JP2014135641A - 発振回路と、それを用いた無線通信装置および半導体装置 - Google Patents

Abstract

【課題】局部発振信号に重畳するノイズのレベルが小さく、消費電力が小さな無線通信装置を提供する。
【解決手段】この無線通信装置は、電流制御信号ＣＣＮＴの値に応じたレベルの電流で駆動され、トラッキングコードＴＣの値に応じた周波数の局部発振信号ＬＯを生成するＬＣ発振器７と、参照クロック信号ＣＬＫＲに基づいてトラッキングコードＴＣを生成し、局部発振信号ＬＯの周波数を調整するＰＬＬ部６と、トラッキングコードＴＣの交流成分の信号強度を検出するＤＦＴ回路１３と、ＤＦＴ回路１３の検出結果に基づいて電流制御信号ＣＣＮＴを生成する制御部１２とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は発振回路と、それを用いた無線通信装置および半導体装置に関し、たとえばダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置に好適に利用できるものである。

従来より、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信装置では、発振器で生成された局部発振信号を分周器で分周し、分周した局部発振信号にデータ信号を重畳して高周波信号を生成し、その高周波信号を増幅器で増幅してアンテナから送信している。このような無線通信装置では、増幅器で高周波信号の高調波が発生し、その高調波と局部発振信号とが同じ周波数帯域であるために互いに干渉し、発振器の特性が劣化する問題がある。

特許文献１には、局部発振信号の周波数が高周波信号の周波数の整数倍の関係とならないような分周器を設けることにより、高周波信号の高調波と局部発振信号の干渉を抑制する方法が開示されている。

特開２００８−３１１９８８号公報

しかし、特許文献１では、回路構成が複雑になり、回路面積が増大し、消費電力が増大するという問題があった。また、発振器の駆動電流を十分に大きくし、局部発振信号の振幅を大きくして高周波信号の高調波の影響を抑制する方法も考えられるが、消費電力が増大してしまう。

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

一実施の形態によれば、発振器の発振周波数を制御する周波数制御信号の交流成分の信号強度を検出し、その検出結果に基づいて発振器の駆動電流を制御する。

一実施の形態によれば、周波数制御信号の交流成分の信号強度、すなわち発振信号に重畳するノイズのレベルに基づいて発振器の駆動電流を制御する。したがって、必要最小限の駆動電流で発振信号に重畳するノイズのレベルを抑制することができ、消費電力の低減化を図ることができる。

本願の実施の形態１による発振回路の構成を示す回路ブロック図である。 本願の実施の形態２による無線通信装置の要部を示す回路ブロック図である。 図２に示したＰＧＡの要部を示す回路図である。 図３に示した電力制御信号の値とＰＧＡの出力との関係を示す図である。 図２に示したＬＣ発振器の構成を示す回路図である。 図５に示した可変容量コンデンサの構成を示す回路図である。 図５に示した可変抵抗器の構成を示す回路図である。 図２に示したＰＬＬ部および変調部の構成を示す回路ブロック図である。 図５に示したＬＣ発振器にノイズが発生する原因を説明するための回路ブロック図である。 図５に示したＬＣ発振器にノイズが発生する原因を説明するためのスペクトラム図である。 図５に示した電流制御信号の値とノイズレベルとの関係を示す図である。 図２に示したＲＦＩＣのうちのノイズレベルの検出に関連する部分を示す回路ブロック図である。 テストモード時における各種信号の信号強度を示すスペクトラム図である。 テストモード時におけるトラッキングコードの時刻変化を示す図である。 図１２に示したＤＦＴ回路の構成を例示する回路ブロック図である。 図１５に示した信号ＣＡＬの波形を示す図である。 図２に示したテーブルの構成を示す図である。 図２に示したＲＦＩＣのうちのテーブルの作成に関連する部分を示す回路ブロック図である。 図１７に示したテーブルの作成方法を示すフローチャートである。 図２に示した無線通信装置が適用されたモバイル通信機器の要部を示す回路ブロック図である。 実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図である。 実施の形態２の他の変更例を示す回路ブロック図である。 実施の形態２のさらに他の変更例を示す回路ブロック図である。 本願の実施の形態３による無線通信装置における各種信号の信号強度を示すスペクトラム図である。 図２４に示した高周波信号の周波数およびパワーと局部発振信号に重畳するノイズのレベルとの関係を示す図である。 図２４で説明した無線通信装置に含まれるテーブルを示す図である。 図２６に示したテーブルの作成方法を説明するための図である。

[実施の形態１]
本願の実施の形態１による発振回路１１０は、図１に示すように、発振器１１１、周波数制御部１１２、検出器１１３、および電流制御部１１４を備える。この発振回路１１０は、半導体基板の表面に形成された半導体集積回路装置（半導体装置）である。発振器１１１は、電流制御信号ＣＮＴＩの値に応じたレベルの電流で駆動され、周波数制御信号ＣＮＴＦの値に応じた周波数の発振信号ＬＯを生成する。周波数制御部１１２は、参照クロック信号ＣＬＫＲに基づいて周波数制御信号ＣＮＴＦを生成し、発振信号ＬＯの周波数を調整する。検出器１１３は、周波数制御信号ＣＮＴＦの交流成分の信号強度を検出する。電流制御部１１４は、検出器１１３の検出結果に基づいて電流制御信号ＣＮＴＩを生成する。電流制御部１１４は、たとえば、検出器１１３によって検出される信号強度が予め定められたしきい値よりも小さくなるように電流制御信号を生成する。

この実施の形態１では、周波数制御信号ＣＮＴＦの交流成分の信号強度、すなわち発振信号ＬＯに重畳するノイズのレベルに基づいて発振器１１１の駆動電流を制御する。したがって、必要最小限の駆動電流で発振信号ＬＯに重畳するノイズのレベルを抑制することができ、消費電力の低減化を図ることができる。

[実施の形態２]
本願の実施の形態２による無線通信装置は、図２に示すように、ベースバンド半導体装置（ＢＢＩＣ：Base Band integrated circuit）１および無線通信半導体装置（ＲＦＩＣ：Radio Frequency integrated circuit）２、電力増幅器（ＨＰＡ：High Power Amplifier）１８、および水晶発振器１９を備える。ＢＢＩＣ１とＲＦＩＣ２とＨＰＡ１８は、それぞれ別個の半導体チップの主面に形成された半導体集積回路装置（半導体装置）である。

ＢＢＩＣ１は、ＲＦＩＣ２に信号ＳＴＸを与える。信号ＳＴＸは、送信すべきデータ信号Ｄと、各種制御の指示を与える制御信号ＣＮＴを含む。ＲＦＩＣ２は、制御信号ＣＮＴに従って動作し、局部発振信号にデータ信号Ｄを重畳して高周波信号ＶＲＦを生成する。ＨＰＡ１８は、ＲＦＩＣ２からの高周波信号ＶＲＦを大電力で増幅してアンテナ(図示せず)に供給する。水晶発振器１９は、所定周波数（たとえば２６ＭＨｚ）の参照クロック信号ＣＬＫＲを生成してＲＦＩＣ２に与える。

ＲＦＩＣ２は、インターフェース部３、補正値加算部４、スイッチ５、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）部６、ＬＣ発振器７、分周／移相器（ＤＩＶ）８、変調部９、ＰＧＡ（Programmable Gain Amplifier）１０、出力バラン（Balun）１１、および制御部１２を含む。インターフェース部３は、ＢＢＩＣ１からの信号ＳＴＸに含まれるデータ信号Ｄを補正値加算部４に与えるとともに、信号ＳＴＸに含まれるデータ周波数信号ＤＦＩおよび制御信号ＣＮＴを制御部１２に与える。データ周波数信号ＤＦＩは、データ信号Ｄの周波数を示す情報を含む。補正値加算部４は、データ信号Ｄにオフセット補正値を加算する。オフセット補正値は、変調部９のキャリアリークを抑制するためのものである。

スイッチ５は、制御部１２からのテストモード信号ＴＭによって制御され、切換端子５ａ，５ｂと共通端子５ｃを含む。切換端子５ａは、補正値加算部４からのデータ信号Ｄを受ける。切換端子５ｂは、制御部１２からのテストデータ信号ＴＤを受ける。共通端子５ｃは、変調部９の入力端子に接続される。

テストモード信号ＴＭが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合は、端子５ａ，５ｃ間が導通し、補正値加算部４からのデータ信号Ｄが変調部９に与えられる。テストモード信号ＴＭが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合は、端子５ｂ，５ｃ間が導通し、制御部１２からのテストデータ信号ＴＤが変調部９に与えられる。データ信号Ｄは、Ｉ信号ＤｉとＱ信号Ｄｑを含む。テストデータ信号ＴＤは、Ｉ信号ＴＤｉとＱ信号ＴＤｑを含む。

変調部９は、分周／移相器８からの局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱにデータ信号Ｄ（またはテストデータ信号ＴＤ）を重畳させて差動信号である高周波信号Ｖｒｆを生成する。ＰＧＡ１０（電力増幅器）は、制御部１２からの電力制御信号ＰＣＮＴの値に応じたレベルの電力に高周波信号Ｖｒｆの電力を設定する。電力制御信号ＰＣＮＴは、複数ビットのデータ信号を含む。複数ビットのデータ信号の値は、設定すべき高周波信号Ｖｒｆの電力レベルを示す。高周波信号Ｖｒｆの電力レベルは、たとえば受信側の無線通信装置からの信号に応じて設定される。出力バラン１１は、ＰＧＡ１０から出力された差動信号である高周波信号Ｖｒｆをシングル信号である高周波信号ＶＲＦに変換してＨＰＡ１８に与える。

図３は、ＰＧＡ１０の要部を示す回路図である。図３において、ＰＧＡ１０は、電源電圧ＶＤＤのラインと出力ノードＮ１との間に接続されたリアクトルＬ１と、出力ノードＮ１と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に並列接続されたＭ個（ただし、Ｍは２以上の整数である）のＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１〜ＱＭを含む。トランジスタＱ１〜ＱＭのサイズ（すなわち電流駆動能力）は同じであってもよいし、２^０，２^１，２^２，２^３，…と２倍ずつ順次増大していてもよい。電力制御信号ＰＣＮＴによってトランジスタＱ１〜ＱＭのうちのいずれか複数のトランジスタＱが選択され、そのトランジスタＱのゲートに変調部９からの高周波信号ＶＩが入力される。高周波信号ＶＩは、差動の高周波信号Ｖｒｆに含まれる信号である。出力ノードＮ１には、選択されたトランジスタＱの個数および電流駆動能力に応じた振幅の高周波信号ＶＯが出力される。ＰＧＡ１０の出力（すなわち高周波信号Ｖｒｆの電力）は、図４に示すように、電力制御信号ＰＣＮＴの値に比例して増大する。

図２に戻って、ＰＬＬ部６（周波数制御部）は、ＬＣ発振器７から出力される局部発振信号ＬＯの周波数が参照クロック信号ＣＬＫＲの周波数に一致するように、あるいは所定の実数倍になるようにトラッキングコードＴＣ（周波数制御信号）を生成する。トラッキングコードＴＣは、複数ビットのデータ信号を含む。複数ビットのデータ信号の値は、設定すべき局部発振信号ＬＯの周波数を示す。局部発振信号ＬＯは、互いに位相が１８０度（π）だけ異なる２つの局部発振信号ＬＯ（０，π）を含む。

分周／移相器８は、ＬＣ発振器７で生成された局部発振信号ＬＯ（０，π）の周波数を１／２に分周した後に、それぞれの位相をπ／２だけずらせた信号を生成することにより、局部発振信号ＬＯＩ（０，π），ＬＯＱ（π／２，３π／２）を生成する。局部発振信号ＬＯＩとＬＯＱの位相は互いに９０度異なる。局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱは変調部９に与えられる。

図５は、ＬＣ発振器７の構成を示す回路図である。図５において、ＬＣ発振器７は、リアクトル２１、可変容量コンデンサ２２、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ２３，２４、および可変抵抗器２５を含む。リアクトル２１は、出力ノードＮ２３，Ｎ２４間に接続される。リアクトル２１の中間点は、電源電圧ＶＤＤのラインに接続される。可変容量コンデンサ２２は、出力ノードＮ２３，Ｎ２４間に接続される。

可変容量コンデンサ２２の容量値は、トラッキングコードＴＣの値に応じて変化する。発振器７の発振周波数は、可変容量コンデンサ２２の容量値（すなわちトラッキングコードＴＣの値）に応じて変化する。出力ノードＮ２３，Ｎ２４には、発振周波数の局部発振信号ＬＯ（０，π）が出力される。局部発振信号ＬＯ（０，π）は、差動信号である。出力ノードＮ２３，Ｎ２４の各々には正弦波信号が出力され、出力ノードＮ２３に出力される正弦波信号と出力ノードＮ２４に出力される正弦波信号とは１８０位相が異なる。

トランジスタ２３，２４のドレインはそれぞれ出力ノードＮ２３，Ｎ２４に接続され、それらのゲートはそれぞれ出力ノードＮ２４，Ｎ２３に接続され、それらのソースはともにノードＮ２５に接続される。可変抵抗器２５は、ノードＮ２５と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に接続される。可変抵抗器２５の抵抗値は、電流制御信号ＣＣＮＴの値に応じて減少する。発振器７の駆動電流は、電流制御信号ＣＣＮＴの値に応じて増大する。発振器７の駆動電流が増大すると、局部発振信号ＬＯの振幅が増大する。

図６は、可変容量コンデンサ２２の構成を示す回路図である。図６において、可変容量コンデンサ２２は、容量素子３０．０〜３０．Ｘ，３１．０〜３１．ＸおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタ３３．０〜３３．Ｘを含む。ただし、Ｘは自然数である。第ｘ番目（０≦ｘ≦Ｘ）の容量素子３０．ｘ、トランジスタ３２．ｘ、および容量素子３１．ｘは、出力ノードＮ２３，Ｎ２４間に直列に接続される。（Ｘ＋１）組の容量素子３０．ｘ、トランジスタ３２．ｘ、および容量素子３１．ｘの直列接続体は出力ノードＮ２３，Ｎ２４間に並列接続される。トランジスタ３２．０〜３２．ＸのうちのトラッキングコードＴＣの値に応じた数のトランジスタ３２がオンする。したがって、可変容量コンデンサ２２の容量値はトラッキングコードＴＣの値に応じて増大する。

図７は、可変抵抗器２５の構成を示す回路図である。図７において、可変抵抗器２５は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ３５．０〜３５．Ｙおよび抵抗素子３６．０〜３６．Ｙを含む。ただし、Ｙは自然数である。第ｙ番目（０≦ｙ≦Ｙ）のトランジスタ３５．ｙおよび抵抗素子３６．ｙは、ノードＮ２５と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に直列接続される。（Ｙ＋１）組のトランジスタ３５．ｙおよび抵抗素子３６．ｙの直列接続体はノードＮ２５と接地電圧ＶＳＳのラインとの間に並列接続される。トランジスタ３５．０〜３５．Ｙのうちの電流制御信号ＣＣＮＴの値に応じた数のトランジスタ３５がオンする。したがって、可変抵抗器２５の抵抗値は電流制御信号ＣＣＮＴの値に応じて減少する。

図８は、ＰＬＬ部６および変調部９の構成を示す回路ブロック図である。図８には、ＬＣ発振器７、分周／移相器８、およびＰＧＡ１０も示されている。図８において、ＰＬＬ部６は、分周器４０、デジタル位相比較器（ＤＰＦＤ：Digital Phase Frequency Detector）４１、およびデジタルローパスフィルタ（ＤＬＰＦ：Digital Low Pass Filter）４２を含む。

ＬＣ発振器７は、デジタルローパスフィルタ４２からのトラッキングコードＴＣの値に応じた周波数で発振する。分周器４０は、ＬＣ発振器７の出力信号（局部発振信号ＬＯ）を分周した信号を出力する。デジタル位相比較器４１は、水晶発振器１９からの参照クロック信号ＣＬＫＲと、分周器４０の出力信号との位相差を検出し、検出した位相差に対応した位相差信号を出力する。たとえば、デジタル位相比較器４１は、参照クロック信号ＣＬＫＲと分周器４０の出力信号との立上り時刻（または立下り時刻）の時間差を検出する。デジタルローパスフィルタ４２は、デジタル位相比較器４１から出力された位相差信号の周波数帯域を制限するデジタルフィルタである。デジタルローパスフィルタ４２は、位相差信号の高域の雑音成分を除去してトラッキングコードＴＣを生成する。

ＬＣ発振器７、分周器４０、デジタル位相比較器４１、およびデジタルローパスフィルタ４２によって帰還ループが構成される。この帰還ループによって、分周器４０から出力された信号の周波数と参照クロック信号ＣＬＫＲの周波数とが一致するまで帰還がかかる。このように周波数が一致することをロックするという。周波数がロックした状態では、局部発振信号ＬＯの周波数は、参照クロック信号ＣＬＫＲの周波数に分周器４０の分周比を乗算した値に一致する。なお、分周器４０の分周比は、制御部１２からの制御信号ＦＳによって変更可能になっている。

また、ＬＣ発振器７は、差動信号である局部発振信号ＬＯ（０，π）を出力する。分周／移相器８は、局部発振信号ＬＯ（０，π）の周波数の１／２の周波数の局部発振信号ＬＯＩ（０，π）を生成した後、局部発振信号ＬＯＩ（０，π）の位相を９０度ずらせて局部発振信号ＬＯＱ（π／２，３π／２）を生成する。局部発振信号ＬＯＩ（０，π）は、差動の局部発振信号ＬＯＩとして変調部９に与えられる。局部発振信号ＬＯＱ（π／２，３π／２）は、差動の局部発振信号ＬＯＱとして変調部９に与えられる。

変調部９は、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）コンバータ（ＤＡＣ）４３，４４、ＬＰＦ（Low Pass Filter）４５，４６、および直交変調器４７を含む。データ信号Ｄは、Ｉ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑを含む。Ｄ／Ａコンバータ４３，４４は、Ｉ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑをそれぞれアナログ差動信号に変換する。アナログ変換されたＩ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑは、それぞれＬＰＦ４５，４６を通過した後、それぞれ差動のベースバンド信号ＢＢＩ，ＢＢＱとして直交変調器４７に入力される。

直交変調器４７は、ベースバンド信号ＢＢＩ信号と局部発振信号ＬＯＩ信号とを乗算するとともに、ベースバンド信号ＢＢＱと局部発振信号ＬＯＱとを乗算し、それらの乗算結果を減算することによって、送信周波数帯域の高周波信号Ｖｒｆを生成してＰＧＡ１０に出力する。

このような無線通信装置では、ＰＧＡ１０の非線形特性に起因して、ＰＧＡ１０で高周波信号Ｖｒｆの２倍高調波が発生する。図９および図１０に示すように、出力バラン１１から出力される２倍高調波ＨＭ２がＬＣ発振器７に干渉し、局部発振信号ＬＯにノイズが重畳する。

すなわち、ＬＣ発振器７から出力される局部発振信号ＬＯの周波数を４０００ＭＨｚとし、分周／移相器８から出力される局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱの周波数を２０００ＭＨｚとし、データ信号Ｄの帯域幅を２０ＭＨｚとする。この場合、高周波信号ＶＲＦは、２０００ＭＨｚを中心とした２０ＭＨｚ帯域の信号成分を含む。高周波信号ＶＲＦの２倍高調波ＨＭ２は、４０００ＭＨｚを中心とした４０ＭＨｚ帯域の信号成分を含む。したがって、局部発振信号ＬＯと２倍高調波ＨＭ２は、同じ周波数帯域に存在する。このため、電磁結合や基板を介して出力バラン１１とＬＣ発振器７とが互いに干渉し、局部発振信号ＬＯにノイズが重畳する。

図１１に示すように、電流制御信号ＣＣＮＴの値（すなわちＬＣ発振器７の駆動電流）を大きくすると、ノイズのレベルが低下する。しかし、ＬＣ発振器７の駆動電流を増大させると、無線通信装置の消費電力が増大してしまう。また、ＰＧＡ１０の電力（すなわち電力制御信号ＰＣＮＴの値）が大きくなると、ノイズのレベルは上昇する。また、ノイズのレベルは、データ信号Ｄの周波数によって変化する。そこで、制御部１２は、電力制御信号ＰＣＮＴの値と、データ信号Ｄの周波数とに基づいて、ＬＣ発振器７のノイズのレベルが所定のしきい値よりも小さくなる程度に電流制御信号ＣＣＮＴの値（すなわちＬＣ発振器７の駆動電流）を制御する。

図２に戻って、制御部１２は、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform：離散フーリエ変換）回路１３、レジスタ（ＲＥＧ）１４、比較器１５、スイッチ１６，２６、およびテーブル１７を含む。ＤＦＴ回路１３は、制御信号ＣＡＬに応答してトラッキングコードＴＣの交流成分の信号強度Ａを求める。制御信号ＣＡＬは、制御信号ＣＮＴに従って制御部１２で生成される信号である。レジスタ１４には、信号強度のしきい値Ｂが格納されている。比較器１５は、信号強度Ａとしきい値Ｂを比較し、比較結果を示す信号Ｃを出力する。たとえば、Ａ＜Ｂである場合は信号Ｃは「Ｈ」レベルになり、Ａ≧Ｂである場合は信号Ｃは「Ｌ」レベルになる。

スイッチ１６は、切換端子１６ａ，１６ｂおよび共通端子１６ｃを含む。切換端子１６ａは信号Ｃを受け、切換端子１６ｂは「Ｌ」レベルの信号を受け、共通端子１６ｃはテーブル１７に接続される。テストモード信号ＴＭが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合は端子１６ａ，１６ｃ間が導通し、テストモード信号ＴＭが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合は端子１６ｂ，１６ｃ間が導通する。テストモード信号ＴＭは、制御信号ＣＮＴに従って制御部１２で生成される信号である。

スイッチ２６は、データ周波数信号ＤＦＩとテストデータ周波数信号ＴＤＦＩとを受け、テストモード信号ＴＭが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合はテストデータ周波数信号ＴＤＦＩをテーブル１７に与える。またスイッチ２６は、テストモード信号ＴＭが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合は、データ周波数信号ＤＦＩをテーブル１７に与える。テストデータ周波数信号ＴＤＦＩは、制御部１２内で生成され、テストデータ信号ＴＤの周波数を示す情報を含む。

テーブル１７は、テストモード時には、比較器１５からの信号Ｃに応答して、電力制御信号ＰＣＮＴの値とデータ信号Ｄの周波数と電流制御信号ＣＣＮＴの値との関係を記憶する。また、テーブル１７は、通常動作時は、電力制御信号ＰＣＮＴの値とデータ信号Ｄの周波数に応じて、電流制御信号ＣＣＮＴを出力する。テーブル１７は、データ信号の書き換えが可能な半導体記憶装置、たとえばＲＡＭ（Random Access Memory）を用いて構成される。なお、スイッチ１６を介してテーブル１７に与えられる信号が「Ｌ」レベルである場合は、テーブル１７の記憶内容は変更されない。

よって、図２に示す無線通信装置には、実施の形態１の発振回路１１０が設けられることが分かる。図１の周波数制御部１１２および発振器１１１は、それぞれ図２のＰＬＬ部６およびＬＣ発振器７により構成される。図１の検出器１１３は、ＤＦＴ回路１３、レジスタ１４および比較器１５により構成される。さらに、図１の電流制御部１１４は、テーブル１７により構成される。

次に、ＲＦＩＣ２の動作について説明する。図１２は、ＲＦＩＣ２のうちのＬＣ発振器７に発生するノイズレベルの検出に関連する部分を示す回路ブロック図である。ノイズレベルの検出時は、テストモード信号ＴＭが活性化レベルの「Ｈ」レベルにされて、スイッチ５の端子５ｂ，５ｃ間が導通状態にされる。また、端子５ｂにテストデータ信号ＴＤが与えられる。テストデータ信号ＴＤは、任意周波数（図１２では０．１ＭＨｚ）の正弦波信号であり、制御部１２で生成される信号である。この状態で発振器７およびＰＬＬ部６を任意周波数（図１２では４０００ＭＨｚ）で通常動作させると、ＲＦＩＣ２の出力信号ＶＲＦは分周／移相器８の出力信号ＬＯＩ，ＬＯＱにテストデータ信号ＴＤを重畳させた信号となる。

図１３は、テストモード時におけるテストデータ信号ＴＤ、局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱ、高周波信号ＶＲＦ、局部発振信号ＬＯ、および高周波信号ＶＲＦの２倍高調波ＨＭ２の信号強度を示すスペクトラム図である。図１３において、２０００ＭＨｚの局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱに０．１ＭＨｚのテストデータ信号ＴＤが重畳されて２０００ＭＨｚ＋０．１ＭＨｚの高周波信号ＶＲＦが生成される。ＰＧＡ１０では、２０００ＭＨｚ＋０．１ＭＨｚの高周波信号ＶＲＦと、４０００ＭＨｚ＋０．２ＭＨｚの２倍高調波ＨＭ２が生成される。この２倍高調波ＨＭ２がＬＣ発振器７に干渉し、ＬＣ発振器７の出力信号ＬＯに４０００ＭＨｚ＋０．２ＭＨｚのノイズが重畳される。なお、高周波信号ＶＲＦには、＋０．３ＭＨｚの信号も同時に現れ、さらなる干渉成分も考えられるがここでは考慮しない。

ここで、ＰＬＬ部６からＬＣ発振器７に与えられるトラッキングコードＴＣに着目する。ＰＬＬ部６は、ロック状態においてＬＣ発振器７の出力信号ＬＯの周波数を一定に保つ機能を有し、２倍高調波ＨＭ２の干渉が無い場合はトラッキングコードＴＣの値はある一定値（ＤＣ値）になる。しかし、２倍高調波ＨＭ２の干渉がある場合は、図１４（ａ）に示すように、トラッキングコードＴＣに０．２ＭＨｚの交流成分（ＡＣ成分）が現われる。２倍高調波ＨＭ２の干渉が強いほどトラッキングコードＴＣの交流成分の振幅が大きくなる。したがって、トラッキングコードＴＣの信号強度をＤＦＴ回路１３によって検出することにより、２倍高調波ＨＭ２の干渉量を定量的に把握することが可能となる。

ＬＣ発振器７の出力信号ＬＯはテストデータ信号ＴＤの周波数（０．１ＭＨｚ）と分周／移相器８の分周比（＝２）の積の周波数成分を含むので、周波数を限定したＤＦＴも可能となる。図１５は、ＤＦＴ回路１３の構成を例示する回路ブロック図である。図１５において、ＤＦＴ回路１３は、平均値演算部（ＡＶＧ）５０、減算器５１、スイッチ５２、ＣＯＳ波生成回路５３、９０度移相器５４、加算器５７，５８，６３、積分器５９、乗算器６０，６１、２乗演算部６２、および除算部６４を含む。

平均値演算部５０は、トラッキングコードＴＣの平均値すなわちＤＣ値を求める。減算器５１は、トラッキングコードＴＣから平均値演算部５０で求められたＤＣ値を減算してトラッキングコードＴＣのＡＣ値を求める。スイッチ５２は、切換端子５２ａ，５２ｂおよび共通端子５２ｃを含む。切換端子５２ａは、減算器５１の出力信号を受ける。切換端子５２ｂは「０」を示すデータ信号を受ける。信号ＣＡＬが「Ｈ」レベルである場合は端子５２ａ，５２ｃ間が導通し、信号ＣＡＬが「Ｌ」レベルである場合は端子５２ｂ，５２ｃ間が導通する。信号ＣＡＬは、図１６に示すように、検出期間Ｔｄｅtでは「Ｈ」レベルになり、他の期間では「Ｌ」レベルになる信号である。

ＣＯＳ波生成回路５３は０．２ＭＨｚの余弦波信号を生成し、９０度移相器５４は余弦波信号の位相を９０度遅らせて正弦波信号を生成する。乗算器５５は、減算器５１からの信号とＣＯＳ波生成回路５３からの余弦波信号とを乗算する。乗算器５６は、減算器５１からの信号と９０度移相器５４からの正弦波信号とを乗算する。加算器５７は、乗算器５５の出力信号を積算する。加算器５８は、乗算器５６の出力信号を積算する。加算器５７，５８は積分器を構成する。

乗算器６０は、加算器５７の出力信号を２乗する。乗算器６１は、加算器５８の出力信号を２乗する。乗算器６０，６１は２乗演算部６２を構成する。加算器６３は、乗算器６３の出力信号と乗算器６１の出力信号とを加算する。除算部６４は、加算器６３の出力信号をＫで除算する。Ｋは、検出期間Ｔｄｅtの時間に比例する値である。除算部６４の出力信号がＤＦＴ回路１３の出力信号Ａとなる。

なお、余弦波信号および正弦波信号の周波数は任意の値に設定可能である。図１５では、０．２ＭＨｚの信号強度を検出するために０．２ＭＨｚの余弦波信号および正弦波信号を用いた。

図１７は、テーブル１７の構成を示す図である。図１７において、テーブル１７では、縦方向に電力制御信号ＰＣＮＴの値が０，１，２，…，ｍと順次配列され、横方向にテストデータ信号ＴＤの周波数（ＭＨｚ）が０．１，０．２，０．３，…，０．１×（ｎ＋１）と順次配列されている。ただし、ｍ，ｎの各々は正の整数である。また、テーブル１７では、電力制御信号ＰＣＮＴの値とテストデータ信号ＴＤの周波数との交差部に、それらに対応する電流制御信号ＣＣＮＴの値Ｃｍｎが配置される。

図１８は、ＲＦＩＣ２のうちのテーブル１７の作成に関連する部分を示す回路ブロック図である。図１８において、テーブル１７の作成時には、スイッチ５の端子５ｂ，５ｃ間が導通状態にされる。選択された周波数のテストデータ信号ＴＤがスイッチ５を介して変調部９に与えられるとともに、そのテストデータ信号ＴＤの周波数を示すテストデータ周波数信号ＴＤＦＩがスイッチ２６を介してテーブル１７に与えられる。また、テーブル１７には、電力制御信号ＰＣＮＴと比較器１５の出力信号Ｃが与えられる。

まず、電力制御信号ＰＣＮＴの値とテストデータ信号ＴＤの周波数とが最小値（図１７では、それぞれ０，０．１）に設定され、電流制御信号ＣＣＮＴの値が最小値に設定される。この状態でＲＦＩＣ２が通常に動作し、トラッキングコードＴＣのＡＣ成分の振幅Ａがしきい値Ｂよりも大きいか否かが判定される。Ａ≧Ｂである場合は、まだＬＣ発振器７の駆動電流が小さいので、電流制御信号ＣＣＮＴの値が１段階大きくされて、再度ＡとＢが比較される。このような動作を繰り返し、Ａ＜Ｂとなったときは、ＬＣ発振器７の駆動電流が必要十分に大きくなったので、そのときの電流制御信号ＣＣＮＴの値Ｃ００をテーブル１７に格納する。

このような動作を、電力制御信号ＰＣＮＴの値（０，１，２，…，ｍ）とテストデータ信号ＴＤの周波数の値（０．１，０．２，０．３，…，０．１×（ｎ＋１））との全ての組合せの各々において実行し、テーブル１７を完成する。テーブル１７は、たとえば無線通信装置に電源が投入されて内部回路をセットアップする際に作成される。

図１９は、テーブルの作成動作を示すフローチャートである。ステップＳ１においてテストモード信号ＴＭを「Ｈ」レベルにしてテストモードを設定する。ステップＳ２において電力制御信号ＰＣＮＴの値とテストデータ信号ＴＤとを設定する。ステップＳ３において電流制御信号ＣＣＮＴの値を設定し、ＲＦＩＣ２を通常動作させてトラッキングコードＴＣの交流成分の振幅値Ａを検出する。ステップＳ４において検出値Ａがしきい値Ｂよりも小さいか否かを判別し、小さくない場合すなわちＡ≧Ｂである場合はステップＳ３に戻り、電流制御信号ＣＣＮＴの値を１段階大きくする。

ステップＳ４においてＡ＜Ｂである場合は、ステップＳ６において電流制御信号ＣＣＮＴの値をテーブル１７に保存する。ステップＳ７においてテーブル１７が完成したか否か、すなわち全ての場合について最適な電流制御信号ＣＣＮＴの値が求められたか否かを判別する。ステップＳ７においてテーブル１７が完成していないと判別した場合はステップＳ２に戻って電力制御信号ＰＣＮＴの値とテストデータ信号ＴＤとのうちの少なくともいずれか一方を新たに設定し、テストモードを継続する。ステップＳ７においてテーブル１７が完成したと判別した場合はステップＳ８でテストモード信号ＴＭを非活性化レベルの「Ｌ」レベルにしてテストモードを終了する。

次に、通常の送信動作について説明する。図２に戻って、ＢＢＩＣ１から信号ＳＴＸがＲＦＩＣ２に与えられる。信号ＳＴＸは、ＲＦＩＣ２のインターフェース部３によってデータ信号Ｄとデータ周波数信号ＤＦＩと制御信号ＣＮＴに分割される。データ信号Ｄは、補正値加算部４によってオフセット補正値を加算された後に、スイッチ５を介して変調部９に与えられる。

また、データ周波数信号ＤＦＩは、スイッチ２６を介してテーブル１７に与えられる。また、受信側の無線通信装置からの信号に基づいて電力制御信号ＰＣＮＴが生成されてＰＧＡ１０とテーブル１７に与えられる。テーブル１７は、データ周波数信号ＤＦＩで示されるデータ信号Ｄの周波数と、電力制御信号ＰＣＮＴの値とに基づいて電流制御信号ＣＣＮＴをＬＣ発振器７に与える。これにより、最小限の駆動電流でＬＣ発振器７におけるノイズレベルＡをしきい値Ｂよりも小さくすることができる。ＬＣ発振器７の発振周波数は、ＰＬＬ部６によって参照クロック信号ＣＬＫＲの周波数に一致するように制御される。

ＬＣ発振器７で生成された局部発振信号ＬＯは、分周／移相器８によって局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱに変換される。一方、データ信号Ｄに含まれるＩ信号ＤｉとＱ信号Ｄｑは、変調部９においてベースバンド信号ＢＢＩ，ＢＢＱに変換される。変調部９は、ベースバンド信号ＢＢＩ信号と局部発振信号ＬＯＩ信号とを乗算するとともに、ベースバンド信号ＢＢＱと局部発振信号ＬＯＱとを乗算し、それらの乗算結果を減算することによって、送信周波数帯域の高周波信号Ｖｒｆを生成してＰＧＡ１０に出力する。

高周波信号Ｖｒｆは、ＰＧＡ１０によって電力制御信号ＰＣＮＴの値に応じたレベルの電力に設定された後、出力バラン１１によってシングル信号に変換され、ＨＰＡ１８によって大電力信号に増幅され、アンテナを介して送信される。

この実施の形態２では、トラッキングコードＴＣの交流成分の振幅の大きさＡをＤＦＴ回路１３によって検出することにより、ＬＣ発振器７の出力信号ＬＯに重畳するノイズレベルを定量的に検出することができる。

また、検出値Ａの検出結果に基づいて、電力制御信号ＰＣＮＴの値と、テストデータ信号ＴＤの周波数と、電流制御信号ＣＣＮＴの最適値との関係を示すテーブル１７を予め作成し、そのテーブル１７に基づいてＬＣ発振器７の駆動電流を設定する。したがって、必要最小限の駆動電流をＬＣ発振器７に流してノイズレベルの検出値Ａをしきい値Ｂよりも小さくすることができ、消費電力の低減化を図ることができる。

なお、この実施の形態２では、テーブル１７に基づいてＬＣ発振器７の駆動電流を設定したが、これに限るものではなく、高周波信号ＶＲＦの干渉を受ける分周／移相器８、直交変調器４７などについても同様のテーブルを作成して駆動電流を設定してもよい。

また、この実施の形態２による無線通信装置は、代表的には、携帯電話、スマートフォン、タブレット端末等のモバイル通信機器に適用される。図２０は、そのようなモバイル通信機器の要部を示す回路ブロック図である。図２０において、このモバイル通信機器は、ＢＢＩＣ７０、ＲＦＩＣ７１、ＨＰＡ７２、フロントエンドモジュール（ＦＥＭ）７３、アンテナ７４、および入力バラン７５を備える。

以下、送信時および受信時に分けて各部の動作について簡単に説明する。まず、送信時には、ＢＢＩＣ７０は、送信データに基づいてＩ信号と直交位相成分であるＱ信号とを生成する。生成されたＩ信号およびＱ信号は、ＲＦＩＣ７１への制御信号とともに、シリアル差動信号ＳＴＸに変換されて、ＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signaling）でＲＦＩＣ７１に出力される。シリアル差動信号ＳＴＸは、ＲＦＩＣ７１のインターフェース部１１でシリアル−パラレル変換されてＩ信号ＤｉおよびＱ信号ＤｑとＲＦＩＣ７１への制御信号とに分離される。

ＲＦＩＣ７１は、送信装置の構成として、制御部８１、補正値加算部８２、スイッチ８３、Ｄ／Ａコンバータ８４，８５、ＬＰＦ８６，８７、局部発振回路８８、分周／移相器８９、直交変調器９０、送信用ＰＧＡ９１、および出力バラン９２を含む。

インターフェース部８０から出力されたデジタルのＩ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑには、補正値加算部８２によって第１および第２のオフセット補正値がそれぞれ付加される。オフセット補正値は、直交変調器９０のキャリアリークを抑制するためのものである。

スイッチ８３は、Ｉ信号Ｄｉ及びＱ信号Ｄｑのそれぞれに対し図２に示すスイッチ５を設けた構成を有する。よってスイッチ８３はテストモード信号ＴＭが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合は、補正値加算部８２からのオフセット補正されたＩ信号ＤｉおよびＱ信号ＤｑをそれぞれＤ／Ａコンバータ８４，８５に与える。また、スイッチ８３は、テストモード信号ＴＭが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合は、制御部８１からのテストＩ信号ＴＤｉおよびテストＱ信号ＴＤｑをそれぞれＤ／Ａコンバータ８４，８５に与える。

Ｄ／Ａコンバータ８４，８５は、スイッチ８３からのＩ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑ（またはテストＩ信号ＴＤｉおよびテストＱ信号ＴＤｑ）をそれぞれアナログ差動信号に変換する。アナログ変換されたＩ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑ（またはテストＩ信号ＴＤｉおよびテストＱ信号ＴＤｑ）は、ＬＰＦ８６，８７をそれぞれ通過した後、それぞれ差動のベースバンド信号ＢＢＩ，ＢＢＱとして直交変調器９０に入力される。

局部発振回路８８は、図２および図８に示すＰＬＬ部６およびＬＣ発振器７を有し、差動信号である局部発振信号ＬＯ（０，π）を出力する。ＰＬＬ６内のデジタルローパスフィルタ４２で生成されたトラッキングコードＴＣは、制御部８１に与えられる。ＬＣ発振器７は、制御部８１からの電流制御信号ＣＣＮＴの値に応じたレベルの電流で駆動される。また、局部発振信号ＬＯの周波数は、制御部８１からの信号ＦＳによって変更可能になっている。図２５では図示されないが、図２の水晶発振器１９がＲＦＩＣ７１の外部に設けられ、その生成される参照クロックＣＬＫＲが局部発振回路８８内のＰＬＬ６に供給される。

分周／移相器８９は、局部発振信号ＬＯ（０，π）の周波数の１／２の周波数の局部発振信号ＬＯＩ（０，π）を生成した後、局部発振信号ＬＯＩ（０，π）の位相を９０度ずらせてＬＯＱ（π／２，３π／２）を生成する。局部発振信号ＬＯＩ（０，π）は、差動の局部発振信号ＬＯＩとして直交変調器９０に与えられる。局部発振信号ＬＯＱ（π／２，３π／２）は、差動の局部発振信号ＬＯＱとして直交変調器９０に与えられる。局部発振信号ＬＯＩとＬＯＱの位相差は９０度であり、局部発振信号ＬＯＱの位相が局部発振信号ＬＯＩの位相よりも遅れている。

直交変調器９０は、ベースバンド信号ＢＢＩと局部発振信号ＬＯＩとを乗算するとともに、ベースバンド信号ＢＢＱと局部発振信号ＬＯＱとを乗算し、それらの乗算結果を減算することによって、送信周波数帯域の高周波信号Ｖｒｆを生成して送信用ＰＧＡ９１に出力する。送信用ＰＧＡ９１は、制御部８１からの電力制御信号ＰＣＮＴの値に応じた電力に高周波信号Ｖｒｆの電力を調整する。送信用ＰＧＡ９１によって電力調整された差動信号である高周波信号Ｖｒｆは、出力バラン９２によってシングルエンド信号である高周波信号ＶＲＦに変換される。

ＨＰＡ７２は、出力バラン９２からの高周波信号ＶＲＦを大電力で増幅する。増幅された高周波信号ＶＲＦは、フロントエンドモジュール７３を介してアンテナ７４に供給され、アンテナ７４から放射される。フロントエンドモジュール７３は、送信信号と受信信号を分離するデュプレクサと、送受信周波数帯ごとに用意されたデュプレクサとアンテナ７４との接続を切替えるスイッチとを含むモジュールである。

制御部８１は、インターフェース部８０を介してＢＢＩＣ７０から制御信号を受け、その制御信号に基づき送信動作及び受信動作を含むＲＦＩＣ７１の種々の制御を行なう。制御部８１は、図２に示すように、制御信号ＣＮＴを受けて動作する制御部１２と同一の構成を有する。送信装置の制御に関し、制御部８１は、テストモード時にテストモード信号ＴＭを活性化レベルの「Ｈ」レベルにし、テストＩ信号ＴＤｉおよびテストＱ信号ＴＤｑと、電力制御信号ＰＣＮＴと、電流制御信号ＣＣＮＴとを出力する。制御部８１は、テストモード時に、テストＩ信号ＴＤｉおよびテストＱ信号ＴＤｑと、電力制御信号ＰＣＮＴの値と、電流制御信号ＣＣＮＴの最適値との関係を示すテーブルを作成する。また制御部８１は、送信時にテストモード信号ＴＭを非活性化レベルの「Ｌ」レベルにし、Ｉ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑの周波数と、電力制御信号ＰＣＮＴの値と、テーブルとに基づいて、電流制御信号ＣＣＮＴの最適値を求め、その値の電流制御信号ＣＣＮＴを出力する。なお、図２に示すデータ周波数信号ＤＦＩ，ＴＤＦＩおよびスイッチ２６はＩ信号ＤｉおよびＱ信号Ｄｑで共通化されている。

次に、受信時には、アンテナ７４で受信された受信信号は、フロントエンドモジュール７３を介して入力バラン７５に与えられる。入力バラン７５は、シングルエンド信号である受信信号を差動信号に変換するとともにインピーダンス変換を行ってＲＦＩＣ７１に伝送する。

ＲＦＩＣ７１は、受信装置の構成として、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１００、直交復調器１０１、局部発振回路１０２、分周／移相器１０３、ＬＰＦ１０４，１０５、受信用ＰＧＡ１０６，１０７、およびＡ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１０８，１０９を含む。

入力バラン７５からの受信信号は、ＬＮＡ１００によって増幅された後、直交復調器１０１に入力される。直交復調器１０１には、ＬＮＡ１００の出力に加えて、局部発振回路１０２の出力信号に基づいて分周／移相器１０３にて生成されたアナログ差動信号である局部発振信号ＲＸＬＯＩ，ＲＸＬＯＱが入力される。ここで、局部発振信号ＲＸＬＯＩとＲＸＬＯＱとの位相差は９０度であり、局部発振信号ＲＸＬＯＱの位相が局部発振信号ＲＸＬＯＩの位相よりも遅れている。

直交復調器１０１は、受信信号と局部発振信号ＲＸＬＯＩとを乗算することによってベースバンドＩ信号を生成し、受信信号と局部発振信号ＲＸＬＯＱとを乗算することによってベースバンドＱ信号を生成する。

直交復調器１０１によって生成されたベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号とは、ＬＰＦ１０４，１０５によって不要波が除去された後に受信用ＰＧＡ１０６，１０７によってそれぞれレベル調整される。受信用ＰＧＡ１０６，１０７を通過したＩ信号およびＱ信号は、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）１０８，１０９によってそれぞれデジタル変換される。その後、ベースバンドＩ信号およびベースバンドＱ信号は、インターフェース部８０によってシリアル差動信号ＳＲＸに変換されてＬＶＤＳにてＢＢＩＣ７０に出力される。ＢＢＩＣ７０は、受信したＩ信号およびＱ信号を含むシリアル差動信号ＳＲＸに基づいて受信信号を復調する。

また、図２１は、実施の形態２の変更例を示す回路ブロック図であって、図２と対比される図である。図２１において、この変更例では、ＰＬＬ部６、ＬＣ発振器７、分周／移相器８、変調部９、ＰＧＡ１０、および出力バラン１１だけがＲＦＩＣ２に搭載され、制御部１２などの残りの部分はＢＢＩＣ１に搭載される。また、信号Ｄ，ＤＦＩ,ＴＤ，ＴＤＦＩはＢＢＩＣ１内で生成され、スイッチ２６は除去される。この変更例でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

また、図２２は、実施の形態２の他の変更例を示す回路ブロック図であって、図２１と対比される図である。図２２において、この変更例は、図２１のＲＦＩＣ２にＡ／Ｄコンバータ６５およびＤ／Ａコンバータ６６，６７を追加したものである。また、デジタル回路であるＰＬＬ部６、ＬＣ発振器７、およびＰＧＡ１０は、それぞれアナログ回路であるＰＬＬ部６Ａ、ＬＣ発振器７Ａ、およびＰＧＡ１０Ａで置換される。

Ａ／Ｄコンバータ６５は、ＰＬＬ部６Ａから出力されるアナログ信号であるトラッキング信号ＴＣＡをデジタル信号であるトラッキングコードＴＣに変換してＤＦＴ回路１３に与える。Ｄ／Ａコンバータ６６は、デジタル信号である電流制御信号ＣＣＮＴをアナログ信号ＣＣＮＴＡに変換してＬＣ発振器７Ａに与える。ＬＣ発振器７Ａの駆動電流は、アナログ信号ＣＣＮＴＡによって制御される。Ｄ／Ａコンバータ６７は、デジタル信号である電力制御信号ＰＣＮＴをアナログ信号ＰＣＮＴＡに変換する。ＰＧＡ１０Ａは、アナログ信号ＰＣＮＴＡに従って高周波信号Ｖｒｆの電力を設定する。この変更例でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

また、図２３は、実施の形態２のさらに他の変更例を示す回路ブロック図であって、図２と対比される図である。図２３において、この変更例は、図２のＲＦＩＣ２にＡ／Ｄコンバータ６５およびＤ／Ａコンバータ６６，６７を追加したものである。また、デジタル回路であるＰＬＬ部６、ＬＣ発振器７、およびＰＧＡ１０は、それぞれアナログ回路であるＰＬＬ部６Ａ、ＬＣ発振器７Ａ、およびＰＧＡ１０Ａで置換される。これらの動作は、図２２で示した変更例と同じであるので、その説明は繰り返さない。この変更例でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

［実施の形態３］
本実施の形態３の無線通信装置は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）規格に従って通信するものであり、その全体構成は図２に示した無線通信装置と同様である。ＬＴＥ規格では、０．２ＭＨｚ間隔のリソースブロックＲＢと呼ばれる高周波信号が用いられる。リソースブロックＲＢのバンド幅ＢＷは０．１８ＭＨｚである。通信時には所定帯域（たとえば２０ＭＨｚ）において、複数のリソースブロックＲＢを連続的に配置することができ、リソースブロックＲＢの数を増やすことにより、１回当たりの伝送データ量を調整する。

図２４(ａ）は、ＬＴＥ規格の無線通信装置におけるデータ信号Ｄ、高周波信号ＶＲＦ、局部発振信号ＬＯ、高周波信号ＶＲＦの２倍高調波ＨＭ２の信号強度を示すスペクトラム図である。ＬＣ発振器７から出力される局部発振信号ＬＯの周波数を３９００ＭＨｚとし、分周／移相器８から出力される局部発振信号ＬＯＩ，ＬＯＱの周波数を１９５０ＭＨｚとし、データ信号Ｄの帯域幅を２０ＭＨｚとする。この場合、高周波信号ＶＲＦは、Ｅ−ＵＴＲＡ Ｂａｎｄ１ 付近の周波数（１９５０ＭＨｚ）を中心とした２０ＭＨｚ帯域の信号成分を含む。

図２４（ｂ）では、２０ＭＨｚ帯域の中心から約９．９ＭＨｚオフセットした位置にバンド幅ＢＷが０．１８ＭＨｚの１つのリソースブロックＲＢが配置された場合が示されている。図２４（ｃ）では、２０ＭＨｚ帯域の中心から約１ＭＨｚオフセットした位置に３つのリソースブロックＲＢが連続配置された場合が示されている。連続配置された３つのリソースブロックＲＢのバンド幅ＢＷは約０．６ＭＨｚとなる。リソースブロックＲＢの数が増えると、高周波信号ＶＲＦの帯域が広がり出力パワーの最大値が低下する。

また、高周波信号ＶＲＦの２倍高調波ＨＭ２は、３９００ＭＨｚを中心とした４０ＭＨｚ帯域の信号成分を含む。したがって、局部発振信号ＬＯと２倍高調波ＨＭ２は、同じ周波数帯域に存在する。このため、電磁結合や基板を介して出力バラン１１とＬＣ発振器７とが互いに干渉し、局部発振信号ＬＯにノイズが発生する。

図２５（ａ）（ｂ）は高周波信号ＶＲＦの周波数と局部発振信号ＬＯに重畳するノイズのレベルとの関係を示す図である。特に、図２５（ａ）は高周波信号ＶＲＦの電力が大きい場合を示し、図２５（ｂ）は高周波信号ＶＲＦの電力が小さい場合を示している。図２５（ａ）（ｂ）に示すように、高周波信号ＶＲＦの周波数が中心周波数（１９５０ＭＨｚ）から離れるほどノイズレベルが小さくなる。換言すると、高周波信号ＶＲＦの中心周波数（１９５０ＭＨｚ）からのオフセット周波数が大きくなるほどノイズレベルが小さくなる。また、高周波信号ＶＲＦの電力が小さくなるとノイズレベルが小さくなる。したがって、リソースブロックＲＢの数が増加すると、最大電力が小さくなるので、ノイズレベルが低下する。

そこで、本実施の形態３では、リソースブロックＲＢの数Ｎｒｂ毎に、電力制御信号ＰＣＮＴの値と、テストデータ信号ＴＤのオフセット周波数と、電流制御信号ＣＣＮＴの値とを示すテーブルを作成する。ここでは、リソースブロックＲＢの数Ｎｒｂが１〜Ｚの場合をそれぞれ第１〜第Ｚのリソースブロックパターンと称する。ただし、Ｚは自然数である。本実施の形態３では、図２６に示すように、それぞれ第１〜第Ｚのリソースパターンに対応するＺ個のテーブル１７．１〜１７．Ｚが作成される。テーブル１７．１〜１７．Ｚの各々は、電力制御信号ＰＣＮＴの値とテストデータ信号ＴＤのオフセット周波数（ＭＨｚ）と電流制御信号ＣＣＮＴの値との関係を示している。

ここで、Ｚ＝１００である場合のテーブル１７．１〜１７．１００について説明する。第１のリソースブロックパターン、すなわちリソースブロックＲＢの数Ｎｒｂが１である場合は、図２７（ａ）に示すように、チャネル帯域内に１個のリソースブロックＲＢ×１が配置される。リソースブロックＲＢ×１の位置（すなわちテストデータ信号ＴＤのオフセット周波数）は１００通りある。１００通りのリソースブロックＲＢ×１の各々について、電力制御信号ＰＣＮＴの値０〜ｍに対応する電流制御信号ＣＣＮＴの値Ｃ０ｉ〜Ｃｍｉを求め、テーブル１７．１に格納する。ただし、ｉ＝０〜９９である。

また、第２のリソースブロックパターン、すなわちリソースブロックＲＢの数Ｎｒｂが２である場合は、図２７（ｂ）に示すように、チャネル帯域内に隣接する２個のリソースブロックＲＢ×２が配置される。リソースブロックＲＢ×２の位置（すなわちテストデータ信号ＴＤのオフセット周波数）は９９通りある。９９通りのリソースブロックＲＢ×２の各々について、電力制御信号ＰＣＮＴの値０〜ｍに対応する電流制御信号ＣＣＮＴの値Ｃ０ｉ〜Ｃｍｉを求め、テーブル１７．２に格納する。ただし、ｉ＝０〜９８である。

また、第１００のリソースブロックパターン、すなわちリソースブロックＲＢの数Ｎｒｂが１００である場合は、図２７（ｃ）に示すように、チャネル帯域内に隣接する１００個のリソースブロックＲＢ×１００が配置される。リソースブロックＲＢ×１００の位置（すなわちテストデータ信号ＴＤのオフセット周波数）は１通りある。１通りのリソースブロックＲＢ×１００について、電力制御信号ＰＣＮＴの値０〜ｍに対応する電流制御信号ＣＣＮＴの値Ｃ００〜Ｃｍ０を求め、テーブル１７．１００に格納する。

無線通信装置の制御部１２は、実施の形態２と同様の方法でテーブル１７．１〜１７．Ｚを作成および使用する。すなわち制御部１２は、各リソースブロックパターン毎に、互いにオフセット周波数が異なる複数のテストデータ信号ＴＤのうちのいずれかのテストデータ信号と、互いに電力レベルが異なる複数の電力制御信号ＰＣＮＴのうちのいずれかの電力制御信号ＰＣＮＴとを選択する。また、制御部１２は、選択したテストデータ信号ＴＤおよび電力制御信号ＰＣＮＴをそれぞれ変調部９およびＰＧＡ１０に与え、ＤＦＴ回路１３によって検出される信号強度Ａがしきい値Ｂよりも小さくなるような電流制御信号ＣＣＮＴの値を検出する。また、制御部１２は、その検出結果に基づいて、当該リソースブロックパターンに対応するテーブルを作成する。テーブル１７．１〜１７．Ｚは、たとえば、無線通信装置に電源電圧が投入されて内部回路をセットアップする期間に作成される。

また、制御部１２は、通信時は、リソースブロックＲＢの数Ｎｒｂと電力制御信号ＰＣＮＴの値とデータ信号Ｄの周波数とテーブル１７．１〜１７．Ｚとに基づいて最適な電流制御信号ＣＣＮＴの値を求め、その値の電流制御信号ＣＣＮＴをＬＣ発振器７に与える。したがって、本実施の形態３でも、実施の形態２と同じ効果が得られる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

１，７０ ＢＢＩＣ、２，７１ ＲＦＩＣ、３，８０ インターフェース部、４，８２ 補正値加算部、５，１６，２６，５２，８３ スイッチ、６ ＰＬＬ部、７ ＬＣ発振器、８，８９，１０３ 分周／移相器、９ 変調部、１０，９１，１０６，１０７ ＰＧＡ、１１，９２ 出力バラン、１２ 制御部、１３ ＤＦＴ回路、１４ レジスタ、１５ 比較器、１７ テーブル、１８，７２ ＨＰＡ、１９ 水晶発振器、Ｌ１，２１ リアクトル、Ｑ，２３，２４，３３，３５ ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、２２ 可変容量コンデンサ、２５ 可変抵抗器、３０，３１ 容量素子、３６ 抵抗素子、４０ 分周器、４１ デジタル位相比較器、４２ デジタルローパスフィルタ、４３，４４，６６，６７，８４，８５ Ｄ／Ａコンバータ、４５，４６，８６，８７，１０４，１０５ ＬＰＦ、４７，９０ 直交変調器、５０ 平均値演算部、５１ 減算器、５３ ＣＯＳ波生成回路、５４ ９０度移相器、５７，５８，６３ 加算器、５９ 積分器、６０，６１ 乗算器、６２ ２乗演算部、６４ 除算部、６５，１０８，１０９ Ａ／Ｄコンバータ、７３ フロントエンドモジュール、７４ アンテナ、８８，１０２ 局部発振回路、１００ ＬＮＡ、１０１ 直交復調器、１１０ 発振回路、１１１ 発振器、１１２ 周波数制御部、１１３ 検出器、１１４ 電流制御部。

Claims (16)

1. 電流制御信号の値に応じたレベルの電流で駆動され、周波数制御信号の値に応じた周波数の発振信号を生成する発振器と、
   参照クロック信号に基づいて前記周波数制御信号を生成し、前記発振信号の周波数を調整する周波数制御部と、
   前記周波数制御信号の交流成分の信号強度を検出する検出器と、
   前記検出器の検出結果に基づいて前記電流制御信号を生成する電流制御部とを備える、発振回路。
2. 前記電流制御部は、前記検出器によって検出される信号強度が予め定められたしきい値よりも小さくなるように前記電流制御信号を生成する、請求項１に記載の発振回路。
3. 前記検出器は、
   前記周波数制御信号に対して離散フーリエ変換を行なう演算回路と、
   前記演算回路の出力とある値との大小を比較し、比較結果を示す信号を前記検出結果として出力する比較回路とを含む、請求項１に記載の発振回路。
4. 前記周波数制御部は、
   前記発振信号を分周してクロック信号を生成する分周器と、
   前記分周器で生成されたクロック信号と前記参照クロック信号との位相を比較する位相比較器とを含み、
   前記クロック信号の周波数を前記参照クロック信号の周波数に一致させるように前記周波数制御信号を生成する、請求項１に記載の発振回路。
5. 請求項１に記載の発振回路と、
   前記発振信号を分周する分周器と、
   前記分周器で分周された前記発振信号にデータ信号を重畳させて高周波信号を生成する変調部と、
   電力制御信号の値に応じたレベルの電力に前記高周波信号の電力を設定する電力増幅器とを備え、
   前記周波数制御信号の交流成分は前記高周波信号の高調波の周波数を有する、無線通信装置。
6. 前記電流制御部は、
   前記データ信号の周波数と前記電力制御信号の値と前記電流制御信号の値との関係を示すテーブルを含み、
   前記テーブルの出力値に基づいて前記電流制御信号を生成する、請求項５に記載の無線通信装置。
7. 前記電流制御部は、互いに周波数が異なる複数のデータ信号のうちのいずれかのデータ信号と、互いに値が異なる複数の電力制御信号のうちのいずれかの電力制御信号と、互いに値が異なる複数の電流制御信号のうちのいずれかの電流制御信号とをそれぞれを前記変調部、前記電力増幅器、および前記発振器に与え、前記検出器によって検出される信号強度が前記予め定められたしきい値よりも小さいか否かを判別し、その判別結果に基づいて前記テーブルを作成する、請求項６に記載の無線通信装置。
8. 前記無線通信装置は、ＬＴＥ規格に基づいて、複数のリソースブロックパターンのうちのいずれかのリソースブロックパターンを選択し、選択したリソースブロックパターンを用いて通信し、
   前記複数のリソースブロックパターンは互いに異なる数のリソースブロックを有し、
   前記電流制御部は、
   それぞれ前記複数のリソースブロックパターンに対応して設けられ、各々が前記データ信号のオフセット周波数と前記電力制御信号の値と前記電流制御信号の値との関係を示す複数のテーブルを含み、
   前記複数のリソースブロックパターンのうちの選択されたリソースブロックパターンに対応するテーブルと、前記データ信号のオフセット周波数と、前記電力制御信号の値とに基づいて前記電流制御信号を生成する、請求項５に記載の無線通信装置。
9. 前記電流制御部は、各リソースブロックパターン毎に、互いにオフセット周波数が異なる複数のデータ信号のうちのいずれかのデータ信号と、互いに値が異なる複数の電力制御信号のうちのいずれかの電力制御信号と、互いに値が異なる複数の電流制御信号のうちのいずれかの電流制御信号とをそれぞれ前記変調部、前記電力増幅器、および前記発振器に与え、前記検出器によって検出される信号強度が前記予め定められたしきい値よりも小さいか否かを判別し、その判別結果に基づいて各テーブルを作成する、請求項８に記載の無線通信装置。
10. 電流制御信号の値に応じたレベルの電流で駆動され、周波数制御信号の値に応じた周波数の局部発振信号を生成する発振器と、
    参照クロック信号に基づいて前記周波数制御信号を生成し、前記発振信号の周波数を調整する周波数制御部と、
    前記周波数制御信号の交流成分の信号強度を検出する検出器と、
    前記検出器の検出結果に基づいて前記電流制御信号を生成する電流制御部と、
    前記局部発振信号にデータ信号を重畳させて高周波信号を生成する変調部と、
    電力制御信号の値に応じたレベルの電力に前記高周波信号の電力を設定する増幅器とを備える、半導体装置。
11. 前記検出器は、
    前記周波数制御信号に対して離散フーリエ変換を行なう演算回路と、
    前記演算回路の出力値とある値との大小を比較し、比較結果を示す信号を前記検出結果として出力する比較回路とを含む、請求項１０に記載の半導体装置。
12. 前記電流制御部は、
    前記データ信号の周波数と前記電力制御信号の値と前記電流制御信号の値との関係を示すテーブルを含み、
    前記テーブルの出力値に基づいて前記電流制御信号を生成する、請求項１０に記載の半導体装置。
13. 前記電流制御部は、互いに周波数が異なる複数のデータ信号のうちのいずれかのデータ信号と、互いに値が異なる複数の電力制御信号のうちのいずれかの電力制御信号と、互いに値が異なる複数の電流制御信号のうちのいずれかの電流制御信号とをそれぞれを前記変調部、前記電力増幅器、および前記発振器に与え、前記検出器によって検出される信号強度が前記予め定められたしきい値よりも小さいか否かを判別し、その判別結果に基づいて前記テーブルを作成する、請求項１０に記載の半導体装置。
14. 前記データ信号は、複数のリソースブロックパターンのうちのいずれかのリソースブロックパターンを選択し、選択したリソースブロックパターンを用いてデータを送信する形式のベースバンド信号であり、
    前記複数のリソースブロックパターンは互いに異なる数のリソースブロックを有し、
    前記電流制御部は、
    それぞれ前記複数のリソースブロックパターンに対応して設けられ、各々が前記データ信号のオフセット周波数と前記電力制御信号の値と前記電流制御信号の値との関係を示す複数のテーブルを含み、
    前記複数のリソースブロックパターンのうちの選択されたリソースブロックパターンに対応するテーブルと、前記データ信号のオフセット周波数と、前記電力制御信号の値とに基づいて前記電流制御信号を生成する、請求項１０に記載の半導体装置。
15. 前記電流制御部は、各リソースブロックパターン毎に、互いにオフセット周波数が異なる複数のデータ信号のうちのいずれかのデータ信号と、互いに値が異なる複数の電力制御信号のうちのいずれかの電力制御信号と、互いに値が異なる複数の電流制御信号のうちのいずれかの電流制御信号とをそれぞれ前記変調部、前記電力増幅器、および前記発振器に与え、前記検出器によって検出される信号強度が前記予め定められたしきい値よりも小さいか否かを判別し、その判別結果に基づいて各テーブルを作成する、請求項１４に記載の半導体装置。
16. 前記周波数制御部は、
    前記発振信号を分周してクロック信号を生成する分周器と、
    前記分周器で生成されたクロック信号と前記参照クロック信号との位相を比較する位相比較器とを含み、
    前記クロック信号の周波数を前記参照クロック信号の周波数に一致させるように前記周波数制御信号を生成する、請求項１０に記載の半導体装置。

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