CN109150109A - 无线电信号处理装置、半导体装置和振荡频率变化校正法 - Google Patents

无线电信号处理装置、半导体装置和振荡频率变化校正法 Download PDF

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Abstract

本公开涉及无线电信号处理装置、半导体装置和振荡频率变化校正法。即使在伴随着功率放大器的放大操作的振荡器的干扰量和极性不恒定的情况下，也可以抑制振荡器的振荡频率的变化。振荡器被配置为能够以根据控制信号Vcont和FREQ_CTRL的振荡频率振荡。锁相环使用控制信号Vcont允许振荡器与参考信号RELCLK同步输出振荡信号Vout。功率放大器放大振荡信号Vout的电功率。在引起与振荡器的干扰的功率放大器开始放大操作之后，变化检测单元检测控制信号Vcont相对于时间改变的变化。变化校正单元基于由变化检测单元检测到的变化产生控制信号FREQ_CTRL，并且校正伴随着功率放大器的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化。

Description

无线电信号处理装置、半导体装置和振荡频率变化校正法
相关申请的交叉引用
2017年6月15日提交的日本专利申请No.2017-117757的公开(包括说明书、附图和摘要)通过引用整体并入本文。
技术领域
本发明涉及无线电信号处理装置和半导体装置，以及包括例如被配置为使得其振荡频率可以变化的振荡器的无线电信号处理装置和半导体装置。
此外，本发明涉及振荡频率变化校正方法和例如使振荡器的振荡频率的变化被校正的振荡频率变化校正方法。
背景技术
作为相关技术的示例，日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285公开了一种用于MCA(多信道接入)的直接调制FSK(频移键控)发送器。日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285中描述的用于MCA的直接调制FSK发送器具有锁相环(PLL)、压控振荡器(VCO)和发送功率放大器。在日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285中，压控振荡器被控制以便允许锁相环输出具有用于特定通道的目标频率的振荡信号。
在日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285中描述的用于MCA的直接调制FSK发送器中，如果当开始无线电发送时使供应给发送功率放大器的电功率被接通，则发送功率放大器的输入阻抗被改变，并且由于输入阻抗的改变而使布置在发送功率放大器的前一级中的压控振荡器的振荡频率被改变。日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285描述了为了抑制当开始向发送功率放大器供应电功率时的振荡频率的变化，将用于接通或关断发送功率放大器的控制信号添加到压控振荡器以消除振荡频率的变化。
另外，作为相关技术的另一个示例，日本专利No.5668082公开了用于通信的RFIC(射频集成电路)。日本专利No.5668082中描述的RFIC具有包括LC振荡器的PLL电路。日本专利No.5668082描述了在发送输出级中的放大器被接通或断开的情况下，电源线的电压变化，并且由于电压的变化，PLL电路可能被解锁。为了解决日本专利No.5668082中的解锁问题，根据供应给引起噪声的放大器的控制信号来控制LC振荡器的电容值。由此，能够抑制由放大器的状态改变引起的振荡频率的变化。
发明内容
在日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285和日本专利No.5668082中，当发送功率放大器被接通时，振荡器的振荡频率被预定校正量校正。由此，可以消除由于发送功率放大器的状态改变而引起的振荡频率的变化。然而，由于在日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285和日本专利No.5668082中振荡频率的校正量是固定的，所以存在一些情况下不能抑制振荡频率的变化的问题。
从说明书和附图的描述中，其它问题和新颖特征将变得明显。
根据一个实施例，一种无线电信号处理装置包括：变化检测单元，其在功率放大器的操作之后检测由锁相环输出到振荡器的第一控制信号的变化；以及变化校正单元，其基于所检测到的变化产生第二控制信号，以校正伴随着功率放大器的放大操作的干扰引起的振荡器的振荡频率的变化。
根据上述实施例，即使在伴随着功率放大器的放大操作的振荡器的干扰量和极性不恒定的情况下，也可以抑制振荡器的振荡频率的变化。
附图说明
图1是示出根据第一实施例的包括无线电信号处理装置的无线电发送装置的框图；
图2是示出振荡器的配置示例的框图；
图3A至图3C是分别示出粗调可变容量部、细调可变容量部和校正可变容量部的配置示例的框图；
图4是示出锁相环的配置示例的框图；
图5是示出变化检测单元和变化校正单元的配置示例的框图；
图6是表示控制信号Vcont的波形图；
图7A是示出控制信号Vcont与振荡频率之间的关系的曲线图，并且图7B是示出控制信号FREQ_CTRL与振荡频率之间的关系的曲线图；
图8是示出无线电发送装置的各单元的操作波形的时序图；
图9是示出包含无线电发送装置的半导体装置的框图；
图10是示出数字PLL的配置示例的框图；
图11是示出能够在第二实施例中使用的变化检测单元的配置示例的框图；
图12是示出修改示例中的变化检测单元的配置示例的框图；
图13是示出第三实施例中的变化校正单元的配置示例的框图；
图14是示出校正表格的具体示例的图；
图15是示出极坐标调制系统的无线电发送装置的框图；
图16是示出LDO调节器和功率放大器的框图；
图17是示出用于考虑的无线电发送装置的框图；
图18是用于解释振荡器和匹配电路之间的干扰动作的模型图；和
图19是示出发生解锁情况下的操作的示例的时序图。
具体实施方式
在描述实施例之前，将描述由本发明考虑的事项。图17示出了用于考虑的无线电发送装置。无线电发送装置200具有锁相环(PLL)201、振荡器(VCO)202、功率放大器(PA)203、匹配电路204、参考信号产生电路205、PLL控制单元206和PA控制单元207。
振荡器202以根据从锁相环201输出的控制信号(其电压)Vcont的振荡周期振荡，并输出振荡信号Vout。另外，振荡器202被配置为能够根据从PLL控制单元206输出的控制信号FREQ_BAND来调节振荡频率。此外，VCO 202被配置为能够根据从PLL控制单元206输出的控制信号MOD_VCO来改变振荡频率。
锁相环201包括例如相位频率检测器、电荷泵、低通滤波器和分频器。锁相环201通过输出到振荡器202的控制信号Vcont将由振荡器202输出的振荡信号Vout与从参考信号产生电路205输入的参考信号REFCKL同步。此外，锁相环201通过根据从PLL控制单元206输出的控制信号DIV_PLL改变划分振荡信号Vout的分频器的分频比来改变振荡器202的振荡频率。例如，锁相环201将分频器的输出信号作为信号PLLCLK输出到PLL控制单元206。
功率放大器203放大由振荡器202输出的振荡信号Vout的电功率。由功率放大器203输出的信号Pout通过匹配电路204从天线发送。通常，匹配电路204包括用于将功率放大器203输出的不平衡信号转换为平衡信号的平衡-不平衡转换器(平衡/不平衡)。
PLL控制单元206控制锁相环201和振荡器202。PLL控制单元206将控制信号FREQ_BAND输出到振荡器202，并且校准振荡器202的振荡频率，使得振荡器202的振荡频率变为期望频率。另外，PLL控制单元206根据发送数据改变输出到振荡器202的信号MOD_VCO，并根据发送数据调制振荡器202输出的振荡信号Vout。此外，PLL控制单元206通过根据发送数据改变输出到锁相环201的信号DIV_PLL来根据发送数据调制振荡器202输出的振荡信号Vout。
PA控制单元207控制功率放大器203。PA控制单元207通过输出到功率放大器203的控制信号PA_ON来控制功率放大器203的导通/关断。另外，PA控制单元207通过输出到功率放大器203的信号POWER_CODE来控制功率放大器203中的无线电信号的放大程度。PA控制单元207控制功率放大器203，使得通过例如分阶段地增大控制信号POWER_CODE的值来分阶段地增大无线电信号的发送电功率。
例如，诸如BLE(蓝牙(注册商标)Low Energy)或ZigBee(注册商标)的短距离无线电系统采用这样的配置，其中具有使用锁相环201准确控制的振荡频率的振荡器202的输出被直接输入到功率放大器203以减小电流，如图17中所示。该系统被称为“直接调制系统”。另外，图17中所示的无线电发送装置200采用两点调制系统，其中在锁相环201和振荡器202的总共两个点处执行调制。在直接调制系统中，发送输出(Pout)的频率frf等于振荡器202的振荡频率fvco。
这里，近年来需要减少印刷电路板上的组件数量，并且作为设计趋势，包括用于功率放大器203的平衡-不平衡转换器的匹配电路204被结合到IC(集成电路)中。在IC中形成匹配电路204的情况下，不需要在印刷电路板上安装诸如用于平衡-不平衡转换器的电感器的组件，并且无线电发送器的成本可以降低。
通常，振荡器202被配置为包括具有电感器和电容器的LC振荡电路。另外，平衡-不平衡转换器被配置为包括电感器。在这种情况下，如果功率放大器203输出具有相对高的发送电功率的信号，则在匹配电路204的平衡-不平衡转换器与振荡器202的电感器之间会发生诸如磁耦合之类的干扰动作。如果振荡器202的振荡频率由于干扰动作而变化很大，则存在锁相环201被解锁的问题。
图18是用于解释振荡器202和匹配电路204之间的干扰动作的模型图。在图18中，包括在振荡器202中的电感器(其电感)由L1表示，并且包括在匹配电路204中的电感器(其电感)由L2表示。在振荡器202中，假定电流(AC(交流))i1在电感器L1中流动，并且电流(AC)i2在功率放大器203的输出侧(匹配电路204)上的电感器L2中流动。
在上述配置中，如果在电感器L1与电感器L2之间发生磁耦合，则电感器L1的有效电感从L1变为Leff。有效电感Leff由下式定义，其中M是预定系数。
Leff＝L1+(i2/i1)M
从上式可以理解，有效电感的变化量与功率放大器203侧的电流i2成比例，并且与振荡器202侧的电流i1成反比。因此，随着功率放大器203中的发送电功率的放大程度越高，即，随着发送功率越高，则振荡器202中的有效电感的变化量也增大。
有效电感的改变起到改变振荡器202中的振荡频率的作用。在发送功率不那么高的情况下，有效电感的变化相对较小。在这种情况下，即使振荡器202的振荡频率将根据有效电感的变化而变化，由振荡器202输出的振荡信号Vout的频率也可以由于锁相环201输出的控制信号Vcont的改变而保持在恒定频率。但是，当根据有效电感的变化的振荡器202的振荡频率的改变量超过锁相环201的锁定范围允许值时，锁相环201不能将振荡器VCO 202的振荡频率保持在期望频率。即，锁相环201被解锁。
图19示出了解锁发生的情况下的操作的示例。在时刻t0，无线电发送装置200被激活，并且进行诸如偏置设置的通电时的操作。此时，功率放大器203还未被激活，并且发送电功率未被放大(参见图19C)。之后，PLL控制单元206在时刻t1开始校准振荡器202的振荡频率。振荡频率的校准是振荡频率的粗调操作。在振荡频率的校准中，在通过控制信号FREQ_BAND改变VCO 202的LC谐振电路的容量部组的设置的同时监测振荡频率，并且获得使得振荡频率变得接近目标频率的容量部组的设置(参见图19A)。换句话说，使得振荡频率接近目标频率的控制信号FREQ_BAND的值是固定的。振荡频率的校准是在没有形成锁相环201的反馈环路并且从锁相环201输出具有恒定电压的控制信号Vcont的状态下进行的。
当进行校准并且振荡器202的振荡频率变得接近目标频率时，PLL控制单元206允许锁相环201在时刻t2操作。通过锁相环201的相位拉入处理(跟踪操作)(参见图19B)，振荡器202的振荡频率被准确地控制以成为目标频率。该操作是振荡器202的振荡频率的细调操作，并且锁相环201通过改变供应给包括在振荡器202中的模拟可变容量部(变容器(varactor))的控制信号(其电压)Vcont来允许振荡器202的振荡频率与目标频率相匹配。
在锁相环201被锁定之后，PA控制单元207在时刻t3断言输出到功率放大器203的控制信号PA_ON，并且通过接通功率放大器203来开始斜升操作(参见图19C)。斜升操作是通过分阶段地增大输出到功率放大器203的信号POWER_CODE的值来分阶段地增大功率放大器203的输出电功率的操作。
当功率放大器203操作时，如上所述，振荡器202接收来自匹配电路204的干扰。这种干扰起到变化振荡器202的振荡频率的作用。当振荡器202的振荡频率变化时，从锁相环201输出到振荡器202的控制信号Vcont被改变(参见图19B)，并且由振荡器202输出的振荡信号Vout的频率保持恒定(见图19A)。例如，如果由于干扰而导致振荡频率将要降低，则锁相环201通过朝着振荡频率增大的方向改变控制信号Vcont来将振荡器202输出的振荡信号Vout的频率维持在预定频率。
这里，控制信号Vcont具有用于控制的上限值和下限值，并且锁相环201不能输出具有高于上限值的电压的控制信号Vcont。另外，锁相环201不能输出具有低于下限值的电压的控制信号Vcont。控制信号Vcont的上限值例如等于供应给锁相环201的电压。
在控制信号Vcont的电压落在可控电压范围内的情况下，由干扰引起的频率变化动作被控制信号Vcont的改变所吸收，并且锁相环201可以保持锁定操作。然而，当在时刻t4由锁相环201输出的控制信号Vcont达到上限值时，控制信号Vcont的电压不会增大到大于上限值，并且变得恒定(参见图19B)。在这种情况下，当对振荡器202的干扰量增大并且振荡器202的振荡频率进一步变化时，锁相环201不能保持锁定操作并导致解锁(参见图19A)。
由于解锁问题，不可能将具有特定输出或更大输出的功率放大器203集成到安装有振荡器202的芯片中。可替换地，不可能将引起磁干扰的功率放大器203的匹配电路204集成到安装有振荡器202的芯片中。在功率放大器203和匹配电路204被集成到安装有振荡器202的芯片中的情况下，为了减少磁干扰，必须延长振荡器202和功率放大器203之间的距离，并且不可能减小芯片尺寸。此外，在这种情况下，由于需要在芯片上进行高频信号的长距离发送，存在诸如高频信号的特性劣化和电功率消耗增大的问题。可替换地，例如通过使振荡器202以发送输出的频率frf的两倍的频率进行操作，需要采用振荡器202的操作频率与功率放大器203的操作频率不匹配的配置。
在日本未审查专利申请公开No.Hei 11(1999)-308285和日本专利No.5668082中，为了解决解锁问题，当发送功率放大器被接通时，将振荡器的振荡频率校正预定校正量。然而，可以想象的是，干扰量根据相位、温度、处理条件等而改变。因此，即使振荡频率被校正了预定固定量，也不能总是解决解锁问题。由于干扰极性可能改变，因此可以想象，可能在固定校正中执行了反向校正。作为上述考虑的结果，发明人得出了下面要描述的实施例。
以下，将参考附图详细描述应用了解决问题的手段的实施例。为了使说明清楚，以下的描述和附图被适当地省略和简化。另外，作为用于执行各种处理的功能块的附图中示出的每个元件可以使用CPU(中央处理单元)、存储器或其它电路作为硬件来配置，并且可以通过加载到存储器等的程序作为软件来实现。因此，本领域技术人员可以理解，这些功能块可以以各种形式实现，例如仅硬件、仅软件或其组合，并且不限于这些中的任何一种。应该注意的是，每个附图中相同的元件后跟相同的符号，并且根据需要省略其重复的解释。
此外，可以使用各种类型的非暂态计算机可读介质将上述程序存储于和供应到计算机。非暂态计算机可读介质包括各种类型的有形存储介质。非暂态计算机可读介质的示例包括磁存储介质(例如，软盘、磁带或硬盘)、磁光存储介质(例如，磁光盘)、CD-ROM(只读存储器)、CD-R、CD-R/W和半导体存储器(例如，掩模ROM、PROM(可编程ROM)、EPROM(可擦除PROM)、闪存ROM或者RAM(随机存取存储器))。此外，程序可以通过各种类型的暂态计算机可读介质被供应给计算机。暂态计算机可读介质的示例包括电信号、光信号和电磁波。程序可以经由诸如导线或光纤的有线通信路径或无线通信路径通过暂态计算机可读介质被供应给计算机。
将使用以下实施例来描述本发明，以下实施例为了方便起见在需要时被分成多个部分或实施例。但是，除了特别指定的情况之外，这些部分或实施例彼此不是无关的，并且一个实施例或部分具有作为另一个实施例或部分的修改示例、应用、详细解释或补充解释的一部分或全部的关系。此外，在以下实施例中，当说明书涉及元件数量(包括件数、值、量、范围等)时，除了特别指定的情况或原理上明显限于特定数量的情况之外，数量不限于特定数量，而可以比特定数量更大或更小。
此外，除了特别指定的情况或原理上显然被认为是必需的情况之外，构成元件(包括操作步骤等)在以下实施例中不一定是必需的。类似地，在以下实施例中，当说明书涉及构成元件的形状或位置关系时，除了特别指定的情况或原理上明显认为不接近或不类似的情况之外，本发明包括形状等基本上接近或类似的构成元件。这同样适用于数量(包括件数、值、量、范围等)。
此外，配置实施例的每个功能块的电路元件不受特别限制，而是通过诸如CMOS(互补MOS(金属氧化物半导体))的公知集成电路技术形成在诸如单晶硅的半导体衬底上。应该注意的是，在实施例中，使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)(简称为MOS晶体管)作为MISFET(金属绝缘体半导体场效应晶体管)的示例，但不排除非氧化物膜作为栅极绝缘膜。
[第一实施例]
图1示出了根据第一实施例的包括无线电信号处理装置的无线电发送装置。无线电发送装置10具有锁相环(PLL)11、振荡器(VCO)12、功率放大器(PA)13、匹配电路14、变化检测单元15、变化校正单元16、PLL控制单元17、PA控制单元18和参考信号产生电路21。在无线电发送装置10的构成元件中，锁相环11、振荡器12、变化检测单元15和变化校正单元16配置无线电信号处理装置(高频信号处理单元)20。根据该实施例的无线电发送装置10与用于考虑的无线电发送装置200(参见图17)的主要不同之处在于添加了变化检测单元15和变化校正单元16。
振荡器12以根据从锁相环11输出的控制信号Vcont的周期进行振荡，并输出振荡信号Vout。锁相环11基于从振荡器12反馈回的振荡信号Vout和从参考信号产生电路21输出的参考信号REFCLK来产生控制信号Vcont。锁相环11通过输出到振荡器12的控制信号Vcont来控制振荡器12，并且使振荡器12输出的振荡信号Vout与参考信号REFCKL同步。锁相环11例如使用模拟PLL来配置，并将作为模拟电压信号的控制信号Vcont输出到振荡器12。振荡器12被配置为压控振荡器，其振荡频率根据控制信号Vcont的电压来控制。PLL控制单元17控制锁相环11和振荡器12。
功率放大器13放大由振荡器12输出的振荡信号Vout的电功率。功率放大器13在锁相环11将从振荡器12输出的振荡信号Vout控制为预定频率的状态下放大振荡信号Vout(无线电发送信号)。由功率放大器13输出的信号Pout通过匹配电路14从天线发送。匹配电路14包括用于匹配阻抗的电路和用于将从功率放大器13输出的不平衡信号转换成平衡信号的平衡-不平衡转换器。在该实施例中，振荡器12输出具有根据发送数据调制的相位或频率的振荡信号，并且无线电发送装置10被配置为使用锁相环11和振荡器12执行直接调制的装置。
PA控制单元18控制功率放大器13。PA控制单元18通过输出到功率放大器13的控制信号PA_ON来控制功率放大器13的导通/关断。另外，PA控制单元18通过输出到功率放大器13的信号POWER_CODE来控制功率放大器13中的无线电信号的放大程度。例如，PA控制单元18通过分阶段地增大控制信号POWER_CODE的值来分阶段地增大功率放大器13的发送电功率直至预定电功率。在将发送电功率增大到预定电功率之后，PA控制单元18将控制信号MOD_ON输出到PLL控制单元17。在输出控制信号MOD_ON之后，PLL控制单元17执行振荡器12的调制操作。
[振荡器]
图2示出了振荡器12的配置示例。振荡器12具有p型MOS晶体管(PMOS晶体管)Q11和Q12、n型MOS晶体管(NMOS晶体管)Q21和Q22、电感器L、粗调可变容量部25、细调可变容量部26、调制可变容量部27以及校正可变容量部28。在振荡器12中，电感器L、粗调可变容量部25、细调可变容量部26、调制可变容量部27和校正可变容量部28配置LC谐振型振荡电路。在一对振荡输出节点之间并联耦合电感器L、粗调可变容量部25、细调可变容量部26、调制可变容量部27和校正可变容量部28。
在振荡器12中，PMOS晶体管Q11和Q12的源极耦合到电源电压VDD。另外，PMOS晶体管Q11和Q12之一的栅极相互耦合到另一个的漏极。即，PMOS晶体管Q11和Q12的栅极和漏极以交叉耦合连接方式彼此耦合。另一方面，NMOS晶体管Q21和Q22的源极中的每一个都耦合到地电源电压GND，并且其栅极和漏极以交叉耦合方式彼此耦合。PMOS晶体管Q11和NMOS晶体管Q22的漏极以及PMOS晶体管Q12和NMOS晶体管Q22的漏极耦合到该对振荡输出节点。
细调可变容量部(容量部单元1)26是用于细调振荡频率的可变容量部。细调可变容量部26根据从锁相环11(参见图1)输出的控制信号(控制信号1)Vcont来改变电容值。校正可变容量部(容量部单元2)28是在校正由功率放大器13的操作引起的振荡频率的变化的情况下使用的可变容量部。校正可变容量部28根据从变化校正单元16输出的控制信号(控制信号2)FREQ_CTRL来改变电容值。
调制可变容量部(容量部单元3)27是在根据发送数据调制振荡信号Vout的情况下使用的可变容量部。调制可变容量部27根据从PLL控制单元17输出的控制信号(控制信号3)MOD_VCO来改变电容值。PLL控制单元17根据发送数据改变控制信号MOD_VCO。振荡器12通过根据发送数据控制输入到调制可变容量部27的控制信号MOD_VCO来输出根据发送数据调制的振荡信号Vout。
粗调可变容量部(容量部单元4)25是用于粗调振荡频率的可变容量部。粗调可变容量部25根据从PLL控制单元17输出的控制信号(控制信号4)FREQ_BAND来改变电容值。调节控制信号FREQ_BAND以使得振荡信号Vout的频率变成控制信号Vcont的信号范围中的预定频率。PLL控制单元17将控制信号FREQ_BAND输出到振荡器12，并且校准振荡器12的振荡频率，使得振荡器12的振荡频率变为期望频率。
这里，在该实施例中，控制信号Vcont是模拟电压信号，并且控制信号FREQ_CTRL、MOD_VCO和FRQE_BAND中的每一个是具有预定位数的数字信号。此外，在该实施例中，控制信号FREQ_CTRL尤其使用温度计码进行编码。
图3A至图3C中的每一个示出了粗调可变容量部25、细调可变容量部26和校正可变容量部28的配置示例。如图3A中所示，粗调可变容量部25包括具有多个电路的容量部组，其中每个电路中，电容器Ca和Cb通过开关SW串联耦合在一对振荡输出节点之间。输入到粗调可变容量部25的控制信号FREQ_BAND由例如n位二进制码表示，其中n为预定整数。在这种情况下，粗调可变容量部25具有n个电路，其中每个电路中，电容器Cai和Cbi通过开关SWi串联耦合，其中i是大于等于1且小于等于n的整数。电容器Cai和Cbi的电容由根据位位置的权重进行加权。可以通过根据控制信号FREQ_BAND的每个位的值控制开关SWi来根据控制信号FREQ_BAND改变粗调可变容量部25的电容值。结果，可以根据控制信号FREQ_BAND来控制振荡器12的振荡频率。
PLL控制单元17在锁相环11的开环状态(对应于图19的时刻t1至时刻t2)下执行振荡器12的校准。在校准中，PLL控制单元17在改变供应给振荡器12的粗调可变容量部25的控制信号FREQ_CTRL的同时监测振荡信号Vout的频率，并搜索使得可以获得期望振荡频率的控制信号FREQ_BAND。换句话说，PLL控制单元17调节控制信号FREQ_BAND，使得振荡信号Vout的频率变成预定频率。通过校准将振荡信号Vout的振荡频率大致调节为预定频率。
如图3B中所示，细调变容量部26具有串联耦合在一对振荡输出节点之间的变容器Cvr1和Cvr2。控制信号Vcont被输入到变容器Cvr1和Cvr2之间的连接节点，并且变容器Cvr1和Cvr2的电容根据作为模拟电压信号的控制信号Vcont的电压的大小而改变。可以通过根据控制信号Vcont改变变容器Cvr1和Cvr2的电容来根据控制信号Vcont控制振荡器12的振荡频率。能够通过细调可变容量部26改变的振荡频率的范围比能够通过粗调可变容量部25改变的振荡频率的范围窄。在校准之后，锁相环11开始基于从振荡器12反馈回的振荡信号Vout产生控制信号Vcont，并且将振荡信号Vout的频率准确地控制为期望频率。
如图3C中所示，校正可变容量部28包括具有多个电路的容量部组，在其中每个电路中，两个电容器和开关SW串联耦合在一对振荡输出节点之间。控制信号FREQ_CTRL例如由m位温度计码表示，其中m为预定整数。校正可变容量部28和粗调可变容量部25之间的差异之一是由于在校正可变容量部28中，控制信号FREQ_CTRL由温度计码表示，因此每个电容器不根据位位置被加权。稍后描述的变化校正单元16产生控制信号FREQ_CTRL，并且根据控制信号FREQ_CTRL来控制校正可变容量部28的电容值，使得功率放大器13操作之后的振荡器12的振荡频率的变化被校正。
应当注意，调制可变容量部27的配置可以与粗调可变容量部25的配置相同。但是，假定调制可变容量部27中的电容值的改变(振荡频率的改变)相对于控制信号MOD_VCO的改变小于粗调可变容量部25中的电容的改变相对于控制信号FREQ_BAND的改变。具体地说，例如，在粗调可变容量部25被配置为将振荡频率改变1MHz数量级的情况下，调制可变容量部27可以被配置为将振荡频率改变1kHz数量级。
可替换地，调制可变容量部27的配置可以与细调可变容量部26的配置相同。在这种情况下，例如，用于将作为数字信号的控制信号MOD_VCO转换成模拟电压信号的DAC(数模转换器)可以布置在在调制可变容量部27之前的级中。PLL控制单元17根据发送数据控制控制信号MOD_VCO。通过根据发送数据控制控制信号MOD_VCO来根据发送数据调制振荡器12输出的振荡信号Vout。
[锁相环]
图4示出了锁相环11的配置。锁相环11具有相位频率检测器(PFD)31、电荷泵(CP)32、低通滤波器(LPF)33和分频器(DIV)34。分频器34以预定的分频比划分振荡器12输出的振荡信号Vout。由分频器34划分的振荡信号Vout(PLLCLK)被输入到相位频率检测器31和PLL控制单元17。
相位频率检测器31将通过分频器34反馈回的振荡信号Vout与从参考信号产生电路21输出的参考信号REFCLK进行比较。电荷泵32根据相位频率检测器31的比较结果向低通滤波器(环路滤波器)33输出信号。低通滤波器33输出由电荷泵32输出的信号的低频分量作为控制信号Vcont。通过这样的操作，锁相环11将由振荡器12输出的振荡信号Vout与参考信号REFCLK同步。
PLL控制单元17包括Δ-Σ调制器(DSM)71，并且Δ-Σ调制器71将控制信号DIV_PLL输出到分频器34。分频器34根据从PLL控制单元17输出的控制信号DIV_PLL改变分频比。Δ-Σ调制器71根据发送数据来控制控制信号DIV_PLL。通过根据发送数据控制分频器34的分频比，锁相环11被控制以根据发送数据改变控制信号Vcont，并且振荡器12输出的振荡信号Vout被进一步根据发送数据调制。
[变化检测单元和变化校正单元]
再次参考图1，变化检测单元15监测由锁相环11输出的控制信号Vcont。在作为振荡器12的干扰源的功率放大器13开始放大操作之后，变化检测单元15检测控制信号Vcont相对于时间改变的变化。变化检测单元15例如检测从与功率放大器13中的放大操作的开始有关的参考定时到控制信号Vcont达到预定阈值的时刻的时间段(时间段1)。在该实施例中，变化检测单元15检测从功率放大器13被接通的时刻到振荡器12中开始调制操作的定时的时段内的控制信号Vcont的变化。变化检测单元15基于检测到的时间和预定阈值，检测控制信号Vcont相对于时间改变的斜率。
变化校正单元16基于由变化检测单元15检测到的变化产生控制信号FREQ_CTRL。变化校正单元16例如基于由变化检测单元15检测到的控制信号Vcont相对于时间改变的斜率以及从与功率放大器13中的放大操作的开始有关的参考定时到放大因子的增大完成的定时的时间段(时间段2)，估计由功率放大器13的干扰引起的振荡器12的振荡频率的变化量。变化校正单元16基于估计的振荡频率的变化量来产生控制信号FREQ_CTRL。变化校正单元16将所产生的控制信号FREQ_CTRL输出到振荡器12的校正可变容量部28(参见图2)，使得伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化被校正。
例如，变化校正单元16改变振荡器12的振荡频率，以消除伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化。控制信号Vcont具有用于控制的上限值和下限值，并且变化校正单元16执行校正，使得由锁相环11输出到振荡器12的控制信号Vcont变得低于上限值并高于下限值。例如，变化校正单元16执行校正，使得控制信号Vcont落入其信号范围的中间。应该注意，变化校正单元16可以被包括在PLL控制单元17中。
图5示出了变化检测单元15和变化校正单元16的配置示例。变化检测单元15具有解锁检测单元51、斜率检测单元52和参考电压产生电路53。解锁检测单元51监测控制信号Vcont以检测锁相环11是否即将被解锁。更具体地，解锁检测单元51检测控制信号Vcont是否变得接近用于控制的上限值或下限值。
PLL控制单元17输出信号VDET_EN以允许变化检测单元15启用变化检测。例如，当PA控制单元18断言控制信号PA_ON并接通功率放大器13时，PLL控制单元17断言信号VDET_EN。当PA控制单元18断言控制信号MOD_ON时，PLL控制单元17否定信号VDET_EN。解锁检测单元51在信号VDET_EN被断言的时段期间监测控制信号Vcont。
解锁检测单元51包括比较器54和55。比较器(比较器1)54将控制信号Vcont与预定阈值电压(阈值电压1)VrefH进行比较。当控制信号Vcont变为阈值电压VrefH或更高时，比较器54将检测信号VDETH从例如L(低)电平改变为H(高)电平。换句话说，比较器54断言检测信号VDETH。比较器(比较器2)55将控制信号Vcont与预定阈值电压(阈值电压2)VrefL进行比较。当控制信号Vcont变为阈值电压VrefL或更低时，比较器54断言检测信号VDETL。例如，在信号VDET_EN被断言的情况下，比较器54和55将控制信号Vcont与阈值电压进行比较。
参考电压产生电路53产生阈值电压VrefH和VrefL。例如，PLL控制单元17向变化检测单元15输出信号(数字码)VDETH_TH和VDETL_TH，所述信号用于设置用于检测锁相环11是否即将被解锁的阈值电压。参考电压产生电路53分别基于信号VDETH_TH和VDETL_TH产生参考电压VrefH和VrefL。例如，参考电压VrefH被设置为略低于用于控制的控制信号Vcont的上限值的电压。例如，参考电压VrefL被设置为略高于用于控制的控制信号Vcont的下限值的电压。参考电压产生电路53包括例如电阻分压电路。
斜率检测单元52测量从与功率放大器13中的放大操作的开始有关的参考定时到解锁检测单元51输出检测信号VDETH或VDETL的定时的时间段。斜率检测单元52包括例如计数器。当控制信号PA_ON被断言时，斜率检测单元52的计数器开始计数操作。此后，当检测信号VDETH和VDETL中的一个被断言时，计数器停止计数操作。计数器的计数值对应于从放大的开始到控制信号Vcont达到预定阈值电压的时刻的时间段。该时间段根据伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化量而改变。随着振荡频率的变化较大，则控制信号Vcont达到阈值电压快，并且由斜率检测单元52测量的时间段变短。相反，如果振荡频率的变化较小，则控制信号Vcont的改变较小，并且斜率检测单元52测量的时间段变长。斜率检测单元52基于测量的时间段和阈值电压VrefH或VrefL来检测控制信号Vcont相对于时间改变的斜率。
变化校正单元16具有变化量计算单元61和校正控制信号产生单元62。例如，变化量计算单元61基于由斜率检测单元52检测到的控制信号Vcont相对于时间改变的斜率、从与功率放大器13中的放大操作的开始有关的参考定时到放大因子的增大完成的定时的时间段、以及振荡器12中的振荡频率相对于控制信号Vcont的改变的改变量，来计算(估计)伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化量。校正控制信号产生单元62基于由变化量计算单元61计算的变化量来产生控制信号FREQ_CTRL。
图6是用于示出控制信号Vcont的波形图。在图6中，时刻ts表示功率放大器13被接通以开始放大操作时的时刻，并且时刻te表示放大因子的增大操作完成时的时刻。时刻ts对应于图19中所示的时序图中的时刻t3，并且时刻te对应于功率放大器13的斜升操作(参见图19C)完成时的时刻。时刻ts处的控制信号Vcont的电压V0是控制上限电压VH与控制下限电压VL之间的中间电压。
当在时刻ts处断言控制信号PA_ON时，斜率检测单元52(参见图5)开始时间测量。当功率放大器13开始放大操作时，振荡器12的振荡频率将由于诸如磁耦合的干扰动作而变化。通过改变要输出的控制信号Vcont，锁相环11将振荡器12的振荡频率维持在预定频率。在图6的示例中，锁相环11升高控制信号Vcont，使得振荡器12的振荡频率维持在预定频率。
当控制信号Vcont在时刻tdet达到高侧的阈值电压VrefH时，比较器54输出检测信号VDETH。斜率检测单元52测量从时刻ts到检测信号VDETH被输出的时刻tdet的时间段Δtdet。当假定控制信号Vcont从时刻ts到时刻tdet改变量是ΔV时，ΔV可以由以下式表示。
ΔV＝VrefH-V0
斜率检测单元52检测ΔV/Δtdet作为控制信号Vcont相对于时间改变的斜率。
如果功率放大器13继续斜升操作并且干扰随着发送功率的增大而进一步增大，则控制信号Vcont达到控制上限电压VH，并且锁相环11被解锁(参见图19B的时刻t4)。假定在变化量计算单元61(参见图5)中控制信号Vcont的改变比恒定，并且控制信号Vcont可以变得高于控制上限电压VH。基于该假定来估计时刻te处的控制信号Vcont的改变量ΔVeff。时刻te处的控制信号Vcont的改变量ΔVeff可以用下式表示。
ΔVeff＝(ΔV/Δtdet)×(te-ts)＝(VrefH-V0)×(tdet-ts)/(te-ts)
如果假定干扰的极性与上述方向相反，则锁相环11试图通过降低控制信号Vcont来将振荡器12的振荡频率维持在预定频率。斜率检测单元52测量从时刻ts到比较器55输出检测信号VDETL的时刻的时间段Δtdet。当假定此时的控制信号Vcont可以变得低于控制下限电压VL时，在时刻te处的控制信号Vcont的改变量ΔVeff可以由下式表示。
ΔVeff＝(ΔV/Δtdet)×(te-ts)＝(VrefL-V0)×(tdet-ts)/(te-ts)
应该注意，在上面的描述中，变化量计算单元61使用由斜率检测单元52检测到的斜率ΔV/Δtdet来计算控制信号Vcont的改变量ΔVeff。然而，本发明不限于此。例如，斜率检测单元52可以将测量的时间段Δtdet输出到变化量计算单元61作为对应于控制信号Vcont相对于时间改变的斜率的测量量。即使在这种情况下，变化量计算单元61也可以根据上式基于时间段Δtdet来计算控制信号Vcont的改变量Veff。
图7A示出了控制信号Vcont与振荡器12中的振荡频率之间的关系，并且图7B示出了控制信号FREQ_CTRL与振荡器12中的振荡频率之间的关系。这里，将振荡频率的改变与控制信号Vcont的改变的比值(斜率)假定为Kv，并将振荡频率的改变与控制信号FREQ_CTRL的改变的比值假定为Kcorr。应当注意，为了简化图7中的描述，将描述振荡频率根据线性函数相对于控制信号Vcont和FREQ_CTRL改变的示例。然而，控制信号Vcont和振荡频率之间的关系以及控制信号FREQ_CTRL和振荡频率之间的关系可以由更高阶函数来表示。
变化量计算单元61(参见图5)基于图7A中所示的控制信号Vcont的改变量ΔVeff以及控制信号Vcont与振荡频率之间的关系来估计在时刻te处由伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化量ΔFeff。具体而言，变化量计算单元61根据下式估计时刻te处的振荡频率的变化量ΔFeff。
ΔFeff＝Kv×ΔVeff
例如，如果满足Kv＝50MHz/V、VrefH＝0.7V、V0＝0.45V、(tdet-ts)＝0.5μs并且(te-ts)＝1μs，则ΔFeff＝50[MHz/V]×(0.7[V]-0.45[V]/0.5[μs])×(1[μs])＝25MHz成立。
校正控制信号产生单元62基于由变化量计算单元61估计的振荡频率的变化量ΔFeff以及振荡器12中的振荡频率的改变与控制信号FREQ_CTRL的改变量的比值Kcorr(参见图7B)来产生控制信号FREQ_CTRL。具体而言，校正控制信号产生单元62根据下式来计算控制信号FREQ_CTRL的改变量Δx，并且通过仅增大或减小使用当前控制信号FREQ_CTRL计算的改变量Δx来产生控制信号FREQ_CTRL。
Δx＝-ΔFeff/Kcorr＝-(Kv/Kcorr)×ΔVeff
例如，如果满足Kcorr＝1MHz/LSB(最低有效位)，则Δx＝25[MHz]/1[MHz/LSB]＝25成立。
假定控制信号Vcont恒定，如果校正可变容量部28的电容值根据控制信号FREQ_CTRL的改变而改变，则振荡器12的振荡频率仅改变校正可变容量部28的电容值的改变量。变化校正单元16通过使用控制信号FREQ_CTRL改变校正可变容量部28的电容值，仅将控制信号Vcont和振荡器12中的振荡频率之间的关系改变估计的振荡频率的变化量。由此，可以校正伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡器12的振荡频率的变化。
[操作示例]
接下来，将描述操作示例。图8示出了无线电发送装置10的每个单元的操作波形。应当注意，图19的时刻t0到时刻t2的时段中的操作波形未在图8中示出。在图8中，时刻t10对应于当锁相环11的拉入操作开始时的图19的时刻t2。在时刻t10之前的时段，执行振荡器12的校准，并且调节输入到粗调可变容量部25(参见图2)的控制信号FREQ_BAND，以使在控制信号Vcont处于中间电平附近的情况下振荡器12的振荡频率成为期望振荡频率。
当锁相环11在时刻t10开始拉入操作时，由振荡器12输出的振荡信号Vout的频率被准确地控制为预定频率(参见图8A)。在锁相环11被锁定之后，PA控制单元18在时刻t11处断言控制信号PA_ON，并且接通功率放大器13。另外，PA控制单元18通过分阶段地增大输出到功率放大器13的控制信号POWER_CODE来分阶段地增大功率放大器13的输出电功率(参见图8D)。当控制信号PA_ON被断言时，变化检测单元15的斜率检测单元52(参见图5)开始时间测量。
当功率放大器13操作时，振荡器12的振荡频率将由于主要受匹配电路14影响的干扰而变化。锁相环11通过改变控制信号Vcont来控制振荡器12的振荡频率的变化，使得要反馈回的振荡信号Vout的频率变得恒定(参见图8B)。在图8D中，通过升高控制信号Vcont的电压(参见图8A)，锁相环11将振荡器12的振荡频率维持在预定频率。
当在时刻t12控制信号Vcont达到阈值电压VrefH时，变化检测单元15的比较器54断言检测信号VDETH(参见图8C)。当检测信号VDETH被断言时，斜率检测单元52停止在时刻t11开始的时间测量。例如，斜率检测单元52基于测量的时间和阈值电压VrefH，将时刻t11处的控制信号Vcont的电压值作为控制上限值和控制下限值之间的中间电压值，并检测控制信号Vcont相对于时间改变的斜率。
变化校正单元16的变化量计算单元61基于由斜率检测单元52检测到的斜率来估计由功率放大器13中的斜升操作完成时的干扰引起的振荡器12的振荡频率的变化量。在时刻t13(见图8E)，校正控制信号产生单元62基于估计的变化量产生控制信号FREQ_CTRL，并且将产生的控制信号FREQ_CTRL输出到振荡器12的校正可变容量部28(参见图2)。
当在时刻t13改变校正可变容量部28的电容值时，振荡器12的振荡信号Vout的频率变化一段时间(图8A)。然而，锁相环11改变控制信号Vcont，使得振荡信号Vout的频率变成预定频率(参见图8B)。因此，振荡信号Vout的频率以锁相环的时间常数返回到预定频率。校正可变容量部28的电容值被改变，以消除伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化。因此，控制信号Vcont的电压返回到用于控制的上限值和下限值之间的中间值，并且锁相环11的锁定状态可以被保持。此时，由比较器54输出的检测信号VDETH被否定(参见图8C)。
在功率放大器13的斜升操作完成之后，PA控制单元18在时刻t14处断言输出到PLL控制单元17的控制信号MOD_ON。当控制信号MOD_ON被断言时，PLL控制单元17使用输出到锁相环11的控制信号DIV_PLL和输出到振荡器12的控制信号MOD_VCO根据发送数据调制振荡器12输出的振荡信号Vout(参见图8A和图8B)。功率放大器13放大由振荡器12输出的调制振荡信号Vout以从天线发送。
[RFIC]
图9示出了包括图1的无线电发送装置10的半导体装置。半导体装置(RFIC)100具有数字电路块101、功率管理模块(PMU)102、锁相环/振荡器块103、接收块104、发送块105、匹配电路块106和其它块107。半导体装置100例如使用一个半导体芯片来配置。半导体装置100可以进一步具有MCU(微计算机单元)等。
功率管理模块102包括例如DC-DC(直流-直流)转换器121、LDO(低压降)调节器122等。数字电路块101例如包括图1中所示的变化校正单元16、PLL控制单元17、PA控制单元18等。除了上述之外，数字电路块101可以包括例如用于控制介质接入的控制单元、用于控制发送数据的调制和接收数据的解调的控制单元、用于控制DC-DC转换器121和LDO调节器122的控制单元等。
锁相环/振荡器块103包括锁相环11、振荡器12等。接收块104包括LNA(低噪声放大器)141、混频器142、低通滤波器143和AD(模数)转换器144。发送块105包括功率放大器13。功率放大器13直接放大振荡器12的输出信号。其它块107包括参考信号产生电路21。例如，参考信号产生电路21基于外部附接到半导体装置100的晶体振荡器22产生参考信号。
匹配电路块106包括接收匹配电路161和发送匹配电路162。由天线接收的信号通过接收匹配电路161输入到LNA 141。另一方面，被功率放大器13放大到预定发送电功率的振荡器12的输出信号通过发送匹配电路162传送到天线，以从天线发送。发送匹配电路162对应于图1的匹配电路14，并且包括用于将不平衡信号转换为平衡信号的平衡-不平衡转换器电路。应该注意的是，在图9中未示出变化检测单元15、变化校正单元16等。变化校正单元16中的斜率检测单元52(参见图5)和变化检测单元15例如包含在数字电路块101中。
应该注意的是，在上面的描述中示出了其中功率放大器13和发送匹配电路162被安装在安装有振荡器12的半导体装置100中的示例。然而，本发明不限于此。发送匹配电路162不一定需要安装在安装有振荡器12的半导体装置100中。发送匹配电路162可以布置在半导体装置100的外部。与上述类似，功率放大器13不一定需要安装在安装有振荡器12的半导体装置100中。功率放大器13可以布置在半导体装置100的外部。即使在功率放大器13和发送匹配电路162布置在半导体装置100的外部的情况下，也存在功率放大器13和发送匹配电路162与振荡器12产生干扰的情况，并且该实施例甚至可以应用于这种情况。
[总结]
在该实施例中，振荡器12被配置为使得振荡周期可以根据控制信号Vcont和控制信号FREQ_CTRL而变化。锁相环11操作以通过控制信号Vcont将由振荡器12输出的振荡信号Vout维持在预定频率。变化检测单元15在功率放大器13的放大操作开始之后检测由锁相环11输出的控制信号Vcont的变化。变化校正单元16基于由变化检测单元15检测到的变化产生控制信号FREQ_CTRL，并将产生的控制信号FREQ_CTRL输出到振荡器12，使得伴随着功率放大器13的放大操作的干扰引起的振荡频率的变化被校正。
当振荡器12和功率放大器13之间发生磁耦合并且振荡器12的振荡频率变化很大时，锁相环11被解锁。特别是，在直接调制系统中，振荡器12的振荡频率与由功率放大器13放大的信号的频率相等。因此，由诸如磁耦合等干扰引起的有效电感发生较大改变，并且振荡器12的振荡频率变化很大。在该实施例中，通过根据由变化检测单元15检测到的控制信号Vcont的变化来校正振荡器12的振荡频率，可以防止由振荡器12与功率放大器13之间的磁耦合引起的锁相环11的解锁。具体而言，在本实施例中，由变化检测单元15检测变化的方向和大小，并且由变化校正单元16基于检测到的变化来校正振荡频率。即使在伴随着功率放大器13的放大操作的振荡器12的干扰量和极性不恒定的情况下，也可以抑制振荡器12的振荡频率的变化。
在该实施例中，可以防止由振荡器12与功率放大器13之间的磁耦合引起的锁相环11的解锁。因此，即使在功率放大器13的发送输出相对较高的情况下，振荡器12和功率放大器13也可以安装在同一芯片上。通常，在将振荡器12和功率放大器13安装在同一芯片上的情况下，必须通过延长电感器之间的距离或通过使用具有特殊形状的电感器来减小干扰。另外，为了减少干扰，必须允许振荡器12以发送输出频率frf的两倍的频率进行操作。在该实施例中，由于可以如上所述抑制振荡器12的振荡频率的变化，所以不必延长振荡器202与功率放大器203之间的距离，并且可以减小芯片尺寸。另外，由于芯片上不需要高频信号的长距离发送，所以可以抑制高频信号的特性恶化，或者可以抑制功率损耗的增大。另外，在本实施例中，不需要为了抑制振荡器12与功率放大器13之间的干扰的影响而使振荡器12以发送输出频率frf的两倍的频率进行操作。
在该实施例中，变化检测单元15通过在由PA控制单元18输出的控制信号PA_ON被断言之后断言控制信号MOD_ON，检测特别在调制操作开始之前的时段中控制信号Vcont的变化。在将该实施例应用于直接调制系统的情况下，控制信号Vcont在开始调制之后根据发送数据而改变。因此，当在调制开始之后变化检测单元15检测到控制信号Vcont的变化时，存在故障的可能性。在本实施例中，PLL控制单元17输出的信号VDET_EN仅在从控制信号PA_ON的断言到控制信号MOD_ON的断言的时段中被断言。由此，可以避免在调制操作开始之后由变化检测单元15检测到控制信号Vcont的变化而导致的故障。
此外，在该实施例中，温度计码被用于控制信号FREQ_CTRL。如果在校正可变容量部28中，容量部组与粗调可变容量部25类似地用二进制码加权，则当全部位被反转时，误差变大。在该实施例中，温度计码被用于特别是在锁相环11被锁定的状态下改变的控制信号FREQ_CTRL，并且因此可以有利地使得在改变控制信号时的误差更小。
[第二实施例]
接下来，将描述第二实施例。根据本实施例的无线电发送装置的配置与图1中所示的根据第一实施例的无线电发送装置的配置相同。根据本实施例的无线电发送装置与根据第一实施例的无线电发送装置主要不同在于数字PLL被用于锁相环11。其它点可以与第一实施例相同。
[数字PLL]
图10示出了配置为数字PLL的锁相环的配置。锁相环11a具有累加器(ACC)41、加法器(减法器)42、环路滤波器(LF)、加法器44、归一化器(NORM)45、累加器(ACC)46和TDC(时间数字转换器)47。参考信号REFCKL从参考信号产生电路21输入到锁相环11a。
在该实施例中，振荡器12被配置为具有根据数字信号(数字码)控制的振荡频率的数字控制振荡器(DCO)。除了根据数字信号控制细调可变容量部26(参见图2)之外，振荡器12的配置可以与第一实施例中描述的配置相同。在该实施例中，细调可变容量部26包括与例如图3A中所示的粗调可变容量部25相同的跟踪容量部组，并且其电容值根据控制信号Vcont的值进行控制。
PLL控制单元17使用控制信号DIV_PLL将分频信息输入到累加器41。累加器46和TDC 47计算从振荡器12反馈回的振荡信号Vout的整数部分和小数部分的分频信息。加法器42在接收控制信号DIV_PLL的累加器41的输出以及从累加器46和TDC 47输出的整数部分和小数部分的分频信息之间执行加法或减法。加法器42的运算结果通过环路滤波器43平滑，以通过加法器44输入到归一化器45。归一化器45是调节环路增益的归一化电路，并且归一化器45的输出作为控制信号Vcont输入到振荡器12。
在振荡信号Vout被调制的情况下，PLL控制单元17根据发送数据控制控制信号DIV_PLL和MOD_VCO。控制信号MOD_VCO由加法器44添加到环路滤波器43的输出，以通过归一化器45输出到振荡器12。振荡器12以根据基于控制信号DIV_PLL和MOD_VCO控制的控制信号Vcont的振荡频率振荡，并且因此输出根据发送数据调制的振荡信号Vout。
[变化检测单元]
图11示出了可以在该实施例中使用的变化检测单元的配置示例。变化检测单元15a具有斜率检测单元52和确定电路56。确定电路56监测控制信号Vcont，以确定控制信号Vcont是否达到了阈值。例如，确定电路56将控制信号Vcont与阈值VDETH_TH和VDETL_TH进行比较。阈值VDETH_TH被设置为例如比控制信号Vcont的控制上限值小的值，并且阈值VDETL_TH例如被设置为比控制信号Vcont的控制下限值大的值。
在控制信号Vcont等于或大于阈值VDETH_TH的情况下，确定电路56通知斜率检测单元52控制信号Vcont已经达到上侧的阈值的事实。另外，在控制信号Vcont等于或小于阈值VDETL_TH的情况下，确定电路56通知斜率检测单元52控制信号Vcont已经达到下侧的阈值的事实。例如，在从PLL控制单元17输出信号VDET_EN的情况下，确定电路56执行上述确定。
类似于第一实施例中的描述，斜率检测单元52测量从与功率放大器13中的放大操作的开始有关的参考定时到在确定电路56中通知控制信号Vcont已经达到阈值的事实的定时的时间段。例如，当由PA控制单元18输出的控制信号PA_ON被断言时，斜率检测单元52开始计数器的计数操作。此时，斜率检测单元52在控制信号PA_ON被断言的定时处存储控制信号Vcont的值。当从确定电路56接收到控制信号Vcont已经达到阈值的事实的通知时，斜率检测单元52停止计数操作。斜率检测单元52基于在控制信号PA_ON被断言的定时处的控制信号Vcont的值、阈值VDETH_TH或VDETL_TH以及计数器的计数值，来检测控制信号Vcont相对于时间改变的斜率。变化校正单元16(参见图5等)中的控制信号FREQ_CTRL的产生可以与第一实施例相同。
[斜率检测的另一个示例]
在本实施例中，由于控制信号Vcont是数字信号，所以与将模拟电压信号用于控制信号Vcont的情况相比，检测控制信号Vcont相对于时间改变的斜率的自由度较高。替代基于达到阈值所需的时间段来检测斜率，斜率检测单元52可以监测控制信号Vcont以基于在预定时段内控制信号Vcont的改变大小来检测控制信号Vcont相对于时间改变的斜率。
例如，斜率检测单元52在图6的时刻ts处存储控制信号Vcont的值，并开始计数器的操作。当计数器的计数值变为对应于预定的固定时间的值时，斜率检测单元52获得控制信号Vcont的值，并且计算所获得的值与在时刻ts存储的值之间的差值。该差值表示控制信号Vcont在恒定时间段内的改变量。斜率检测单元52将控制信号Vcont在恒定时间段内的改变量输出到变化量计算单元61。
变化量计算单元61基于由斜率检测单元52输出的控制信号Vcont在恒定时间段内的改变量和恒定时间段的长度来估计在功率放大器13的斜升完成的时刻te(参见图6)处的控制信号Vcont的改变量。变化量计算单元61基于估计的控制信号Vcont的改变量来估计时刻te处的振荡频率的变化量ΔFeff。校正控制信号产生单元62基于振荡频率的变化量ΔFeff来计算控制信号FREQ_CTRL的改变量Δx，并产生控制信号FREQ_CTRL。
在上述情况下，例如，在确定电路56确定控制信号Vcont已经达到阈值VDETH_TH或VDETL_TH的情况下，变化校正单元16产生控制信号FREQ_CTRL以校正振荡频率的变化。可替换地，在期望控制信号Vcont在功率放大器13的斜升完成的时刻te处等于或大于控制上限或者等于或小于控制下限的情况下，变化校正单元16可以校正振荡频率的变化。
[总结]
在该实施例中，数字PLL被用于锁相环11a。在该实施例中，锁相环11a可以使用数字电路来配置，并且可以受益于CMOS工艺小型化。此外，与使用模拟电路实现锁相环的情况相比，可以减小锁相环的面积。另外，由于控制信号Vcont被数字化，所以可以去除引起模拟电路中的问题的比较器的变化的元素，并且可以提高确定电路56中的确定的准确性。此外，变化检测单元15、变化校正单元16等能够始终监测控制信号Vcont，并且可以想到的是，例如通过自由设置阈值，可以增强控制的自由度。
[修改示例]
上面已经描述了使用数字PLL用于锁相环11a的示例。然而，在使用模拟PLL的同时，可以采用由变化检测单元15等对控制信号Vcont进行数字处理的配置。图12示出了修改示例中的变化检测单元的配置示例。在修改示例中，使用模拟PLL来配置锁相环11，并且控制信号Vcont是模拟电压信号。变化检测单元15b除了具有图11中所示的变化检测单元15a的配置之外还具有AD转换器57。
AD转换器57将控制信号Vcont转换为数字信号。在从PLL控制单元17输出信号VDET_EN的情况下，AD转换器57将控制信号Vcont转换为数字信号。确定电路56监测由AD转换器57转换为数字信号的控制信号Vcont，以确定控制信号Vcont是否已经达到阈值。在控制信号Vcont被转换为数字信号之后，变化检测单元15b和变化校正单元16的操作可以与第二实施例中描述的操作相同。
在该修改示例中，使用AD转换器57将从模拟PLL输出的控制信号Vcont转换为数字信号。由此，可以获得在控制信号Vcont是数字信号的情况下可以获得的效果而不数字化锁相环本身。
[第三实施例]
接下来，将描述第三实施例。根据本实施例的无线电发送装置的配置与图1中所示的根据第一实施例的无线电发送装置的配置相同。根据本实施例的无线电发送装置与第一实施例的不同点主要在于，在变化校正单元16中产生控制信号FREQ_CTRL的方法。其它点可以与第一或第二实施例相同。
图13示出了该实施例中的变化校正单元16a的配置示例。变化校正单元16a具有校正控制信号产生单元62和校正表格63。在本实施例中，变化检测单元15测量从参考定时到控制信号Vcont达到阈值电压的定时的时间段(对应于图6的Δtdet)，并将时间段Δtdet输出到变化校正单元16a。校正表格63将时间段Δtdet与和控制信号FREQ_CTRL的控制量(校正量)有关的值相关联并存储。校正表格63将时间段Δtdet与控制信号FREQ_CTRL的控制量(校正量)相关联，并且针对用于例如由比较器54和55(参见图5)进行比较的每个阈值电压VrefH和VrefL进行存储。
在本实施例中，校正控制信号产生单元62从校正表格63获得对应于在变化检测单元15中测量的时间段Δtdet的与校正量有关的值。校正控制信号产生单元62使用从校正表格63获得的与校正量有关的值来产生控制信号FREQ_CTRL。
图14示出了校正表格63的具体示例。例如，校正表格63存储与时间段Δtdet相关联的控制信号FREQ_CTRL的改变量Δx(参见图7B)。可以使用时间段Δtdet、阈值电压VrefH(VDEFH_TH)和VrefL(VDETL_TH)来计算改变量Δx。校正控制信号产生单元62从校正表格63获得对应于由变化检测单元15测量的时间段Δtdet的改变量Δx，并且通过仅将控制信号FREQ_CTRL增大或减小Δx来产生控制信号FREQ_CTRL。
[总结]
在本实施例中，校正控制信号产生单元62通过使用校正表格63，使用从校正表格63获得的值产生控制信号FREQ_CTRL。通过使用校正表格63，可以产生控制信号FREQ_CTRL而无需每次使用变化量计算单元61(参见图5)计算振荡频率的变化量，并且可以减小操作负载。
[另一个修改示例]
在每个实施例中，已经描述了其中由振荡器12输出的振荡信号的频率或相位被调制的示例。但是，本发明不限于此。在每个实施例中，可以通过向功率放大器13添加幅度调制功能来采用极坐标调制系统。图15示出了极坐标调制系统的无线电发送装置。除了根据图1中所示的实施例的无线电发送装置10的配置之外，根据修改示例的无线电发送装置10a还具有LDO调节器19。PA控制单元18将控制信号MOD_PA发送到LDO调节器19。其它点可以与第一至第三实施例相同。
图16示出了LDO调节器19和功率放大器13。功率放大器13具有例如并联耦合的多个反相器输出电路。LDO调节器19是用于功率放大器13的LDO调节器，并且从电源电压产生供应给功率放大器13的反相器电路的电压VDD_PA。LDO调节器19根据控制信号MOD_PA改变电压VDD_PA。当电源电压VDD_PA改变时，功率放大器13仅将输出Pout的幅度改变了改变量。PA控制单元18根据发送数据改变控制信号MOD_PA，并根据发送数据调制功率放大器13的输出Pout的幅度。
[调制系统]
存在其中在主调制系统中使用相位的nPSK(相移键控)、MSK(最小移位键控)、GMSK(高斯滤波最小移位键控)和OQPSK(偏移四相PSK)作为可以应用于每个实施例的调制系统。另外，存在其中在主调制系统中使用频率的nFSK(频移键控)和nGFSK(高斯滤波频移键控)。在能够调制幅度的修改示例中，除以上之外，还存在其中在主调制系统中使用幅度的nASK(幅度移位键控)和OOK(开关键控)，以及存在其中在主调制系统中使用正交幅度的nQAM(正交幅度调制)。
以上基于实施例具体描述了发明人实现的发明。然而，显然本发明不限于上述实施例，并且可以在不脱离其范围的情况下进行各种改变。
例如，也可以将上述实施例的一部分或者全部作为以下的补充说明进行描述，但并不限于此。
[补充说明1]
一种无线电信号处理装置，包括：
振荡器，所述振荡器具有包括电感器、第一容量部单元和第二容量部单元的谐振电路，所述第一容量部单元的电容值能够根据第一控制信号而改变，所述第二容量部单元的电容值能够根据第二控制信号而改变，并且所述振荡器输出具有根据所述谐振电路的谐振频率的振荡频率的振荡信号；
锁相环，所述锁相环通过产生要输出到所述振荡器的所述第一控制信号来控制所述振荡器，并且允许所述振荡器与参考信号同步地输出所述振荡信号；
变化检测单元，所述变化检测单元在引起与所述谐振电路干扰的功率放大器开始放大操作之后检测所述第一控制信号相对于时间改变的变化，所述功率放大器在所述锁相环以预定频率控制由所述振荡器输出的所述振荡信号的状态下基于所述振荡信号放大无线电发送信号；和
变化校正单元，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的变化产生所述第二控制信号，并且通过将所产生的第二控制信号输出到所述振荡器来校正伴随着所述功率放大器的所述放大操作的干扰引起的所述振荡频率的变化。
[补充说明2]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元使用所述第二控制信号改变所述振荡频率，以消除由所述功率放大器的干扰引起的所述振荡频率的变化。
[补充说明3]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中所述第一控制信号具有用于控制的上限值和下限值，并且所述变化校正单元执行校正，使得由所述锁相环输出到所述振荡器的所述第一控制信号在执行校正后变得低于所述上限值且高于所述下限值。
[补充说明4]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元检测从与所述功率放大器中的所述放大操作的开始有关的所述参考定时到所述第一控制信号达到预定阈值的时刻的第一时间段。
[补充说明5]
根据补充说明4所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元基于直到所述第一控制信号达到所述预定阈值为止的时间和所述预定阈值，检测所述第一控制信号相对于时间改变的斜率。
[补充说明6]
根据补充说明5所述的无线电信号处理装置，
其中，所述功率放大器被控制为使得所述放大因子以多个阶段增大，直到所述无线电发送信号的电功率变为预定电功率为止，以及
其中，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的所述斜率和从所述参考定时到所述放大因子增大的完成定时的第二时间段来估计由所述功率放大器的干扰引起的所述振荡频率的变化量。
[补充说明7]
根据补充说明6所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的所述斜率、所述第二时间段和所述振荡频率相对于所述振荡器中所述第一控制信号的改变的改变量来估计所述振荡频率的变化量。
[补充说明8]
根据补充说明6所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元基于所估计的振荡频率的变化量以及所述振荡频率相对于所述振荡器中所述第二控制信号的改变量的改变量来产生所述第二控制信号。
[补充说明9]
根据补充说明6所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元通过将所产生的第二控制信号输出到所述振荡器，来将所述第一控制信号和所述振荡器中的所述振荡频率之间的关系仅改变所估计的振荡频率的变化量。
[补充说明10]
根据补充说明4所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元还具有表格，在所述表格中存储了与校正的校正量有关的值，同时该值与所述第一时间段相关联，所述变化校正单元从表格中获得与通过所述变化检测单元检测到的所述第一时间段相关联的校正量有关的值，并基于所获得的与所述校正量有关的值来产生所述第二控制信号。
[补充说明11]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中所述第二控制信号被使用温度计码进行编码。
[补充说明12]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中所述振荡器输出具有根据发送数据调制的相位或频率的所述振荡信号。
[补充说明13]
根据补充说明12所述的无线电信号处理装置，
其中所述谐振电路还包括第三容量部单元，所述第三容量部单元的电容值根据第三控制信号而改变，并且所述振荡器在要输入的所述第三控制信号被根据发送数据控制之后，输出根据所述发送数据调制的所述振荡信号。
[补充说明14]
根据补充说明13所述的无线电信号处理装置，
其中所述锁相环被控制为使得所述第一控制信号根据所述发送数据而改变，以及
其中在根据所述发送数据控制所述第一控制信号之后，所述振荡信号被进一步调制。
[补充说明15]
根据补充说明12所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元在所述发送数据对所述振荡信号进行调制之前的时段中检测所述第一控制信号的变化。
[补充说明16]
根据补充说明12所述的无线电信号处理装置，
其中所述功率放大器放大所述振荡器输出的所述振荡信号。
[补充说明17]
根据补充说明12所述的无线电信号处理装置，
其中根据所述发送数据来控制所述功率放大器的放大因子，并且根据所述发送数据进一步调制所述无线电发送信号的幅度。
[补充说明18]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中所述锁相环被使用模拟锁相环来配置，并且将作为模拟电压信号的所述第一控制信号输出到所述振荡器，以及
其中所述振荡器被配置为根据所述第一控制信号控制的压控振荡器。
[补充说明19]
根据补充说明18所述的无线电信号处理装置，还包括将所述第一控制信号转换成数字信号的模数转换器，
其中所述变化检测单元监测通过所述模数转换器输入的所述第一控制信号的改变以检测变化。
[补充说明20]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中所述锁相环被配置为数字锁相环，并且将作为数字信号的所述第一控制信号输出到所述振荡器，以及
其中所述振荡器被配置为根据所述第一控制信号控制的数字控制振荡器。
[补充说明21]
根据补充说明20所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元监测所述第一控制信号，并且在预定时间段内基于所述第一控制信号的改变的大小来检测所述变化。
[补充说明22]
根据补充说明4所述的无线电信号处理装置，
其中所述变化检测单元包括将所述第一控制信号与第一阈值进行比较的第一比较器和将所述第一控制信号与第二阈值进行比较的第二比较器，并且检测从所述参考定时到在所述第一比较器中能够获得指示所述第一控制信号等于或大于所述第一阈值的比较结果的定时的时间段或者从所述参考定时到在所述第二比较器中能够获得指示所述第一控制信号等于或小于所述第二阈值的比较结果的定时的时间段作为所述第一时间段。
[补充说明23]
根据补充说明1所述的无线电信号处理装置，
其中，所述谐振电路还包括第四容量部单元，所述第四容量部单元的电容值根据第四控制信号而改变，并且所述第四控制信号被调节为使得所述振荡信号的频率变为预定频率。
[补充说明24]
一种半导体装置，包括：
振荡器，所述振荡器具有包括电感器、第一容量部单元和第二容量部单元的谐振电路，所述第一容量部单元的电容值能够根据第一控制信号而改变，所述第二容量部单元的电容值能够根据第二控制信号而改变，并且所述振荡器输出具有根据所述谐振电路的谐振频率的振荡频率的振荡信号；
锁相环，所述锁相环通过产生要输出到所述振荡器的所述第一控制信号来控制所述振荡器，并且允许所述振荡器与参考信号同步地输出所述振荡信号；
功率放大器，所述功率放大器基于所述振荡信号来放大无线电发送信号；
平衡-不平衡转换器电路，所述平衡-不平衡转换器电路布置在所述功率放大器与用于发送所述无线电发送信号的天线之间，包括电感器并且在平衡信号和不平衡信号之间转换信号；
变化检测单元，所述变化检测单元在所述锁相环以预定频率控制所述振荡器输出的所述振荡信号的状态下，在所述功率放大器开始放大操作之后检测所述第一控制信号相对于时间改变的变化；和
变化校正单元，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的变化来产生所述第二控制信号，并且将所产生的第二控制信号输出到所述振荡器，使得由包括在所述谐振电路中的电感器与包括在所述平衡-不平衡转换器电路中的电感器之间的电磁耦合引起的所述振荡频率的变化被校正。
[补充说明25]
一种振荡频率变化校正方法，
其中使用锁相环将由振荡器输出的振荡信号的相位与参考信号的相位进行比较，所述振荡器具有包括电感器、第一容量部单元和第二容量部单元的谐振电路，所述第一容量部单元的电容值能够根据第一控制信号而改变，所述第二容量部单元的电容值能够根据第二控制信号而改变，基于比较结果产生所述第一控制信号，并且将所产生的第一控制信号输入到所述振荡器，以将所述振荡信号与所述参考信号同步地从所述振荡器输出，
其中在所述振荡信号被使用所述锁相环控制在预定频率的状态下，放大基于所述振荡信号的无线电发送信号的电功率，
其中在开始所述无线电发送信号的电功率的放大操作之后，检测输入到所述振荡器的所述第一控制信号相对于时间改变的变化，以及
其中，所述第二控制信号是基于检测到的变化而产生的，并且所产生的第二控制信号被输入到所述振荡器，使得由伴随着所述无线电发送信号的电功率的放大操作的干扰引起的所述振荡器的所述振荡频率的变化被校正。

Claims (20)

1.一种无线电信号处理装置，包括：
振荡器，所述振荡器具有包括电感器、第一容量部单元和第二容量部单元的谐振电路，所述第一容量部单元的电容值能够根据第一控制信号而改变，所述第二容量部单元的电容值能够根据第二控制信号而改变，并且所述振荡器输出具有根据所述谐振电路的谐振频率的振荡频率的振荡信号；
锁相环，所述锁相环通过产生要输出到所述振荡器的所述第一控制信号来控制所述振荡器，并且允许所述振荡器与参考信号同步地输出所述振荡信号；
变化检测单元，所述变化检测单元在引起与所述谐振电路干扰的功率放大器开始放大操作之后检测所述第一控制信号相对于时间改变的变化，所述功率放大器在所述锁相环以预定频率控制由所述振荡器输出的所述振荡信号的状态下基于所述振荡信号放大无线电发送信号；和
变化校正单元，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的变化产生所述第二控制信号，并且通过将所产生的第二控制信号输出到所述振荡器来校正伴随着所述功率放大器的所述放大操作的干扰引起的所述振荡频率的变化。
2.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元使用所述第二控制信号改变所述振荡频率，以消除由所述功率放大器的干扰引起的所述振荡频率的变化。
3.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中所述第一控制信号具有用于控制的上限值和下限值，并且所述变化校正单元执行校正，使得由所述锁相环输出到所述振荡器的所述第一控制信号在执行校正后变得低于所述上限值且高于所述下限值。
4.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元检测从与所述功率放大器中的所述放大操作的开始有关的所述参考定时到所述第一控制信号达到预定阈值的时刻的第一时间段。
5.根据权利要求4所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元基于直到所述第一控制信号达到所述预定阈值为止的时间和所述预定阈值，检测所述第一控制信号相对于时间改变的斜率。
6.根据权利要求5所述的无线电信号处理装置，
其中，所述功率放大器被控制为使得所述放大因子以多个阶段增大，直到所述无线电发送信号的电功率变为预定电功率为止，以及
其中，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的所述斜率、从所述参考定时到所述放大因子增大的完成定时的第二时间段、以及所述振荡频率相对于所述振荡器中所述第一控制信号的改变的改变量来估计由所述功率放大器的干扰引起的所述振荡频率的变化量。
7.根据权利要求6所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元基于所估计的振荡频率的变化量以及所述振荡频率相对于所述振荡器中所述第二控制信号的改变量的改变量来产生所述第二控制信号。
8.根据权利要求6所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元通过将所产生的第二控制信号输出到所述振荡器，来将所述第一控制信号和所述振荡器中的所述振荡频率之间的关系仅改变所估计的振荡频率的变化量。
9.根据权利要求4所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化校正单元还具有表格，在所述表格中存储了与校正的校正量有关的值，同时该值与所述第一时间段相关联，所述变化校正单元从表格中获得与通过所述变化检测单元检测到的所述第一时间段相关联的校正量有关的值，并基于所获得的与所述校正量有关的值来产生所述第二控制信号。
10.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中所述第二控制信号被使用温度计码进行编码。
11.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中所述振荡器输出具有根据发送数据调制的相位或频率的所述振荡信号。
12.根据权利要求11所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元在所述发送数据对所述振荡信号进行调制之前的时段中检测所述第一控制信号的变化。
13.根据权利要求11所述的无线电信号处理装置，
其中所述功率放大器放大所述振荡器输出的所述振荡信号。
14.根据权利要求11所述的无线电信号处理装置，
其中根据所述发送数据来控制所述功率放大器的放大因子，并且根据所述发送数据进一步调制所述无线电发送信号的幅度。
15.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中所述锁相环被使用模拟锁相环来配置，并且将作为模拟电压信号的所述第一控制信号输出到所述振荡器，以及
其中所述振荡器被配置为根据所述第一控制信号控制的压控振荡器。
16.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中所述锁相环被配置为数字锁相环，并且将作为数字信号的所述第一控制信号输出到所述振荡器，以及
其中所述振荡器被配置为根据所述第一控制信号控制的数字控制振荡器。
17.根据权利要求16所述的无线电信号处理装置，
其中，所述变化检测单元监测所述第一控制信号，并且在预定时间段内基于所述第一控制信号的改变的大小来检测所述变化。
18.根据权利要求1所述的无线电信号处理装置，
其中，所述谐振电路还包括第四容量部单元，所述第四容量部单元的电容值根据第四控制信号而改变，并且所述第四控制信号被调节为使得所述振荡信号的频率变为预定频率。
19.一种半导体装置，包括：
振荡器，所述振荡器具有包括电感器、第一容量部单元和第二容量部单元的谐振电路，所述第一容量部单元的电容值能够根据第一控制信号而改变，所述第二容量部单元的电容值能够根据第二控制信号而改变，并且所述振荡器输出具有根据所述谐振电路的谐振频率的振荡频率的振荡信号；
锁相环，所述锁相环通过产生要输出到所述振荡器的所述第一控制信号来控制所述振荡器，并且允许所述振荡器与参考信号同步地输出所述振荡信号；
功率放大器，所述功率放大器基于所述振荡信号来放大无线电发送信号；
平衡-不平衡转换器电路，所述平衡-不平衡转换器电路布置在所述功率放大器与用于发送所述无线电发送信号的天线之间，包括电感器并且在平衡信号和不平衡信号之间转换信号；
变化检测单元，所述变化检测单元在所述锁相环以预定频率控制所述振荡器输出的所述振荡信号的状态下，在所述功率放大器开始放大操作之后检测所述第一控制信号相对于时间改变的变化；和
变化校正单元，所述变化校正单元基于由所述变化检测单元检测到的变化来产生所述第二控制信号，并且将所产生的第二控制信号输出到所述振荡器，使得由包括在所述谐振电路中的电感器与包括在所述平衡-不平衡转换器电路中的电感器之间的电磁耦合引起的所述振荡频率的变化被校正。
20.一种振荡频率变化校正方法，
其中使用锁相环将由振荡器输出的振荡信号的相位与参考信号的相位进行比较，所述振荡器具有包括电感器、第一容量部单元和第二容量部单元的谐振电路，所述第一容量部单元的电容值能够根据第一控制信号而改变，所述第二容量部单元的电容值能够根据第二控制信号而改变，基于比较结果产生所述第一控制信号，并且将所产生的第一控制信号输入到所述振荡器，以将所述振荡信号与所述参考信号同步地从所述振荡器输出，
其中在所述振荡信号被使用所述锁相环控制在预定频率的状态下，放大基于所述振荡信号的无线电发送信号的电功率，
其中在开始所述无线电发送信号的电功率的放大操作之后，检测输入到所述振荡器的所述第一控制信号相对于时间改变的变化，以及其中，所述第二控制信号是基于由所述变化检测单元检测到的变化而产生的，并且所产生的第二控制信号被输入到所述振荡器，使得由伴随着所述无线电信号的电功率的放大操作的干扰引起的所述振荡频率的变化被校正。
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