iL4在它们相应的回路(106、108、118、119)内在相同(共享)方向流动。
图2示出了根据本公开的示例的集成电路200(例如100)的方面。根据本公开的一个或多个示例，电路200位于衬底上。如在图1A至1E讨论中所指出的，电路200包括第一感应回路106和第二感应回路108。感应回路106和感应回路108形成第一对感应回路。感应回路106包括电感器L1，并且感应回路108包括电感器L2。感应回路106包围电容元件C1 114和负电阻值(-R)。电容元件C1 114连接到处理器(124)。处理器(124)可以使电容元件C1 114的电容改变。电容元件C1 114与感应回路106并联连接。
感应回路108包围第二电容元件(C2)116和负电阻值(-R)。类似于电容元件C1114，电容元件C2 116连接到处理器(124)。在本公开的一个或多个示例中，处理器(124)通过改变电容元件C2 116的一个或多个组件两端的电压来控制电容元件C2 116。如在图1A至1E的讨论中所指出的，电容元件C2 116与感应回路108并联连接。电路200包括第三感应回路118和第四感应回路119。感应回路118包括电感器L3，并且感应回路119包括电感器L4。感应回路118包围感应回路106，并且感应回路119包围感应回路108。
电路200包括振荡驱动器202，该振荡驱动器以谐振频率驱动储能电路104(使储能电路104成为压控振荡器)。在本公开的至少一个示例中，振荡器驱动器202提供负电阻值(-R)和压控电容器(未示出)以用于调谐电容元件C1 114和C2 116。通过处理器(124)对电容元件C1 114、电容元件C2 116和开关装置(120，见图1A至1E)的操作，谐振频率为可调谐的。储能电路104接收输入电压(VDD)208，并且连接到本地接地(GND)204。来自驱动器202的输入谐振频率可调谐为来自储能电路104的输出206。储能电路104被电磁环201围绕。在至少一个示例中，电磁环201由固体金属组成，并且用于使电路200组件(例如，储能电路104)与外部电路(未示出)的不希望的联接最小化。
图3A示出了根据本公开的示例的集成电路300。集成电路300包括位于衬底302上的可配置储能电路304。在本公开的一个或多个示例中，衬底302由一种或多种半导体材料组成。储能电路304的组件与处理器324进行信号通信。在本公开的一个或多个示例中，储能电路304和处理器324位于不同的芯片上。在本公开的一个或多个示例中，储能电路304和处理器324位于同一芯片上。可配置储能电路304包括第一感应回路306和第二感应回路308。
感应回路306和感应回路308形成第一对305感应回路。感应回路306包括电感器L1。感应回路308还包括电感器L2。感应回路306包围第一电容元件(C1)314和负电阻值(-R)。在本公开的一些示例中，电容元件C1 314包括一组数字可控电容器(未示出)。电容元件C1 314连接到处理器324。处理器324可以使电容元件C1 314的电容改变。在本公开的一个或多个示例中，处理器324通过改变一个或多个数字可控电容器两端的电压来控制电容元件C1 314。电容元件C1 314与感应回路306并联连接。
感应回路308包围第二电容元件(C2)316和负电阻值(-R)。在本公开的一些示例中，电容元件C2 316包括一组数字可控电容器(未示出)。电容元件C2 316连接到处理器324。处理器324可以使电容元件C2 316的电容改变。在本公开的一个或多个示例中，处理器324通过改变一个或多个数字可控电容器两端的电压来控制电容元件C2316。电容元件C2316与感应回路308并联连接。
可配置储能电路304还包括第三感应回路318和第四感应回路319。感应回路318包括电感器L3，并且感应回路319包括电感器L4。集成电路300还包括开关装置320。开关装置320包括四个开关，即开关S1、开关S2、开关S3和开关S4，每个开关由处理器324控制。如图3A所示，感应回路306、感应回路308、感应回路318和感应回路319及其组成部分连接到开关装置320。开关装置320由处理器324控制，以将储能电路304置于两种配置(310、312)中的任何一种中。储能电路304包括以谐振频率驱动储能电路304的振荡驱动器(参见图4)。通过处理器324对电容元件C1 314、电容元件C2 316和开关装置320的操作，谐振频率是可调谐的。
在本公开的至少一个示例中，L1(306)、L2(308)、L3(318)和L4(319)的电感为330pH，电容元件C1(314)和电容元件C2(316)的电容可在0.32pF至1.25pF的范围上调节，并且-R的绝对值为50欧姆。
图3B示出了根据本公开的示例的在第一时刻以第一配置310操作的集成电路300。开关装置320已将集成电路300置于第一配置310中。在第一配置310中，开关S1和开关S2闭合，而开关S3和开关S4断开。当储能电路304在第一配置310中时，响应于从振荡驱动器(参见图4中的402)输入的频率，感应回路306与感应回路308并联驱动。如图所示，电流iL1在感应回路306中感应并且在顺时针方向125流动。如图所示，电流iL2在感应回路308中感应并且逆时针方向126流动。因此，在第一配置310中，第一对305的感应回路(306、308)在相反的方向上承载电流。当储能电路304处于第一配置310中时，不驱动感应回路318和感应回路319。
在储能电路304的第一配置310中，储能电路304以低频模式操作。在低频模式下，储能电路304的输出频率可表示为：
Figure BDA0002460133990000081
其中，L12＝L12＝[L1*L2]/[L1+L2]，C＝C1+C2。
图3C示出了以第一配置310操作但是处于与图3B不同的时刻的集成电路300。在图3C所示的时刻，感应回路306中的感应电流iL1在逆时针方向126流动，而感应电流iL2在顺时针方向125承载。电流iL1和iL2的方向取决于来自振荡驱动器(参见图4的402)的输入电压的极性。在储能电路304以第一配置310操作期间，储能电路304中的电流方向将在图3B和图3C所示的方向之间交替。
当储能电路304在第一配置310中时，如果回路306中的电流iL1顺时针125流动，则回路308中的电流iL2将逆时针126流动，如图3B中所示。类似地，如果回路308中的电流iL2顺时针125流动，则电流iL1逆时针126流动，如图3C中所示。因此，在储能电路304的第一配置310中，第一对305的感应回路306、308在相反的方向承载电流，其中一个回路(例如306)在第一方向(如顺时针125)承载电流，并且另一个回路(例如308)在相反的方向(例如逆时针126)承载电流。
图3D示出了根据本公开的示例的在第一时刻以第二配置312操作的集成电路300。在图3D中，开关装置320已将集成电路300置于第二配置312中。在第二配置312中，开关S1和开关S2断开，而开关S3和开关S4闭合。当储能电路304在第二配置312中时，响应于从振荡驱动器(参见图4)输入的频率，感应回路306与感应回路308并联驱动。当储能电路304在第二配置312中时，感应回路318与感应回路319并联驱动。当储能电路304在第二配置312中时，第一对305感应回路(306、308)与第二对315感应回路(318、319)并联驱动。
在第二配置312中，储能电路304以高频模式操作。在高频模式下，储能电路304的输出频率可表示为：
Figure BDA0002460133990000082
其中L1234＝1/[(1/L1)+(1/L2)+(1/L3)+(1/L4)]和C＝C1+C2。电流iL1在感应回路306中感应，电流iL2在感应回路308中感应，电流iL3在回路318中感应，并且电流iL4在回路319中感应。如图3D所示，电流iL1和iL2顺时针125流动，而电流iL3和iL4逆时针126流动。在至少一个示例中，当以高频模式操作时，储能电路304的输出信号具有15.2GHz的频率，该频率比图3B至3C的第一(低频)操作模式的9.8GHz频率高43％。
图3E示出了以第二配置312操作但是处于与图3D不同的时刻的集成电路300。在图3E所示的时刻，感应回路306中的感应电流iL1在逆时针方向126流动，并且感应电流iL2也在逆时针方向126承载。储能电路304中的电流方向取决于来自振荡驱动器(参见图4的402)的输入电压的极性。在储能电路304以第二配置312操作期间，储能电路304中的电流方向将在图3D所示的方向和图3E所示的方向之间交替。
当储能电路304在第二配置312中时，如果回路306中的电流iL1顺时针流动，则回路308中的电流iL2也将顺时针流动(参见图3D)。类似地，如果回路308中的电流iL2逆时针125流动，则电流iL1也逆时针流动(参见图3E)。因此，在储能电路304的第二配置312中，第一对305的电感回路306、308总是在彼此相同的方向承载电流。
当储能电路304在第二配置312时，如果回路306中的电流iL1和回路308中的电流iL2顺时针流动，则电流iL3将绕回路318逆时针126流动，并且电流iL4将绕回路319逆时针126流动(参见图3D)。类似地，当储能电路304在第二配置312中时，如果回路306中的电流iL1和回路308中的电流iL2逆时针126流动，则电流iL3将绕回路318顺时针126流动，并且电流iL4将绕回路319顺时针125流动(参见图3E)。
因此，当储能电路304在第二配置312中时，感应回路306和感应回路308在共享方向上承载电流。例如，电流iL1和电流iL2都将顺时针125流动，如图3D所示，或者电流iL1和电流iL2都将逆时针流动，如图3D所示。
在第二配置312中，感应回路318和感应回路319在共享方向上承载电流，例如，电流iL3和电流iL4都将逆时针126流动，如图3D所示，或者电流iL3和电流iL4都将顺时针125流动，如图3E所示。
因此，在储能电路304的第二配置312中，第一对305的感应回路306、308在与第二对315的感应回路318、319电流流动方向(例如，逆时针126，参见图3D)相反的共享方向(例如，顺时针125，参见图3D)承载电流。在储能电路304中电流流动的方向关系在图3E中类似地示出，其中第一对305的感应回路306、308在与第二对315的感应回路318、319中的电流流动方向(顺时针125)相反的共享方向(逆时针126)承载电流。
图4示出了根据本公开的示例的集成电路400(例如300)的方面。在本公开的至少一个示例中，集成电路400的储能电路304位于衬底(302)上。储能电路304被电磁(EM)环401围绕。集成电路400包括驱动器402，该驱动器驱动储能电路304的组件。在至少一个示例中，EM环401由固体金属组成，并且用于使得电路400组件(例如，储能电路304)与其他电路(未示出)的不希望的联接最小化。储能电路304包括第一感应回路306和第二感应回路308。感应回路306和感应回路308形成第一对305感应回路。感应回路306包括电感器L1。感应回路308还包括电感器L2。感应回路306包围电容元件(C1)314和负电阻值(-R)。在本公开的一些示例中，电容元件C1 314连接到处理器(例如，324)。处理器(324)可以使电容元件C1 314的电容改变。电容元件C1 314与感应回路306并联连接。
感应回路308包围第二电容元件316(C2)和负电阻值(-R)。在本公开的一些示例中，电容元件C2 316连接到可以控制电容元件C2 316的电容的处理器(例如324)。电容元件C2 316与感应回路308并联连接。
电路400还包括第三感应回路318和第四感应回路319。感应回路318包括电感器L3，并且感应回路319包括电感器L4。在本公开的至少一个示例中，电路400连接到开关装置(例如320)。开关装置(320)由处理器(324)控制，以将电路400置于两种操作配置(310、312)中的任一种中。电路400包括以谐振频率驱动储能电路304的振荡驱动器402。通过处理器(324)对电容元件C1 314、电容元件C2 316和开关装置(320，见图3A至3D)的操作，谐振频率是可调谐的。电路400接收输入电压408，并且连接到本地接地404。来自驱动器402的输入谐振频率可调谐为来自电路400的输出406(使储能电路304成为压控振荡器)。
如图4所示，第一对305感应回路沿第一轴线410间隔开，并且第二对感应回路315沿垂直于第一轴线410的第二轴线412间隔开，从而形成具有四折对称的图案322。
图5示出了根据本发明的示例的用于操作储能电路(例如104、304)的方法500。方法500包括以第一配置(例如110、310)在储能电路(例如104、304)处接收505驱动信号。该驱动信号可以来自振荡驱动器(例如202、402)。方法500还包括基于驱动信号以第一配置(例如110、310)驱动507储能电路(例如104、304)。方法500还包括使用开关装置(120、320)将储能电路(例如104、304)置于509第二配置(例如112、312)中。
在本公开的至少一个示例中，以第一配置(例如110、310)驱动507储能电路(例如104、304)包括并联驱动第一对中的(例如105、305)回路。在一些示例中，第一对(例如105)中的每个感应回路(例如106、108)包围与该感应回路(例如105)并联连接的对应的电容元件(例如114、116)。方法500还包括响应于将储能电路(例如104、304)置于第二配置(例如112、312)中，驱动511与第一对(例如305)回路并联的第二对(例如315)感应回路。
在本公开的一些示例中，在方法500中，基于驱动信号以第一配置(例如110、310)驱动储能电路(例如104、304)包括使得第一对(例如，105、305)的感应回路在相反的方向承载电流(例如，参见图1B至1C和图3B至3C)。在本公开的至少一个示例中，方法500还包括：响应于将储能电路(例如104、304)置于第二配置(例如112、312)中，使第一对(例如，105、305)的感应回路在共享方向上承载电流(例如，参见图1D至1E和图3D至3E)。
图6示出了根据本公开的示例的集成信号发射器600。集成信号发射器600可以是集成Wi-Fi信号发射器。集成信号发射器600包括压控振荡器(VCO)602(例如104、304)。VCO602产生具有可调谐参考频率的信号603。在本公开的至少一个示例中，VCO 602产生信号603，该信号的(参考)频率在9.8GHz至14.25GHz的范围上是可调谐的。在一些示例中，VCO602产生信号603，该信号具有在至少10GHz至14.125GHz的范围上可调谐的频率。根据本公开，VCO 602可以用于产生在其他范围上可调谐的信号603。发射器600还包括分频器(M/D)604，该分频器将参考信号603转换为同相载波信号(I)606和正交半频载波信号(Q)608，它们各自的频率为参考信号603的频率的一半。因此，当VCO 602在9.8GHz至14.25GHz范围内工作时，输出信号(I)606和(Q)608在4.9GHz至7.125GHz范围内工作。发射器600还包括混合器610，该混合器通过将同相载波信号(I)606和正交半频载波信号606与同相Wi-Fi调制信号(I)614和正交Wi-Fi调制信号(Q)616进行组合来产生发射信号(RFout)612。如图6的示例中所示，输出引脚618将发射信号(RFout)612联接到天线620。
根据本公开的一个或多个示例，VCO 602包括衬底(例如102、302)上的可配置储能电路(例如104、304)。VCO 602包括以第一配置(例如110、310)和第二配置(例如，112、312)中的每一者并联驱动的第一对(例如，105、305)感应回路(例如106、108、306、308)。在一些示例中，第一对(105、305)中的每个感应回路包围与该感应回路(例如106、108、306、308)并联连接的对应的电容元件(例如114、116、314、316)。VCO 602还包括第二对(例如115、315)感应回路，该第二对感应回路在第二配置中与第一对回路并联驱动，而在第一配置中不被驱动。VCO 602还包括开关装置(例如120、320)，该开关装置选择性地(交替地)将可配置储能电路(例如104、304)置于第一配置(例如110、310)或第二配置(例如112、312)中的任一者。VCO 602还包括振荡驱动器(例如202、402)，该振荡驱动器以可调谐的谐振频率来驱动可配置储能电路(例如104、304)。
图7示出了根据本公开的示例的集成信号发射器700。集成信号发射器700可以是Wi-Fi发射器。集成信号发射器700包括VCO 702(例如104、304)，该VCO产生具有在至少3.33GHz至4.83GHz的范围上可调谐的频率(α)的参考信号S-1。信号S-1被输出到范围扩展电路703。在本公开的至少一个示例中，范围扩展电路703基于信号S-1来产生信号722，该信号722的频率是信号S-1的频率的三倍。与本公开的一些示例一致，VCO 702可以产生参考信号S-1，该参考信号的频率(α)在其他范围上是可调谐的。信号S-1的值对应于三角函数cos(α)。信号S-1在多相滤波器(PF1)706处由范围扩展电路703接收。多相滤波器PF1 706产生S-1的副本(同相参考信号708)和信号S-2。信号S-2与信号S-1相同，不同之处在于信号S-2与信号S-1异相90度，使信号S-2成为正交相参考信号。同相参考信号708和正交相参考信号S-2具有与参考信号S-1相同的频率(α)。信号S-1对应于cos(α)函数，信号S-2对应于sin(α)函数(因为S-2与信号S-1异相90度)。如图所示，发射器700还包括混合器(M1)710。混合器M1710将参考信号S-1与正交相参考信号S-2组合，以产生频率为参考信号S-1的频率的两倍的信号S-3(双频信号)。即，混合器M1 710将cos(α)乘以sin(α)以产生信号S-3。如三角学中已知的，cos(α)*sin(α)＝1/2*sin(2α)-1/2*sin(0)。由于零的sin为零，因此删除了-1/2*sin(0)项。因此，信号S-3对应于函数1/2*sin(2α)，并且没有“直流”(DC)分量。信号S-3的频率(2α)是信号S-1的频率的两倍。而且，信号S-3不含任何DC分量的事实对于发射器700的操作是有利的。信号S-3从混合器M1 710输出到第二多相滤波器(PF2)714。多相滤波器PF2 714包括一个或多个放大器(未示出)，该放大器使信号S-3的振幅加倍(2*0.5＝1)以产生信号S-4(cos(2α))和信号S-5(sin(2α))。多相滤波器PF2714因此从双频信号S-3导出同相双频信号，即信号S-4，和正交相双频信号，即信号S-5。同相双频信号S-4和正交相双频信号S-5各自的频率(2α)是信号S-1的频率(α)的两倍。发射器700还包括混合器装置720。信号S-1、S-2、S-4和S-5被馈送到混合器装置720。值得注意地，通过产生信号S-4和S-5，多相滤波器PF2 714使范围扩展电路703能够分离想要的音调(sin(3α))和不想要的音调(sin(α))，这使得混合器装置720能够产生信号S-8。混合器装置720将S-1(同相参考信号708)和正交相参考信号S-2与同相双频信号S-4和正交相双频信号进行组合以产生频率是参考信号S-1的频率的三倍的信号722(S-8)(三频信号)。在混合器装置720内，混合器M2 738将信号S-2(sin(α))与信号S-4(cos(2α))相乘以产生信号S-6。因为cos(2α)*sin(α)等于1/2*sin(3α)-1/2*sin(α)，所以信号S-6对应于函数1/2*sin(3α)-1/2*sin(α)。混合器M3 740将信号S-1(cos(α))与信号S-5(sin(2α))相乘以产生信号S-7。由于cos(α)*sin(2α)等于1/2*sin(3α)加1/2*sin(α)，因此信号S-7对应于函数1/2*sin(3α)+1/2*sin(α)。
信号S-6和信号S-7被输出到加法电路742。加法电路742将信号S-6(1/2*sin(3α)-1/2*sin(α))与信号S-7(1/2*sin(3α)+1/2*sin(α))相加以产生信号S-8。由于方程1/2*sin(3α)-1/2*sin(α)+1/2*sin(3α)+1/2*sin(α)简化为1/2*sin(3α)+1/2*sin(3α)，因此信号S-8对应于函数sin(3α)。因此，信号S-8(3α)的频率是来自VCO 702的信号S-1(α)的频率的三倍。
在本公开的至少一个示例中，发射器700还包括输出电路733，该输出电路在分频器M/D 724处接收信号S-8。分频器M/D 724将三频信号S-8(722)转换为半三频同相载波信号(I)726和正交载波信号(Q)728。在至少一个示例中，发射器700还包括调制混合器M4730，该调制混合器通过将半三频同相载波信号(I)726和正交载波信号(Q)728与同相Wi-Fi调制信号734和正交Wi-Fi调制信号736组合来产生发射信号RFout 732。通常，发射信号RFout 732被输出到一个或多个天线(未示出)。
本公开的示例还包括以下枚举实施例：
1.一种集成电路300，该集成电路包括衬底302；可配置储能电路304，该可配置储能电路位于衬底上，该可配置储能电路包括：以第一配置310和第二配置312中的每一者并联驱动的第一对305感应回路306、308，第一对305中的感应回路306、308中的每一者包围与该感应回路306、308并联连接的相应电容元件314、316；第二对315感应回路316、318，该第二对感应回路在第二配置312中与第一对305回路并联驱动，而在第一配置310中不被驱动；以及开关装置320，该开关装置选择性地将可配置储能电路304置于第一配置和第二配置中的任一者；以及振荡驱动器202，该振荡驱动器以可调谐的谐振频率驱动可配置储能电路。
2.根据实施例1所述的集成电路，其中每个相应电容元件314、116是叉指电容器。
3.根据实施例1或2所述的集成电路，其中第一对中的感应回路中的每个是被包围在外回路内的内回路，该外回路是第二对的感应回路。
4.根据实施例1或2或3所述的集成电路，其中至少在第一配置中，第一对的感应回路在相反的方向承载电流。
5.根据实施例1或2或3或4所述的集成电路，其中在第二配置中，第一对的感应回路在共享方向上承载电流。
6.根据实施例3所述的集成电路，其中在第二配置中，每个内回路在与其外回路的共享方向上承载电流。
7.根据前述实施例中任一项所述的集成电路，其中可调谐的谐振频率在至少10GHz至14.125GHz的范围上可调谐。
8.根据实施例2所述的集成电路，其中第一对305感应回路沿第一轴线间隔开，而第二对感应回路315沿垂直于第一轴线的第二轴线间隔开，从而形成具有四折对称的图案。
9.根据实施例8所述的集成电路，其中至少在第一配置中，第一对的感应回路在相反的方向承载电流。
10.根据实施例8或9所述的集成电路，其中在第二配置中，第一对的感应回路在与第二对的感应回路中的电流流动方向相反的共享方向上承载电流。
11.根据实施例8或9或10所述的集成电路，其中可调谐的谐振频率在至少9.8GHz至15.2GHz的范围上可调谐。
12.根据前述实施例中任一项所述的集成电路，其中振荡驱动器包括能够对可调谐的谐振频率进行调谐的电压可调谐电容。
13.一种集成Wi-Fi信号发射器，包括：压控振荡器(VCO)602，该压控振荡器产生可在至少10GHz至14.125GHz范围上可调谐的参考频率503；分频器504，该分频器将参考频率603转换成同相载波信号(I)606和正交半频载波信号(Q)608；混合器610，该混合器通过将同相载波信号和正交半频载波信号与同相Wi-Fi调制信号(I)614和正交Wi-Fi调制信号(Q)616组合而产生发射信号(RFout)612；以及输出引脚618，该输出引脚将发射信号(RFout)612联接到天线。
14.根据实施例13所述的集成Wi-Fi信号发射器，其中VCO包括：可配置储能电路，该可配置储能电路位于衬底上，该可配置储能电路包括：第一对感应回路，该第一对感应回路以第一配置和第二配置中的每一者并联驱动，第一对中的感应回路中的每个包围与该感应回路并联连接的相应电容元件；第二对感应回路，该第二对感应回路在第二配置中与第一对回路并联驱动，而在第一配置中不被驱动；以及开关装置，该开关装置选择性地将可配置储能电路置于第一配置和第二配置中的任一者；以及振荡驱动器，该振荡驱动器以可调谐的谐振频率驱动可配置储能电路。
15.根据实施例13或14所述的集成Wi-Fi信号发射器，其中第一对中的感应回路中的每个是被包围在外回路内的内回路，该外回路是第二对的感应回路。
16.根据实施例13或14所述的集成Wi-Fi信号发射器，其中第一对感应回路沿第一轴线间隔开，而第二对感应回路沿垂直于第一轴线的第二轴线间隔开，从而形成具有四折对称的图案。
17.一种制造具有片上压控振荡器的集成电路的方法，该方法包括：在集成电路衬底上提供可配置储能电路，该可配置储能电路包括：第一对感应回路，该第一对感应回路以第一配置和第二配置中的每一者并联驱动，第一对中的感应回路中的每个包围与该感应回路并联连接的相应电容元件；第二对感应回路，该第二对感应回路在第二配置中与第一对回路并联驱动，而在第一配置中不被驱动；以及开关装置，该开关装置选择性地将可配置储能电路置于第一配置和第二配置中的任一者；并且联接振荡驱动器以可调谐的谐振频率驱动可配置储能电路，该振荡驱动器包括能够对可调谐的谐振频率进行调谐的电压可调谐电容器。
18.根据实施例17所述的方法，其中第一对中的感应回路中的每个是被包围在外回路内的内回路，该外回路是第二对的感应回路。
19.根据实施例17或18所述的方法，其中可调谐的谐振频率在至少10GHz至14.125GHz的范围上可调谐。
20.根据实施例17所述的方法，其中在具有四折对称的图案中，第一对感应回路沿第一轴线间隔开，而第二对感应回路沿垂直于第一轴线的第二轴线间隔开。
21.根据实施例17至20中任一项所述的方法，其中可调谐的谐振频率在至少9.8GHz至15.2GHz的范围上可调谐。
22.一种集成Wi-Fi信号发射器700，包括：压控振荡器(VCO)702，该压控振荡器产生参考信号704，该参考信号的参考频率在至少3.33GHz至4.83GHz的范围上可调谐；第一滤波器706，该第一滤波器从参考信号导出同相参考信号708和正交相参考信号709，同相参考信号和正交相参考信号具有参考频率；第一混合器M1 710，该第一混合器将同相参考信号704与正交相参考信号709组合以产生双频信号712；第二滤波器714，该第二滤波器从双频信号712导出同相双频信号716和正交相双频信号718，同相双频信号和正交相双频信号各自具有参考频率的两倍的频率；以及混合器720装置，该混合器装置将参考信号704和正交相参考信号709与同相双频信号716和正交相双频信号718组合以产生三频信号722。
23.根据实施例22所述的集成Wi-Fi信号发射器，进一步包括：分频器M/D 724，该分频器将三频信号转换为半三频同相载波信号(I)726和正交载波信号(Q)728；以及调制混合器M4 730，该调制混合器通过将半三频同相载波信号和正交载波信号与同相Wi-Fi调制信号(I)734和正交Wi-Fi调制信号(Q)736组合来产生发射信号RFout 732。
24.根据实施例22所述的集成Wi-Fi信号发射器，其中混合器装置包括：第二混合器，该第二混合器将同相参考信号与正交相双频信号组合以产生具有正谐波的第一上转变信号；第三混合器，该第三混合器将正交相参考信号与同相双频信号组合以产生具有负谐波的第二上转变信号；以及加法电路，该加法电路对第一上转变信号和第二上转变信号求和以产生三频信号。
25.根据实施例22所述的集成Wi-Fi信号发射器，其中混合器装置包括：混合器，该混合器将同相参考信号与正交相双频信号组合以产生第一上转变信号。在至少一个实施例中，第一上转变参考具有正谐波。混合器装置还包括：第三混合器，该第三混合器将正交相参考信号与同相双频信号组合以产生第二上转变信号。在至少一些实施例中，第二上转变信号的特征在于负谐波。混合器装置还包括：加法电路，该加法电路对第一上转变信号和第二上转变信号求和以产生三频信号。
尽管出于解释的目的可将本文所述的操作顺次列出，但在实践当中，该方法可通过多个部件同时操作来进行，并且甚至可能推测性地进行以实现无序操作。所述的顺次论述并不旨在构成限制。修改、等同和替代对本领域技术人员而言应是显而易见的。意图将以下权利要求书解释为包含所有这样的修改、等同和替代。

Claims (10)

1.一种集成电路，其特征在于包括：
衬底；
可配置储能电路，所述可配置储能电路位于所述衬底上，所述可配置储能电路包括：
第一对感应回路，所述第一对感应回路在第一配置和第二配置中的每一者中并联驱动，所述第一对中的所述感应回路中的每个包围与所述感应回路并联连接的相应电容元件；
第二对感应回路，所述第二对感应回路在所述第二配置中与所述第一对回路并联驱动，所述第二对感应回路在所述第一配置中不被驱动；和
开关装置，所述开关装置交替地将所述可配置储能电路置于所述第一配置或所述第二配置中的任一者中；和
振荡驱动器，所述振荡驱动器以能够调谐的谐振频率驱动所述可配置储能电路。
2.根据权利要求1所述的集成电路，其特征进一步在于所述第一对中的所述感应回路中的每个是被包围在外回路内的内回路，并且所述外回路是所述第二对的感应回路。
3.根据权利要求2所述的集成电路，其特征进一步在于，在所述第一配置中，所述第一对的所述感应回路在相反的方向承载电流。
4.根据权利要求2或权利要求3所述的集成电路，其特征进一步在于，在所述第二配置中，每个内回路在与其外回路的共享方向上承载电流。
5.根据权利要求1到3中的任一项所述的集成电路，其特征进一步在于所述能够调谐的谐振频率在宽度至少为4.0GHz的范围上为能够调谐的。
6.根据权利要求1到3中的任一项所述的集成电路，其特征进一步在于每个相应电容元件是叉指电容器。
7.根据权利要求1所述的集成电路，其特征进一步在于所述第一对感应回路沿第一轴线间隔开，并且所述第二对感应回路沿垂直于所述第一轴线的第二轴线间隔开，从而形成苜蓿叶图案。
8.根据权利要求1或权利要求7所述的集成电路，其特征进一步在于所述能够调谐的谐振频率在符合无线协议的范围上为能够调谐的。
9.根据权利要求7所述的集成电路，其特征进一步在于，在所述第一配置中，所述第一对的所述感应回路在相反的方向承载电流。
10.根据权利要求7所述的集成电路，其特征进一步在于，在所述第二配置中，所述第一对的所述感应回路在与所述第二对的所述感应回路中的电流流动方向相反的共享方向上承载电流。
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