CN1941610A - 压控振荡器和压控振荡器单元 - Google Patents

压控振荡器和压控振荡器单元 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种能够良好地接收数字广播的低成本的压控振荡器。该压控振荡器具有：共振电路，具备相对于电感器相互并联地配置的可变电容元件，并以基于电感器的电感与可变电容元件的电容值之和的共振频率进行共振；以及至少一个开关，切换可变电容元件中的至少一个电容值控制端子的连接对象。

Description

压控振荡器和压控振荡器单元
技术领域
本发明涉及一种具备共振电路的压控振荡器(Voltage Control Oscillator：以下，称之为“VCO”)以及压控振荡器单元，其中，该共振电路具有两个或两个以上的相对于电感器相互并联地配置的可变电容元件，并以基于电感器的电感与可变电容元件的电容值之和的共振频率进行共振。
背景技术
一般来说，在广播信号接收调谐器中，调谐器本机振荡装置要求较大的频率范围。例如，卫星广播接收用调谐器的输入频率为950MHz～2150MHz，如果是直接转换方式的调谐器，则需要以与950MHz～2150MHz的输入频率相同的频率进行振荡的本机振荡装置。
压控振荡器在上述广播信号接收所需的较大的频率范围内进行振荡。在将这种压控振荡器搭载于半导体电路上的情况下，如果采用1个VCO的话，就不能得到所需的振荡频率范围，对此，例如，在专利文献1(日本国专利申请公开特开2004-120215号公报，公开日：2004年4月15日)中揭示了这样一种方法，即：通过在集成电路上形成振荡频率范围彼此不同的多个VCO，来覆盖所需的频率范围。
图11(a)是表示现有的压控振荡器单元980的结构的电路图，该压控振荡器单元980使用了多个VCO。图11(b)是用于说明现有的压控振荡器单元980的频率控制电压V_ctrl和振荡频率f_vco的关系(f-V特性)的图表。图11(c)是表示被设置在现有的压控振荡器单元980中的现有的VCO90的结构的电路图。
参照图11(a)，压控振荡器单元980具有n个VCO90-1～90-n。根据所需的振荡频率范围和单个VCO所能够实现的振荡频率范围来决定VCO的个数n。
压控振荡器单元980具有开关单元(Switching Unit)981。该开关单元981根据控制电路982响应外部信号所生成的控制信号，从VCO90-1～90-n中选择要生成向混频器983供给的振荡频率信号的VCO。此外，也可通过缓冲电路向混频器983供给VCO的输出信号。VCO90-1～90-n构成为与PLL984连接，PLL以相应于外部信号的频率进行锁相。
关于图11(b)所示的各VCO90-1～90-n的频率覆盖范围，一般而言，为了在即使集成电路存在偏差的情况下也总是能够连续地覆盖所需的全频率范围，而将各VCO90-1～90-n构成为，在相邻的VCO各自覆盖的频率覆盖范围之间可得到某种程度的重叠(Overlap)。
参照图11(c)，VCO90具备与VCO90-1～90-n相同的结构，具有两个与电源电压端子919相互并联连接的电感器903。在各电感器903的与电源电压端子919相反的一侧，分别连接可变电容元件904。在各可变电容元件904的与电感器903相反的一侧的电容值控制端子上连接有频率控制电压输入端子921。电感器903和可变电容元件904构成共振电路，该共振电路的振荡频率是由电感器903的电感和共振电路所含有的包括可变电容元件904的电容与寄生电容在内的电容值总和的乘积的倒数来决定的。
在VCO90中设有一对晶体管909。各晶体管909的集电极与电感器903和可变电容元件904连接。VCO90具有一对电容器915，在该电容器915中，为了不经由集电极地向各晶体管909提供基极偏置偏压(Base Bias)而使DC分离。电阻913的一端与各晶体管909的发射极连接，电阻913的另一端与接地914连接。产生基极偏置偏压的偏置电路916与各晶体管909的基极连接。在图11(c)中，电阻913与一对晶体管909的发射极连接，但是，电阻913也可以置换为恒流电源。另外，在图11(c)中，共振电路由电感器903和可变电容元件904构成，但是，根据振荡频率的微调等的状况，也可以进一步追加连接电容。
在压控振荡器单元中设置多个上述结构的VCO90-1～90-n，并将VCO90-1～90-n构成为在相邻的VCO各自覆盖的频率覆盖范围之间能够得到某种程度的重叠，由此，可以如图11(b)所示那样地覆盖较大的振荡频率范围。
但是，上述结构存在下述问题，即：由于必须使用多个VCO，所以，集成电路的芯片尺寸增大，从而导致成本增加。特别是，在集成电路上实现VCO所需的片上电感器在结构上需要非常大的面积。因此，为了避免成本的增加，需要尽可能增大单个VCO的振荡频率可变范围，减少搭载在集成电路上的VCO的数量。
另一方面，在接收数字广播时，需要相位噪声较小的本振信号。如果增大单个VCO的振荡频率可变范围，虽然VCO增益Kv(振荡频率相对于控制电压的变化率)增加，但是，将会产生这样的问题，即：当VCO增益Kv增大时，相位噪声就会恶化。
如上所述，为了在集成电路上搭载可良好地接收数字广播的宽带频、低相位噪声的本振源，并且，为了控制成本的上升，需要使所采用的电感器的数量尽可能地少，并尽可能地抑制VCO增益Kv。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而进行开发的，其目的在于提供一种能够良好地接收数字广播的低成本的压控振荡器以及压控振荡器单元。
为了实现上述目的，本发明的压控振荡器的特征在于，包括：共振电路，具有两个或两个以上的相对于电感器相互并联地配置的可变电容元件，并以基于上述电感器的电感与上述可变电容元件的电容值之和的共振频率进行共振；以及至少一个开关，切换上述两个或两个以上的可变电容元件中的至少一个电容值控制端子的连接对象。
根据上述特征，能够切换相对于电感器相互并联地配置的两个或两个以上的可变电容元件中的至少一个电容值控制端子的连接对象。因此，可根据所切换的连接对象来覆盖不同的振荡频率范围，并可得到将表示振荡频率对频率控制电压的变化率的VCO增益Kv抑制得较小的多种振荡频率-频率控制电压特性。所以，能够增大可覆盖的振荡频率可变范围并减少所使用的电感器的数量，而且，可将VCO增益Kv抑制得较小。其结果，可提供这样一种压控振荡器，即：能够以接收卫星广播所需的宽频的频率范围进行振荡，而且，相位噪声较低，另外，可被形成在集成电路上的较小面积的区域中，因此，可良好地接收卫星数字广播，并能降低成本的压控振荡器。
为了实现上述目的，本发明的压控振荡器单元的特征在于，设置有多个本发明的压控振荡器，并具备从上述多个压控振荡器输出的输出信号中选择一个输出信号来进行输出的开关单元。
根据上述特征，可设置多个本发明的压控振荡器，其中，压控振荡器的振荡频率相互变动。由此，能够得到一种这样的压控振荡器单元，即：可覆盖较大的振荡频率范围，并减少所使用的电感器的数量，而且，将VCO增益Kv抑制得较小的压控振荡器单元。
本发明的其他目的、特征和优点在以下的描述中会变得十分明了。此外，以下参照附图来明确本发明的优点。
附图说明
图1是表示本发明的实施例1的压控振荡器的结构的电路图。
图2(a)、图2(b)是说明上述压控振荡器的C-V特性的图表，图2(c)是说明上述压控振荡器的f-V特性的图表，图2(d)是说明上述压控振荡器的C-V特性的图表，图2(e)是说明上述压控振荡器的f-V特性的图表。
图3是表示本发明的实施例2的压控振荡器的结构的电路图。
图4是表示本发明的实施例3的压控振荡器的结构的电路图。
图5(a)是表示设置在实施例3的压控振荡器中的电感器的结构的图，图5(b)是表示上述电感器的另一结构的图。
图6(a)是表示设置在实施例3的压控振荡器中的开关的结构的电路图，图6(b)是表示上述开关的另一结构的电路图。
图7是表示本发明的实施例4的压控振荡器的结构的电路图。
图8(a)、图8(b)是说明上述压控振荡器的C-V特性的图表，图8(c)是说明上述压控振荡器的f-V特性的图表，图8(d)是说明实施例5的压控振荡器的C-V特性的图表，图8(e)是说明上述压控振荡器的f-V特性的图表。
图9是表示本发明的实施例5的压控振荡器的结构的电路图。
图10(a)是表示本发明的实施例6的压控振荡器单元的结构的电路图，图10(b)是说明上述压控振荡器单元的f-V特性的图表。
图11(a)～图11(c)表示现有技术，其中，图11(a)是表示现有技术的压控振荡器单元的结构的电路图，图11(b)是说明上述现有技术的压控振荡器单元的f-V特性的图表，图11(c)是表示在上述现有技术的压控振荡器单元中设置的现有技术的压控振荡器的结构的电路图。
具体实施方式
下面，参照图1至图10(b)来说明本发明的具体实施方式。
(实施例1)
图1是表示本发明的实施例1的压控振荡器1a的结构的电路图。VCO1a具有两个电感器3，该电感器3并联地连接在电源电压端子19上。在各电感器3的与电源电压端子19相反的一侧分别连接有可变电容元件4。在各可变电容元件4的与电感器3相反的一侧的电容值控制端子4a上连接有频率控制电压输入端子21。
在各电感器3的与电源电压输入端子19相反的一侧，可变电容元件5分别与可变电容元件4并联地连接。在各可变电容元件5的与电感器3相反一侧的电容值控制端子5a上连接有开关6。开关6使两个电容值控制端子5a可切换地连接电压端子7和电压端子8中的一者，电压端子7供给预定的电压，电压端子8供给另一预定电压。
共振电路2由电感器3、可变电容元件4、可变电容元件5构成，该共振电路2的振荡频率是由电感器3的电感和共振电路2所含有的包括可变电容元件4及可变电容元件5的电容与寄生电容在内的电容值总和的乘积的倒数来决定的。
在VCO1a中设置有一对晶体管9。各晶体管9的集电极10与电感器3、可变电容元件4、可变电容元件5连接。VCO1a具有一对电容器15，在该电容器15中，为了不经由集电极10地向各晶体管9供给基极偏置偏压而使DC分离。各晶体管9的发射极12与电阻13的一端连接，电阻13的另一端与接地14连接。电阻13可以置换为恒流电源。另外，图1中的共振电路由电感器3、可变电容元件4、可变电容元件5构成，但是，为了对振荡频率进行微调等，也可以连接更多的可变电容元件。各晶体管9的基极11与偏置电路16连接，该偏置电路16产生基极偏置电压。偏置电路16由电压源17和电阻18构成，其中，该电阻18被设置在各晶体管9的基极11与电压源17之间。
例如，通过缓冲器20从晶体管9的基极11取出VCO1a的输出信号。另外，例如，也可以同样地从晶体管9的集电极取出VCO1a的输出信号。
如果电感器3的电压下降较小而达到可以被忽视的程度，则被施加给可变电容元件4的一个端子的DC电压是电源电压VCC，对另一个端子即电容值控制端子4a施加要输入到频率控制电压输入端子21的频率控制电压。由此，可变电容元件4的电容值将因被施加给频率控制电压输入端子21的频率控制电压而发生变化。因此，可以通过被施加给频率控制电压输入端子21的频率控制电压来控制图1所示的VCO1a的振荡频率。
另外，如图1所示，可变电容元件5的电容值控制端子5a与开关6连接，通过开关6可切换地连接电压端子7和电压端子8，其中，电压端子7施加预定的电压，电压端子8施加另一预定的电压。
晶体管9放大由共振电路2产生的振荡信号，在该晶体管9中，集电极10连接由电感器3、可变电容元件4、可变电容元件5构成的共振电路2，基极11通过电容器15与另一集电极10进行DC分离、AC耦合，由另外构成的偏置电路16供给DC电压。差动型结构的2个晶体管9的发射极12相互连接，发射极12通过电阻13与接地14连接。
在图1中设定VCO1a的电源电压为电源电压VCC，但是，该电源电压VCC可不必是搭载上述VCO1a的整个集成电路的电源电压。另外，晶体管9使用的是双极型NPN晶体管，但是，该晶体管9可以不是NPN晶体管，也可使用NMOS晶体管。此外，使用PNP晶体管或者PMOS晶体管也能够实现同样的特性。
图2(a)、图2(b)是说明压控振荡器1a的C-V特性的图表，图2(c)是说明压控振荡器1a的f-V特性的图表，图2(d)是说明上述压控振荡器的C-V特性的图表，图2(e)是说明上述压控振荡器1a的f-V特性的图表。
以下，通过图2(a)至图2(e)来说明VCO1a的振荡频率根据被施加给频率控制电压输入端子21的频率控制电压以及开关4的连接状态进行变化的情况。在图2(a)至图2(e)中，横轴V_ctrl表示被施加给可变电容元件4的一端的频率控制电压，图2(a)、图2(b)以及图2(d)的纵轴C表示可变电容元件的电容值，图2(c)和图2(e)的纵轴f_vco表示VCO1a的振荡频率。
在图2(a)中，曲线22表示一个可变电容元件5的C-V特性，曲线23表示在并联地连接两个可变电容元件4和可变电容元件5时的C-V特性。在图2(b)中，曲线24表示在将两个可变电容元件4、5中的一个可变电容元件5固定为最小电容值时的总电容值的C-V特性，曲线25表示在将两个可变电容元件4和可变电容元件5中的一个可变电容元件5固定为最大电容值时的总电容值的C-V特性。图2(b)中的曲线23、曲线24、曲线25所示的C-V特性的VCO1a具有图2(c)的曲线26、曲线27、曲线25所示的f-V特性。由图2(c)可知，通过将可变电容元件5的电容值控制为最大电容值或最小容量值，可以得到与曲线26的f-V特性相同的曲线27和曲线28的两个f-V特性，其中，曲线26的VCO增益Kv较高，曲线27和曲线28的覆盖频率可变范围的VCO增益Kv较低。上述可通过图1中的开关6的切换来实现。
此外，在借助于具有图2(d)的曲线29、曲线30所示的C-V特性的可变电容元件实现如曲线31所示的C-V特性的可变电容的情况下，将电容可变范围较小的曲线30的可变电容元件固定为最大电容值或最小电容值，并使电容可变范围较大的曲线29的可变电容元件发生变化，由此，可以得到如曲线32或曲线33所示的可变电容特性。其结果，可以得到图2(e)的曲线34、曲线35所示的f-V特性的振荡频率，从而能够确保即使在批量生产时发生了振荡频率的偏差也能够得到连续的振荡频率的重叠36。如上所述，如果采用图1所示的结构的VCO1a，就可以得到多种f-V特性，借助于使用了1组电感器3的VCO，可以较大范围地覆盖振荡频率可变范围，并且将VCO增益Kv抑制得较小，由此能够得到良好的相位噪声。
(实施例2)
图3是表示本发明的实施例2的压控振荡器1b的结构的电路图。图3中与上述构成要素相同的构成要素被赋予相同的标号，在此省略其说明。在以后的附图中也同样如此。
在压控振荡器1b中设有MOS型可变电容元件7、可变电容元件8，以替代可变电容元件4和可变电容元件5。可变电容元件的电容可变比越大，VCO的振荡频率可变比(振荡频率可变范围和中心频率的比)就越大，该可变电容元件的电容可变比是由工艺中可能使用的装置来决定的。在本发明的实施方式中，通过固定可变电容元件的一部分电容来抑制VCO增益Kv，因此，如果使用具有较大的电容可变比的可变电容元件，本发明就能取得特别良好的效果。一般来说，比起MOS型可变电容元件，PN接合型可变电容元件的电容可变比较小，而且，在使用PN接合型的可变电容元件的情况下，为了不使PN接合变成正向，需要由电容等来分离DC成分，从而导致有效的电容可变比进一步变小。因此，如果在压控振荡器1b中设置电容可变比大于PN接合型可变电容元件的MOS型可变电容元件37、可变电容元件38，就能够增大振荡频率可变比，所以，可以说MOS型可变电容元件是特别适合本发明的可变电容元件。根据图3所示的采用了MOS型可变电容元件37和可变电容元件38作为可变电容元件的VCO1b，能够实现图2(c)的曲线27、曲线28的f-V特性以及图2(e)的曲线34、曲线35的f-V特性。
(实施例3)
图4是表示本发明的实施例3的压控振荡器1c的结构的电路图。开关6使电容值控制端子5a可切换地连接电源电压端子39和接地40中的一者，其中，该电源电压端子39供给电源电压VCC。
如图2(a)所示，可变电容元件的C-V特性在频率控制电压为0V时取最大值，在频率控制电压为电源电压时取最小值。在这种情况下，如图4所示，如果借助于开关6使得可变电容元件5的电容值控制端子5a可切换地连接电源电压端子39或接地40，就能够实现图2(c)的曲线27、曲线28的f-V特性以及图2(e)的曲线34、曲线35的f-V特性。另外，如以下实施例所述，如果将可变电容元件的电容值控制端子构成为还进一步连接频率控制电压，那么，振荡频率可变范围与VCO增益Kv的设定自由度将大幅度提高，并能够取得最佳的使用特性。
图5(a)是表示设置在实施例3的压控振荡器1c中的电感器的结构的图，图5(b)是表示上述电感器的另一结构的图。图5(a)是电感器3的布图示例，图5(b)是对称型电感器5a的布图示例。在集成电路上，可由图5(a)所示的布图图案构成图1、图3、图4所示的两个电感器3。在使用图5(a)所示的布图图案的电感器3的情况下，端子41、端子42为电感器的两端，在每一个VCO电路中，需要由两个电感器元件来形成两个电感器。这里，将对图5(b)所示的布图图案的电感器3a进行说明。如果使用图5(b)所示的布图图案的电感器3a，就能够用一个电感器元件来形成图1、图3、图4所示的两个的电感器3。这是因为，在图5(b)中，从端子44到端子43的路径形成一个电感器，从端子45到端子43的路径形成另一个电感器。图5(b)所示的电感器3a的图案一体地形成两个电感器，所以，较之于形成两个如图5(a)所示的电感器3，这样能够减少在芯片上占有的面积。
图6(a)是表示设置在实施例3的压控振荡器1c的开关的结构的电路图，图6(b)表示上述开关的另一结构的电路图。在图6(a)中，开关6具有一对模拟开关50。各模拟开关50由NMOS晶体管51和PMOS晶体管52构成。各模拟开关50的通/断是通过由控制信号输入端子49输入的控制信号以及由倒相器53对上述控制信号进行反转后所得到的控制信号来控制的。
在图6(a)所示的开关6的情况下，当两个模拟开关50中的一个模拟开关根据控制信号输入端子49的控制信号接通时另一个模拟开关断开，当一个模拟开关断开时另一个模拟开关就接通。由此，可以根据被输入控制信号输入端子49的控制信号来控制端子46与端子47、端子48中的某一个连接。在图6(a)所示的开关6中，当被输入控制信号输入端子49的控制信号为高电平(HIGH)时端子46连接端子47，当被输入控制信号输入端子49的控制信号为低电平(LOW)时端子46连接端子48。
另外，在图6(b)所示的开关6a中，能够独立地控制端子46与端子47、端子48、端子54中的某一个连接。如后述实施例所示，在可变电容元件的电容值控制端子与选自电源电压、接地、频率控制电压的某一个连接的情况下，使用图6(b)所示的开关6a即可。在图6(b)的开关6a中，三个模拟开关50中的、被输入控制信号输入端子49的控制信号为高电平(HIGH)的模拟开关50接通。在本发明中，端子46与可变电容元件的电容值控制端子连接，端子47、端子48、端子54分别与电源电压、接地、频率控制电压3中的某一者连接，所以，必须使三个控制信号输入端子49中的一个总是高电平(HIGH)。
(实施例4)
图7是表示本发明的实施例4的压控振荡器1d的结构的电路图。在图7的VCO1d中，可变电容元件4总是用作可变电容。对此，关于可变电容元件5和可变电容元件55，分别通过开关54和开关55来切换电容值控制端子的连接对象，存在与电源电压端子39或接地40连接的情形以及与频率控制电压输入端子21连接的情形。
以下，通过图8(a)、图8(b)、图8(c)来说明本实施例的效果。图8(a)、图8(b)是说明压控振荡器1d的C-V特性的图表，图8(c)是说明压控振荡器1d的f-V特性的图表。
作为可变电容元件的C-V特性，首先说明图8(a)所示的C-V特性。这里，将图8(a)中的曲线58作为图7中的可变电容元件4的C-V特性，曲线57作为可变电容元件5的C-V特性，曲线56作为可变电容元件55的C-V特性。即，可变电容元件5的可变电容值大于可变电容元件55的可变电容值，可变电容元件4的可变电容值大于可变电容元件5的可变电容值。
此时，当按照下述表1所示那样地连接开关54、开关55时，如果为连接1，则可变电容元件4、可变电容元件5和可变电容元件55的整体特性成为图8(b)的曲线60所示的C-V特性，如果为连接2，则成为曲线59的所示的C-V特性。
[表1]
  可变电容元件   连接1   连接2
  5   频率控制电压   VCC
  55   接地   频率控制电压
关于图7的VCO1d的频率，如图8(c)所示，，在为曲线60所示的C-V特性时，随着曲线63所示的f-V特性的变化而变化，在为曲线59所示的C-V特性时，随着曲线64所示的f-V特性的变化而变化。
在表1中，与接地40、电源电压端子39连接的可变电容元件在连接1和连接2之间变化。在此，假设与接地40、电源电压端子39连接的电容值控制端子不变。首先，说明仅使可变电容元件5可切换地与接地40、电源电压端子39连接，并且使可变电容元件55总是与频率控制电压输入端子21连接的情况。此时，在总可变电容中根据频率控制电压而发生变化的部分的C-V特性由图8(a)中的曲线58与曲线56之和来表示。在可变电容元件5的电容值控制端子与接地40连接的情况下，在上述曲线58与曲线56之和中加上曲线57的C-V特性的V_ctrl＝0V时的电容值。在可变电容元件5的电容值控制端子与电源电压端子39连接的情况下，在上述曲线58与曲线56之和中加上V_ctrl＝电源电压VCC时的电容值。此时，各连接的C-V特性成为图8(b)的曲线61的C-V特性和曲线59的C-V特性。
与上述相反，在仅仅使可变电容元件55可切换地与接地40、电源电压端子39连接，并且使可变电容元件5总是与频率控制电压输入端子21连接的情况下，在总可变电容中根据频率控制电压而发生变化的部分的C-V特性由图8(a)中的曲线58与曲线57之和来表示，根据连接状态加上曲线57的C-V特性的电容值。此时，各连接的C-V特性成为图8(b)的曲线60的C-V特性和曲线62的C-V特性。
对上述状态进行比较后可知：较之于仅仅切换可变电容元件5时的曲线61和曲线59的两个C-V特性的倾斜，在仅仅切换可变电容元件55时的曲线60和曲线62的两个C-V特性的倾斜较为陡峭。这是因为，如图8(a)所示，表示可变电容元件5的C-V特性的曲线57的倾斜比表示可变电容元件55的C-V特性的曲线56的倾斜更为陡峭。
在由相同的C-V特性的可变电容元件构成VOC的情况下，当电容可变比为恒定时，振荡频率越高，VCO的VCO增益Kv就变得越大。另外，振荡频率越高，相位噪声的状况也将会恶化。因此，如果使电容可变比恒定地来构成VCO，较之于低频率振荡，高频率振荡时的相位噪声将会恶化。由此可知：在低频振荡时，使电容可变比增大，在高频振荡时，使电容可变比减小，这样能够使得整体的特性变好。因此，根据本实施例，在图(b)中，能够实现曲线60的C-V特性和曲线59的C-V特性，从而可得到相位噪声良好的、而且必要的振荡频率可变范围。
(实施例5)
图9是表示本发明的实施例5的压控振荡器1e的结构的电路图。除实施例4所述的要素之外，图9的压控振荡器1e还包括开关73，通过开关73将可变电容元件4的电容值控制端子的连接对象切换为电源电压端子39、接地40、频率控制电压输入端子21中的某一个。
将图8(a)中的曲线58表示的C-V特性作为图9中的可变电容元件4的C-V特性，曲线57表示的C-V特性作为可变电容元件5的C-V特性，曲线56表示的C-V特性作为可变电容元件55的C-V特性。此时，如果按照下述表2所示的连接1、连接2、连接3、连接4那样地切换开关73、开关54、开关55，就能够实现图8(d)所示的四个C-V特性。
[表2]
  可变电容元件   连接1   连接2   连接3   连接4
  4   频率控制电压   频率控制端子   VCC   VCC
  5   接地   接地   频率控制端子   频率控制端子
  55   接地   VCC   接地   VCC
这里，关于可变电容元件4、可变电容元件5、可变电容元件55的总的C-V特性，在为表2中的连接1的情况下，由图8(d)的曲线65来表示，在为连接2的情况下，由曲线66来表示，在为连接3的情况下，由曲线67来表示，在为连接4的情况下，由曲线68来表示。此时，图9的VCO1e的f-V特性如图8(e)所示，如果为曲线65的C-V特性，则成为曲线69所示的f-V特性，如果为曲线66的C-V特性，则成为曲线70所示的f-V特性，如果为曲线67的C-V特性，则成为曲线71所示的f-V特性，如果为曲线68的C-V特性，则成为曲线72所示的f-V特性。关于C-V特性的倾斜和可变范围，与实施例4同样地，在实施例5中，振荡频率越高，电容可变比减小，也可将频率可变比抑制得较小。而且，与表示实施例4的图8(c)相比，图8(e)所示的各f-V特性的倾斜变小。因此，根据本实施例，能够进一步减小VCO增益Kv，可得到相位噪声良好的VCO。
(实施例6)
图10(a)是表示本发明实施例6的压控振荡器单元80的结构的电路图，图10(b)是用于说明压控振荡器单元80的f-V特性的图表。压控振荡器单元80具有n个VCO1e-1～VCO1e-n。VCO1e-1～VCO1e-n具备与上述实施例5所述的VCO1e相同的结构，即：能够通过切换可变电容元件的电容值控制端子的连接对象来进行图8(e)所示的f-V特性的设定的VCO1e。VCO的个数n是由所需的振荡频率范围和单个VCO所能够实现的振荡频率范围来确定的。
在VCO单元80中设有开关单元81。该开关单元81根据控制电路82响应外部信号所生成的控制信号，从VCO1e-1～1e-n中选择要向混频器83供给振荡频率信号的VCO。此外，也可通过缓冲电路向混频器83供给VCO的输出信号。VCO1e-1～VCO1e-n构成为与PLL84连接，PLL以相应于外部信号的频率进行锁相。
图10(b)表示被供给图10(a)的结构的各VCO的频率控制电压和各VCO的振荡频率的关系。这里，各VCO1e-1～VCO1e-n为本发明的实施例5的结构，所以，如图10(b)所示，各VCO的f-V特性85-1～85-n分别由多个f-V特性表示。如图10(a)所示那样地构成VCO1e-1～VCO1e-n，得到图10(b)所示的f-V特性85-1～85-n，由此，可得到覆盖较大范围的振荡频率范围且相位噪声良好的VCO单元。
关于多个VCO的情况，VCO的振荡频率可变比被设计为：振荡频率越高，则振荡频率可变比越小。这样，能够得到相位噪声更小的VCO单元。
另外，使得多个VCO中未被控制电路82选择的VCO停止动作，由此，可削减消耗电流，从而实现低功耗化。
本发明并不限于上述各实施例，在权利要求的范围内可进行各种变更，通过适当地组合不同实施例中的技术手段所得到的实施方式也同样包含在本发明的技术范围内。
本发明适用于内置以连续的较大的频率范围进行振荡的压控振荡器或压控振荡器单元的集成电路、以及采用了该集成电路的信号接收装置特别是用作诸如卫星广播接收器的广播接收器的信号接收装置。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述可变电容元件是MOS型可变电容元件。
根据上述结构，与PN接合型可变电容元件相比较而言，MOS型可变电容元件的电容可变比更大，电容可变比越大，VCO的振荡频率可变比(振荡频率可变范围与中心频率之比)就越大。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述开关将上述可变电容元件的电容值控制端子的连接对象切换为频率控制电压输入端子、电源和接地的某一者。
根据上述结构，可根据频率控制电压输入端子、电源和接地这样的连接对象来覆盖振荡频率范围，并得到将VCO增益Kv抑制得较小的多种振荡频率-频率控制电压特性。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述共振电路是差动型共振电路，上述电感器为一个或一个以上的电感器。
根据上述结构，由于共振电路是差动型共振电路，所以，能够稳定地供给经振荡的频率信号。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述电感器是一个对称型的电感器。
根据上述结构，可由一个电感器单元在集成电路上形成两个电感器，所以，较之于由两个电感器单元形成两个电感器，这样能够减小电感器在集成电路上的占有面积。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述开关由MOS型FET构成。
根据上述结构，例如，在由BiCOMS工艺或COMS工艺形成开关的情况下，通过使用NMOSFET、PMOSFET，能够以较小的占有面积非常简单地形成芯片。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，设置有一个上述开关。
根据上述结构，能够用简单的结构来增大压控振荡器的振荡频率范围，并将VCO增益Kv抑制得较小。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述至少一个的开关为两个开关，上述两个开关中的一个开关切换上述两个或两个以上的可变电容元件中的一个可变电容元件的电容值控制端子的连接对象，上述两个开关中的另一个开关切换上述两个或两个以上的可变电容元件中的另一个可变电容元件的电容值控制端子的连接对象。
根据上述结构，能够增大振荡频率范围，并将VCO增益Kv抑制得较小。
在本发明的实施例的压控振荡器中，优选的是，上述至少一个的开关为三个开关，上述两个或两个以上的可变电容元件为三个或三个以上的可变电容元件，上述三个开关中的一个开关切换上述三个或三个以上的可变电容元件中的一个电容值控制端子的连接对象，上述三个开关中的一个开关切换上述三个或三个以上的可变电容元件中的一个电容值控制端子的连接对象，上述三个开关中的另一个开关切换上述三个或三个以上的可变电容元件中的另一个电容值控制端子的连接对象。
根据上述结构，能够进一步增大压控振荡器的振荡频率范围，并将VCO增益Kv抑制得更小。
在本发明的实施例的压控振荡器单元中，优选的是，压控振荡器的振荡频率越高，其振荡频率可变比就越小。
根据上述特征，能够将VCO增益Kv抑制得更小，因此，可得到相位噪声更小的压控振荡器单元。
在本发明的实施例的压控振荡器单元中，优选的是，还具备对上述开关的选择动作实施控制的控制电路，上述控制电路使得未被上述开关选择的压控振荡器停止动作。
根据上述特征，能够削减压控振荡器单元的电耗。
以上，对本发明进行了详细的说明，上述具体实施方式或实施例仅仅是揭示本发明的技术内容的示例，本发明并不限于上述具体示例，不应对本发明进行狭义的解释，可在本发明的精神和权利要求的范围内进行各种变更来实施之。

Claims (12)

1.一种具备共振电路的压控振荡器，其中，该共振电路具有两个或两个以上的相对于电感器相互并联地配置的可变电容元件，并以基于上述电感器的电感与上述可变电容元件的电容值之和的共振频率进行共振，该压控振荡器的特征在于：
具备至少一个开关，切换上述两个或两个以上的可变电容元件中的至少一个电容值控制端子的连接对象。
2.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述可变电容元件是MOS型可变电容元件。
3.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述开关将上述可变电容元件的电容值控制端子的连接对象切换为频率控制电压输入端子、电源和接地的某一者。
4.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述共振电路是差动型共振电路；
上述电感器是一个或一个以上的电感器。
5.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述电感器是一个对称型电感器。
6.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述开关由MOS型FET构成。
7.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
设置有一个上述开关。
8.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述至少一个的开关为两个开关；
上述两个开关中的一个开关切换上述两个或两个以上的可变电容元件中的一个电容值控制端子的连接对象；
上述两个开关中的另一个开关切换上述两个或两个以上的可变电容元件中的另一个电容值控制端子的连接对象。
9.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于：
上述至少一个的开关为三个开关；
上述两个或两个以上的可变电容元件为三个或三个以上的可变电容元件；
上述三个开关中的一个开关切换上述三个或三个以上的可变电容元件中的一个电容值控制端子的连接对象；
上述三个开关中的一个开关切换上述三个或三个以上的可变电容元件中的一个电容值控制端子的连接对象；
上述三个开关中的另一个开关切换上述三个或三个以上的可变电容元件中的另一个电容值控制端子的连接对象。
10.一种压控振荡器单元，设置有多个压控振荡器，并具备从上述多个压控振荡器输出的输出信号中选择一个输出信号来进行输出的开关单元，其特征在于：
上述各压控振荡器是权利要求1所述的压控振荡器。
11.根据权利要求10所述的压控振荡器单元，其特征在于：
在上述多个压控振荡器中，压控振荡器的振荡频率越高，则压控振荡器的振荡频率可变比就越小。
12.根据权利要求10所述的压控振荡器单元，其特征在于：
还具备对上述开关的选择动作实施控制的控制电路；
上述控制电路使得未被上述开关选择的压控振荡器停止动作。
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