CN1671033A - 用于控制对直流计算机部件的电力输送的系统 - Google Patents

Abstract

披露了控制向直流部件如计算机部件、微处理器或类似部件供电的方法和设备。提出了适于更快速部件、更低电压更高电流要求的电压调节组件(112)的设计。实施例特别适合于会导致负载电导快速变化的情况，这种快速变化甚至是在低于微秒时域内发生，这在计算机应用及类似情况以及为电子设备，特别是配电系统以及要求低电压、大电流的系统供电的情况下是普遍存在的。实施例和子元件为低电压、大电流负载提供能量存储，还提供快速时间变化电流的能力，提供相当低的电感连接，允许VR1’s(112)以及类似部件放置在离被供电的电子负载(186)相当远的位置，提供来自被隔离的变压器的稳定电压，不需反馈控制的可变负载下的高频交流至直流转换器(102)。

Description

用于控制对直流计算机部件的电力输送的系统

本申请是申请日为2000年6月30日、申请号为00811867.1、发明名称为“用于控制对直流计算机部件的电力输送的系统”的发明专利申请的分案申请。

本申请要求以下优先权：(a)1999年7月2日提交的美国临时申请60/142,102；(b)1999年7月16日提交的美国临时申请60/144,342；(c)PCT申请PCT/US00/07779，其说明书在2000年3月23日提交并指定美国，该PCT申请在原始美国申请待审期间提交；(d)2000年3月23日提交的美国申请09/534,641；和(e)2000年5月31日提交的美国申请09/584,412；上述每个申请都被包含在此作为参考。

发明领域

本发明可适用于对需要低电压和大电流的各种电路供电。而且，其提供快速改变电流的能力。具体地说，其适用于微处理器和类似电路，尤其是当这些电路需要小于2伏的电压并且计划进一步使用小于1伏的电压时适用。

补偿转换器布局当前正用于对微处理器供电。对于一个2.5伏、13安培需求，300kHz的开关频率是不足的。为了满足实质的阶越负载变化，需要一个大输出电容。当微处理器电压需求下降到1.0伏、50安培时，现有技术布局变得更加不适用。随着电压下降(伴随着差动电压容限下降)2.5倍和电流增加4倍，现在需要更大的输出电容器来维持所需的阶越响应。但是，把这样一个大电容器设置在靠近微处理器连接的位置正变得越来越困难或者不可能。而且，这种方法的成本随着电压的下降而增加。该问题的一个解决方法是增加电压调整组件的频率。但是，当这种结构中的频率增加时，其波形的非谐振边沿造成了诸如FET输出电容转换等问题并且防碍开关频率增加到超过约1兆赫。随着微处理器和其他低电压电子器件的研发，对其提供合适的电源日益困难，使得上述情况越来越严重。本发明提供了满足这种需要的电源。其允许更高的频率并且可以处理更高的电流。

随着微处理器和其他低电压电子器件的研发，对其提供合适的电源日益困难，使得上述情况越来越严重。

如上所述，本发明具体涉及对计算机系统供电。其中可以产生开关模式DC为该系统的内部部件供电。这在微处理器具有更高的要求和功率变化的一些新型设计中有特殊应用。它还涉及为低电压大电流电子设备供电的领域。尽管如上所述，本发明适用于计算领域，并且也是在此范围内提出了以下说明，但是应当理解其他的实施例决不仅仅局限于计算领域，它们还可应用于多种吸收电功率的功率吸收负载突然改变其功率吸收特性的各种情况(也就是说，其阻抗可能会发生急剧变化)。如果可以对这些负载进行物理分离以便在功率承载导体的动态阻抗上的电压降是加在这些负载上的电压的一个重要部分时，上面这些实施例也可以适用。它们还日益适用于设计折衷方案造成工作电压稳定降低的情况。这些情况可能会在电信、雷达系统、车辆电源系统等等以及计算系统中出现。另外，DC/AC转换器本身也会应用于其他更广阔的范围内。

背景

最近几年计算系统的结构经历了巨大的变化，这主要是由于微型计算机从最初工作速度为几百千赫兹的四位芯片发展为现代工作速度为几百兆赫兹的32位和64位的微处理器。随着芯片设计者追求越来越高的工作速度，与散热相关的问题就会出现。也就是说，随着电路速度的增加，其内部逻辑开关对其各自周围电容的放电速度也必须更快。因为存储在电容中的能量是固定的(在给定的电压下)，随着速度的增加，必须在开关中散去的能量会以每秒相当多的次数堆积于开关处。因为每秒的能量被定义为功率，因此开关中损失的功率会直接随频率而增加。

从另一方面来说，电容中存储的能量随电压的平方增加，因此以二伏的电压充电的电容器所存储的能量只有以三伏的电压充电的相同的电容器所存储的能量的44％。因此，设计的工作电压为二伏的微型计算机在以相同的速度工作时比工作电压为三伏的相同的微处理器要散去的功率少得多。因此，存在降低微处理器工作电压的趋势。

与较高的工作电压相比，其他的因素也会使得微处理器在较低的电压下工作时会显示出较低的最大速度。也就是说，如果电路以全速工作，若只是降低该电路的电压，那么电路的工作就会不正常，它的速度(“时钟速度”)也将不得不降低。如果要保持全速性能并且依然在较低的电压下工作，那么就必须对电路进行重新设计使其具有更小的物理尺寸。同样随着电路尺寸的减小，层的厚度也会减小，这样就需要降低工作电压来保持足够的余度以防止设备中绝缘氧化层被击穿。在过去的几年中，这些步骤确定了微处理器设计的进程。因此以为其产品寻求最大速度为目的的主要的微处理器设计者花费了相当大的努力权衡下列因素：

-越高速度的芯片越值钱；

-越高速度的芯片必须散去更多的热量；

-散热存在限制；

-在给定的速度下较低的电压会减少所产生的热；

-在给定的电压下越小的设备会工作的越快。

当然，除了上面这些因素外还存在很多很多重要的需综合考虑的因素，但是上面的这些因素给出了与当前发明的相同的方面的基本要素。这些因素的结果是使得微处理器设计者能够设计出在更低电压下工作的产品。早期的产品是在五伏的电压下工作；后来降低为3.3，3.0，2.7，2.3，在本文写作时主要的产品是在2.0伏的电压下工作。将来工作电压还会进一步降低，预计未来产品的工作电压将会为1.8，1.5，1.3，1.0甚至低于一伏，最终可能达到0.4伏。

与此同时，放热方面的进展预计可以使处理器在越来越高的散热水平工作。早期的芯片散热大概1瓦特；当前的产品在散热30瓦特的水平上工作，未来的散热结构会散去多达100瓦特的处理器功率。因为所散去的功率与工作电压的平方成正比，即便放热能力提高了，但是在更低的工作电压下工作的趋势仍然存在。

所有这些都是由下面这个基本的因素推动的：芯片速度越高越值钱。因此设计者会利用各种方法来增加芯片的速度，这样就使得芯片的尺寸越来越小，电压越来越低，功率越来越大。对于给定的功率来说，随着电压的降低，电流会增加，因为功率等于电压乘以电流。如果与此同时，放热方面的改进允许更高的功率，电流还可以增加的更多。这意味着电流会上升很快。早期的芯片只使用一安培馈电电流中的一小部分工作，当前的结构所使用的电流高达15-50安培，未来的结构可能会使用多达100安培或更高的电流。

随着处理器速度的增加，它们的供电要求也会增加。当处理器处于空闲时，它只使用很小的电流，然后重要事件发生(例如存储元件中一组关键数据抵达或外部事件中的信号抵达)，这会使得处理器突然开始快速计算。处理器所使用的电流也会产生急剧变化，这会具有严重的电力后果。

电感可用于测量磁场中的能量存储。所有的带电导体都会与当前的磁场相关联，这代表了能量存储。本技术领域内的工作者已经熟知：磁场中存储的能量为磁场平方的体积积分的一半。因为磁场与导体中的电流线性相关，因此便显示出带电导体所存储的能量与电流平方的一半成比例，比例因子称为该导体的电感。系统中存储的能量由电流源提供，并且对于给定的电源而言，所提供能量的速率也有限制，这意味着所存储的能量要在一定时间内才能逐步形成。因此能量存储机构的存在自然地减慢了电路速度，因为能量必须在电流逐步形成之前以一定速率产生并进入磁场。

有效电压，电感，导体中电流的变化速率由下面的公式联系起来，该公式对于本技术领域内的技术人员都是众所周知的：

V＝L×I/t，其中L为导体的电感，I/t为导体中电流的变化速率。

此公式指出，要在电源系统的负载中产生给定的电流变化所需要的电压会随该变化的时标减小而增加，还会随与该负载相连的电感的增加而增加。随着微处理器速度的增加，时标的减小，以及有效电压的减小，此公式要求电感成比例减小。

通常，在为半导体器件供电时，不需要考虑该器件连接的电感，但是对于现代电子设备特别是微处理器，这些因素将需要迫切注意降低连接的电感。例如，在本技术发展的当前状态，微处理器是在二伏的电压下工作，可以容许其电源线的瞬时电压占7％左右也就是140毫伏。同样的微处理器要求其电源电流的变化速率为至少1/3或甚至几乎1安培每纳秒，或3×10⁸或10⁹安培每秒。上面的公式表明在这两种电流增加速率情况下140皮亨(1.4×10^-10H)和1/2毫微亨(5×10^-10H)的电感将会产生140毫伏的压降。把这些数字的比例更正确一些表示出来就是，在自由空间长度为1英寸的导线的电感大约为20毫微亨，或20,000皮亨。由于可以通过并联重复的连接降低连接的电感，如果要用约1厘米长的导体产生电感为140皮亨的连接，将需要20根并联的导体，而要产生具有1/2毫微亨的电感的连接将需要大约100根并联的导体。

上面的讨论表明低电压电源必须在物理上与微处理器靠近，而且还表明它在物理上要很小。虽然可能会建议使用电容器在导体中电流增加所要求的延迟间隔内来提供能量，但是电容器连接的内磁感应强度普遍会严重限制这种方法。因此，系统设计者面临着把电源放置的与处理器非常近以确保处理器电源在电流快速变化的情况下足够稳定。这种要求随着电压进一步降低，电流进一步增加而变得愈加严重，因为前者降低了所允许的瞬态大小，后者则增加了电流变化的潜在速率。两种因素都会降低所许可的连接电感。这使得设计者要使用具有低电感连接的更小的电容器，因为电容器越小其存储的能量就会越少，这便推动电源系统向更高频率的方向发展，但这会增加成本和降低效率。

前面的说明并不局限于计算机中实际的中央微处理器。现代计算机的其他元件，例如存储器管理电路，图形显示器，高速输入输出电路和其他此类的辅助电路在速度方面也以中央处理单元几乎一样的速度增加，因此同样的考虑也适用。

很多现代电子电路包括计算机是由开关模式电源转换系统进行供电的。这种系统通过运行一个或多个开关把公用线路的输入电源转换为电子电路所要求的电压和电流。在低功率商业和用户电子设备如台式个人电脑中，所输入的电源是以交流电压的方式提供的，该电压在美国通常为115伏，在世界的其他大部分地方为220伏。交变频率根据位置的不同为50或60赫兹。必须把这种公用电源转换为低电压稳定(直)电流，或DC，并调整为仅有百分之几以便作为电子电路所可以使用的电源。执行这种转换的设备被称之为“电源”。尽管有可能使用简单的变压器、整流器和线性调节器制造低电压调节直流电源，但是这些部件将会很庞大而笨重并且效率差。在这些应用中，最好能够减少重量和体积，仅对此一个原因而言这种方法就是不合适的。另外线性调节器的效率差也是不能接受的。效率被定义为输出功率与输入功率之比，效率低表明在器件中产生了热，并且必须传输到环境中去以保持器件冷却。效率越低，需要传输的热就越多，这本身就是要找到一种替换方法的原因。

由于这些原因，实际上所有的现代电子电路都是由开关模式转换系统供电的。这些系统通常以如下方式工作。首先由整流器把输入的公用电源转换为未调整的直流电。然后由电子开关把整流后的直流电转换为更高的频率，通常为几百千赫兹。再之后用合适的变压器把这种更高频率的电源转换为适当的电压电平；这种变压器还可提供安全原因所要求的与公用电源的隔离。然后把所隔离的更高频率的功率进行再次整流，滤波为电子设备可以使用的稳定直流电。输出电压的调整通常是通过控制电子开关的导通周期来完成的。这样所得到的电源转换单元比以前的尺寸要小，重量要轻，因为变压器和输出滤波器的尺寸和重量与在基本公用电源频率之上频率的增加是成比例减小的。所有这些在现有技术中都是众所周知的。

在一个复杂的电子系统中，可能会需要各种电压。例如，在计算机系统中，外设(例如磁盘驱动器)可能需要+12伏的电压，一些逻辑电路可能需要+5伏的电压，输入/输出电路可能另外需要-12伏的电压，存储器接口和通常的逻辑电路可能需要3.3伏的电压，中央微处理器可能需要2伏的电压。标准的发展使得中央电源(该器件直接与公用电源连接)可以提供±12和+5伏的电压，更低的电压可以通过与需要这些低电压的电路相靠近的称为电压调节组件或VRM的附加电路从+5伏的电源线得到。这些附加电路再次把+5伏的供电转换为高频交流电源，通过控制交流电源的周期改变电压，并再次重新整流为更低电压的直流电。

尽管使用了开关模式技术，但最后总的系统仍然很复杂并且效率也不是很高。在普通的200瓦的计算机系统中，4瓦在对公用线路进行最初的整流时损失掉，在电子开关处损失掉8瓦，在变压器中损失掉2.5瓦，在输出整流和滤波时损失掉20瓦，在中央电源和电子设备插件板之间的连接处损失掉4瓦。因此有38.5瓦的功率损失在更高电压电子负载所使用的转换过程中。在低电压转换过程来可能遭受实质的附加损失。一个通常可以把10安培+5伏电压转换为微处理器所使用的25安培+2伏电压的50瓦的电压调整组件，本身在每次交流转换和变压过程中会有1瓦的损失，在最后的整流和滤波过程中有10瓦的损失。其他一些电压调整组件也会有几乎同样大的功率损失，这样对于整个系统而言所造成的功率损失大约为所使用功率的1/3。一些效率特别低的方法显示其效率会低达50％，这便要求输入功率电路要使用两倍于实际最终电路所要求的功率，并且还要求电子设备中所散发的热量(必须用风扇除去)两倍于实际工作电路理论上所需要散发的热量。

该系统经过数年的发展对于很多当前的应用而言已经不再是最好的了，但是由于产业惯性和保持这种中央电源产生的电压和电流的产业标准所能感受到的利益的原因而仍然存在。

对微处理器产业中当前趋势进行分析可以清楚的显示：当前的系统对于未来而言将不能满足要求。这些趋势显示关键部件例如核心微处理器的电流在稳步增加，并且在将来还会继续增加。同时，工作电压在稳步降低，随之下降的为绝对项形式的电源电压的容许公差。最后，处理器电流的变化率(电流转换速率)也增加的很快，这预示着在不远的将来还会有实际的额外增加。所有这些因素都与当前的技术相冲突，要求将来采用更新的方法。据可靠估计，当前的供电以及其他的技术所持续的时间将不会超过下一代微处理器的时间，并且因为设计者当前正研制下一代之后的微处理器，可以说这些设计者正研发一种不能用当前使用的技术进行供电的微处理器。

现有技术中所存在的另一个问题是使用了方波电子转换技术。这种技术，即脉宽调制(PWM)会生成上升边非常陡峭的开关电压波形。这些边会产生高频的功率分量，并传导或辐射给相邻的电路，干扰它们正常的运行。这些高频功率分量还可能会传导或辐射给其他的电子设备如广播或电视接收器并干扰它们正常的运行。这些高频功率分量的存在要求认真设计电源系统的封装以使其他电路与高频功率分量屏蔽开来，并且还要安装昂贵而复杂的滤波器以防止这些高频分量从电源封装的输入和输出引线上传导出来。因此所需要的就是一个电源转换系统，它要允许把小型高效率的电压调整组件放置在靠近功率消耗点处，该电源转换系统总体速度很快，并且其本身要效率高，而且成本至少要与它所替代的现有技术一样低。

发明公开

因此，本发明的一个目的是提供一种存储能量的设备，该设备的电感连接比现有技术所能达到的更低。本发明的另一个目的是提供一种能够在低电压大电流状态下工作的能源，该能源不需要放置在与电子负载很靠近的地方。类似地，本发明的再一个目的是提供一种低电压源，该低电压源即使在电流高速变化时也可保持被供电负载上的电压。

本发明的再一个目的是提供一种把公用电源转换为高频交流电源的设备，以便以比现有的技术所能达到的效率更高的效率来进行有效配电。本发明的再一个目的是提供一种把高频交流电源转换为现有和未来的电子设备所要求的低直流电压和高直流电流，转换的效率比使用当前技术所能够达到的效率要高。本发明的再一个目的是保持很大负载条件范围内的效率。

本发明的再一个目的是提供一种高频电源，它的尺寸比现有技术要小。类似地，本发明的再一个目的是提供一种低电压大电流的电源，它的尺寸比现有技术中的要小，以便可以放置在与电子负载很近的地方。

本发明的再一个目的实现对电源输出电压的更近的控制，即使是极短时间间隔内。也就是说，目的是使供电更容易或提供一种电源以便其不需要这么宽的带宽并且对负载中的变化只作出小的瞬时响应。因此目的也就是提供一种能够对负载中的变化作出更好的瞬时响应的系统。

本发明的再一个目的是提供一种电源转换系统，它可以存储比现有技术所要求的更少的能量。

另外，本发明的再一个目的是提供一种电源转换系统，它的制造成本比现有技术的低。

还有一个目的是解决与使用方波电子转换技术相关的问题。本发明的另一个目的是通过降低电源系统中电流的增加速率和电压的下降速率来降低电源系统与被供电的电子设备之间，以及与被供电电子设备附近的其他设备之间可能的干扰。类似地，另一个目的是在电源转换电路中提供使用平滑变化波形的电源。

本发明一个实施例的目的是提供一种电源，该电源除了满足前面所述的目的外，还可以在恒定频率下工作，或者通过其他实施例，可以适应可变频率。

本发明的另一个基本方面是对变压器漏电感肯定使用方面的潜力。在DC输出电压要求降低时这是必要的。

本发明的另一个好处涉及到电源的特性。通过合并一些或全部这些部件，有可能实现远程供电。通过使输出电容只包括微处理器管脚上所必需的旁路电容，为微处理器系统馈电的电路实质上具有电感性输出。

下面将披露本发明的几个特征，把它们放在一起或单独考虑都可以使电源转换频率得以增加以提供低存能量存储量方法，满足下一代低电压要求中的高di/dt要求。因此，其他的目的包括：提供一种为低电压，大电流和高di/dt要求的电子设备提供电源的电路和方法；提供充分高的电源转换频率；提供一种允许有一定合理数量的变压器漏电感和开关设备电容的电路；提供一种电路或方法，由此同步整流器(SR)总是在设备的0电压时开关，允许高频运行；提供一种电路或方法，由此对SR的控制信号以非损耗的方式操作，允许HF操作；通过HF操作提供一种尺寸减小的输出电容。

因此，在一个实施例中，本发明的目标是一种能量存储系统，通过降低电子连接周围的磁场和存储在其中的磁能，它可以存储更多的能量并被放置在离被供电的电子设备物理上更远的地方，由此产生更快速响应的存储和供电介质。降低磁场，从而降低电感使得电子设备可以高速工作，所增加的能量存储使得供电系统可以低速工作。这种供电系统频率的降低也实现了只有使用高频电源系统才能得到的低成本。

类似地，在另一个实施例中本发明的目标是一种电源转换系统，通过把高频交流电源分布在负载附近的位置并在消耗功率的位置执行从交流到直流的单一转换，该系统去掉了很多现有技术中使用的部件。特别地，本发明在执行后面的把交流电转换为直流电并解决与把高压交流电源转换为很低的直流电压相关的问题时都具有很好的调整和瞬时响应。

去除现有技术方法中很多多余的部件不仅通过去除功率损失部件而增加了效率，而且也因为从系统中去除了这些部件的成本而减少了总体的成本。频率的降低也增加了供电系统的效率，这是因为在高频状态，开关损耗会很重要，可能会等于或超过所有其他损耗。通过降低能量存储部件和被供电的电子设备之间的导体周围的磁场体积的方法，本发明通过为长度不受限制的能量存储部件提供一个低电感连接实现了很多目的。

在另一个实施例中，本发明分配了高频平滑变化或平缓的正弦波形，对于给定的频率这种波形显示出较低速的电压变化，比另一种可供选择的交流方式如方波或梯形波分布的变化率要低得多。分配正弦交流电压而不象现有技术所经常作的那样分配直流电压不但简化了中央电源系统，而且极大地简化了电压调整组件，这样便降低了成本提高了效率。这种方法还极大地降低了电源系统与附近电路之间的干扰，简化了设计，降低了避免沿输电线传导的干扰所使用的线路滤波器的成本。同样，分配低直流电压(例如5伏)与使用中压交变分配水平(例如30伏的rms)(但触摸起来是安全的)相比在配电线和连接器中会造成较高的损耗。

附图简述

图1-1显示了现有技术中传统计算机的电力输送系统。

图1-2更详细地显示了现有技术中的计算机电力输送系统。

图1-3显示了现有技术的计算机电力输送系统中可被本发明删去的部分。

图1-4显示了根据本发明一个实施例的计算机电力输送系统。

图1-5显示了本发明电源转换部件的一个实施例。

图1-6显示了本发明电源转换部件的另一个实施例。

图1-7为根据本发明的开关驱动的详图。

图1-8显示了本发明的整流器电路。

图1-9显示了一个实施例中输出电压随电容值的变化而变化的情况。

图1-10和1-11显示了作为负载电阻函数的负载两端电压的两种变化。

图1-12显示了另一个带有两个开关结构和各种通用部件的实施例。

图1-13和1-14分别为高低两个不同负载的各个位置处的电压波形图。

图2-1显示了现有技术中的一个传统补偿转换器。

图2-2显示了图2-1中补偿转换器中心处的波形。

图2-3显示了一个根据本发明的变压器和整流器部分的实施例。

图2-4显示了图2-3的电路中各个位置处可能存在的电压波形。

图2-5显示了根据本发明用于SR的一个栅驱动实施例。

图2-6显示了用于对带有单一开关设计的初级侧进行电压控制的电路。

图2-7显示了作为FET上的控制输入电压的函数的漏-源电压族。

图2-8显示了用于对带有双开关设计的初级侧进行电压控制的电路。

图2-9a，b，c&d显示了根据本发明的各个同步整流电路。

图2-10显示了应用于现有技术中微处理器系统的块电容器和旁路电容器的排列。

图2-11显示了使用单开关控制部件的本发明一个总体的优选实施例。

图2-12显示了使用双开关控制部件的本发明一个总体的优选实施例。

图2-13显示了本设计的重要方面的一个总体优选实施例。

图2-14显示了使用用于初级侧调整的可变电容器的电压调整组件设计的另一个优选实施例。

图2-15是一个史密斯园图，显示了用于本发明一个设计的VRM输入阻抗对负载电流百分比的范围。

发明实现方式

很容易理解，本发明的基本原理可以多种方法来实施。这些原理既涉及到过程或方法还涉及到用于实现这些过程和方法的设备。另外，尽管披露了一些专门的电路，但是应当理解，它们不仅可以实现某些方法，而且还可以以很多方式来改变。重要一点，对于所有的上述内容，应当理解它们应包含在所披露的内容中。

在现有技术中，中央电源提供几种标准电压供电子设备使用。参照图1-1，公用电源101，通常为50或60赫兹的110或220伏额定交流电源，由电源106转换为标准直流电压，通常为±12和+5伏。这些电压由跨线引出电源，跨线本身形成一种配电系统107，在一个或多个连接器108处终止。这些标准电压可直接用于为大多数输入/输出电路140和外设144如硬盘、软盘，光盘驱动器供电。如前所述，随着中央处理单元(CPU)芯片141技术的进步，这种芯片的工作电压稳步降低以适应芯片越来越高的运行速度。处理器速度的增加最终会要求存储用于CPU的指令和数据的动态随机存取存储器(DRAM)芯片143速度的增加，这样这些DRAM芯片的工作电压也要降低。同样，并不需要所有管理输入/输出功能特别是管理数据在CPU，存储器和外部设备之间流动的逻辑电路都集成在CPU芯片上。这些管理功能，再加上内务处理功能(例如时钟产生)，中断请求处理等等都可以由“芯片组”来处理，在图1-1中芯片组显示为逻辑管理电路145。这些电路的速度都会稳定增加，并具有对应需要的降低的工作电压。

因此标准电压太高而不适于为CPU 141，存储器143和管理电路145供电。如图1-1所示，这些设备都需要不同的电压，所标出的实际电压只是具有一定的代表性。这些不同的电压分别都可以由各个电压调整组件112(VRM)产生，电压调整组件把电源106所提供的电压降低到被供电的电路所需要的电压。

总的来看，把功率传输到电路负载如CPU 141的现有技术过程涉及到电源106，配电系统107和连接器108内的所有电源处理以及VRM单元112内部的电源处理。整个过程如图1-2所示。中央电源106，也叫做“银箱”，使用带有处理部件102，103，104和105的开关模式技术。电压调整组件(VRM)也使用开关模式技术。应该理解，所提供的讨论对二者都适用。因此，应该理解，在一个环境中讨论的各种特征适用于另一个环境。为了初步理解的目的，仅针对银箱设计进行讨论，应理解，公用电源101进入银箱并由整流器设备或AC/DC转换器102转换为未调整的直流电源。然后由逆变器103(也称为DC/AC转换器)把所生成的直流电源再转换为高频交流电源。把高频交流电以公共电源101的电压电平进行连接。安全因素要求与公共电源101隔离，由于所要求的输出电压比公共电源101的低很多，所以还需要降压。这两个功能都是由变压器104完成的。然后由整流器和滤波设备105把上面所形成的隔离的低电压交流电整流为一个或多个直流电输出，并由配电线107和连接器108分配给电路负载。如前所述，专门的标准电压±12和+5伏必须由VRM设备112转换为CPU 141，存储器143和管理逻辑电路145可以使用的低电压。来自电源106的标准直流电压(通常为+5伏)由DC/AC转换器109再次转换为交流电，然后由变压器110转换为低电压，再由AC/DC设备111再整流为适当的低电压。

随着传输给电路负载的电源电压的下降，电流增加，又因为CPU 141的速度增加，电源系统也必须能够处理越来越大的电流变化率。如上所述，这需要电源，对CPU 141(和其他低电压电路)而言为VRM 112，与电路负载很靠近。尽管对于近期设计而言电流的变化率可以通过电容能量存储来处理，但对于未来要求更低电压和更大电流的设计而言，VRM设备112必须要特别小，以便可以把它放置在靠近电路负载的地方，VRM设备还必须能在很高频率的状态下工作，这样便不需要存储大量的能量。要求低能量存储是基于以下两个事实：没有物理空间来放置更大的存储设备，没有用于它们的更高内磁感应强度的容限。因此便出现一个要求VRM 112的频率必须增加的条件。

另外，图1-2表明至少有两个多余的部件可以去除。确定的分配直流电的原则需要整流器和滤波器105，把电压降低到更低水平要求通过逆变器109把直流电再转换为交流电。其中的一个显然是多余的。

通过去除部件105和109并选择分配交流电而不是直流电便使得有了降低成本的可能性。当然，交流电的改善如果需要也可以在混合系统中使用现有的传统直流引线进行配置。但是，返回到改进措施，如前所述，逆变器109的频率必须增加并且还将继续增加，这便要求在简化的系统中逆变器103的频率也必须增加到足够的水平以适应系统的未来需要。图1-3显示了这些多余的部件。

另一项冗余大体上在变压器104和110之间，但是希望在配电系统107中提供隔离的电源规定了变压器104的使用，并且不同负载的不同电压需求也要求各个VRM使用变压器110。假定这些部件都保持原地，那么高频交流配电的使用便产生了一个如图1-4所示的系统。这样便有一个实施例专门用于简化的VRM。这样的布置还允许电源部件位于电气远离的位置(例如，一些使用现有技术时引线电感开始起作用的位置)。

在图1-4中，中央电源147通过AC/DC转换器146把公共电源101转换为直流电源。然后由DC/AC转换器113把直流电源转换为高频正弦电源。然后再把正弦电源(或者可能是“实质上”或“近似”的正弦电源，这可能由一个非理想的逆变器之类产生)分配到使用电源的位置，在这些位置处，高频VRM 118把正弦电源转换为电路负载如CPU 141，输入/输出电路140，逻辑管理电路145和存储器143所需要的低电压大电流电源。在该方法中，要求VRM不仅要用在前面所述的低电压电路上，还要用于外设144，因为这些设备所要求的直流电源(可能为+12伏)不是由中央电源106提供的。(注：在该方法中中央电源106可能只提供正弦高频交流电源)。高频变压器114提供电隔离并可以把从恒定电压正弦DC/AC转换器113来的电压转换为认为可安全触摸的水平。

有可能会组织一种为全体负载提供恒定电流或为全体负载提供恒定电压的配电系统。计算机系统以及其他具有需要多个电压的负载的复杂电子系统的结构更适于后面这种方法。也就是说，希望所分配的交流电压的幅度维持得在任何输出负载变化下非常接近恒定，即使是在微秒时标内。因此，它可以适应可变负载，即一种可在几种水平内变化的负载，而这种负载将会在给现有技术的布置中提供的电源内引起变化。保持所分配的交流电压的总谐波失真(THD)足够低以降低电磁干扰(EMI)也是很重要的。但是，应当注意，本发明经修改也可以提供恒定电流。也就是说，如本技术领域内的普通技术人员很容易就可以理解的那样，有可能修改上述电路以便把恒定电流传输给其阻值从额定值改变到一个短路电路的负载，以用于恒定电流应用。

可以把转换器113设计成能提供具有低THD的恒定输出电压，独立于负载。此处所介绍的一些实施例依赖于转换器146所提供的恒定输入直流电压。当然作为选择也可以通过转换器113内部的反馈来生成这种恒定分配电压，这样就不需要来自转换器146的恒定输入电压了。后一种方法-通过反馈生成恒定电压-要求反馈系统有很高的带宽(高速)以维持输出电压在任何输出负载变化情况下非常接近恒定值，即使是在纳秒时标内。这种反馈方法会很难并很昂贵，本发明致力于由电路的内部操作而不是反馈来实现从转换器113来的恒定电压。这一点很重要因为它可以满足有快速能量要求的系统的需要，例如快速电流要求：至少0.2安培每纳秒，至少0.5安培每纳秒，至少1安培每纳秒，至少3安培每纳秒，至少10安培每纳秒，甚至至少30安培每纳秒或更多。另外它的重要性还在于它能对在以下时间内环境中的变化作出迅速响应，例如：

-小于约一个“尼奎斯特频率”周期(例如，尼奎斯特速率，对于反馈型系统而言它是事件采样或传输发生的最大理论速率)，

-小于约2.5个尼奎斯特频率周期，

-小于约5个尼奎斯特频率周期，

-小于约10个尼奎斯特频率周期，

-小于约两个所述交流电源输出周期，

-小于约四个所述交流电源输出周期，

-小于约200纳秒，

-小于约500纳秒，

-小于约1000纳秒，

-小于约2000纳秒。

图1-5显示了完成转换器113功能的恒定电压高频电源的一个实施例。此处直流电源119是从转换器146来的恒定电压的电路表示，负载128代表与配电系统115相连的负载的集合(包括连接器18和配电系统115的作用)。来自电源119的电压由电感器120转换为恒定电流，并且在开关为ON时由开关122分流，或在开关为OFF时允许进入网络148，网络148包括与开关122并联的部件。这样网络便起到响应网络的作用，也就是说，在开关的转换之后起作用。当开关122为ON时，开关122上的电压大约等于0，当开关122为OFF时则取决于网络148的响应。这种响应波形或“开关电压波形”经网络148变换形成负载128两端的电压。结果是，至少在负载128的电导的额定范围内，有可能选择部件123，124，125，126和127的值以便在开关122为ON的时段的开始开关电压为0，独立于负载128的电导值。这可以通过下面的方式来完成。如果负载128的电导很小(轻载)，小电流就将流入电感127，它的值不会强烈影响开关122中的波形。然后就要选择部件123，124，125和126的值使得在开关122开始导通时穿过它的波形大约为0或一个所希望的恒定值。对完成此目的的方法的详细描述在美国专利3,919,656和5,187,580中可以找到。一旦这一步完成，负载128的电导就可以变为最大额定值，选择电感127的值时要能够把开关122的ON时段的开始时它两端的电压值返回为第一步骤中选择的值。这种算法将会形成这样一种电路，它使得在开关122的ON时段的开始开关电压波形的值在所定义的额定范围内几乎独立于负载128的电导值。还得到一种电路，它使得开关电压波形的形状在负载128的电导范围内最小地变化。部件123，124，125，126和127所形成的网络的一个重要功能是形成了一个负载128中的正弦波形。因为这是一个线性无源网络，也就是一个不包括有源元件(包括但不局限于如引导二极管，普通二极管，其他有源元件或类似元件)的网络或没有某些类型的反馈元件(这种元件能够感知到一种状态，然后经延迟判决型结果对此状态作出响应)的网络，如果开关电压波形的形状并没有以任何实质方式发生变化，特别是如果开关电压波形的主要频率分量(在工作频率时波形的傅立叶分量)没有发生实质性变化，对于这种电路而言，负载128中的正弦电压的值也将不会发生实质性变化。因此，以这种方式选择元件123，124，125，126和127的值便会在负载128中形成稳定不变的高频纯正弦电压，它独立于负载128的电导值，这样便完成了为配电系统提供恒定电压的目的。应当注意，对此网络进行操作而生成恒定输出电压的速度是很快的，负载128的电导在其整个额定范围内的任何突然变化都可以在几个操作周期内得以校正。这比通常的反馈方法作出同样的校正要快得多，因此可用以提供一种快速动作网络，也就是一种不需要遭受反馈型系统中存在的延迟的网络。

本发明的一个独特的特点在于其在整个负载范围：从额定负载到开路电路，或从额定负载到短路电路范围内的高效率。(本领域内的技术人员应当理解，达到与另一种方法相反的一种方法的方式只是很简单地涉及到以1/4波长来改变交流配电系统。)这主要是由于上面所描述的恒定开关波形的结果而出现的。因为电压波形在负载范围内变化很小，因此电路中的开关损耗是不受负载变化影响的。还应当注意到，本发明的所有优点是在不需改变工作频率的情况下获得的。因此可以获得很高的效率如：至少大约80％，至少大约85％，至少大约90％，至少大约95％，至少大约98％，甚至至少大约99％或更高。

利用了单个或多个开关和一个以恒定频率工作的简单电路，这种电路可以在以很高速度变化的负载两端(或者并不是严格地在负载两端，更普通一些是“负载作出响应”因此也包括直接或非直接响应)提供一种恒定电压正弦输出，同时保持整个负载范围上的高效率，因此这种电路是本发明在电源转换领域内独特的一个方面。

本发明另一个独特的特点在于驱动开关122的方法。如前面所指出的那样，效率在这些应用中很重要，我们不希望在任何地方浪费能量，包括用于驱动开关122的电路。高频开关如场效应晶体管(FETs)的特性在于它们具有大的输入电容。以方波形式改变栅极端子电压的电路首先必须把电容充电到高于开关122的栅阈值电压的电压，导通FET，并在此过程中把能量存储在该电容中。然后必须把电容放电到低于开关122的栅阈值电压的电压，在此过程中吸收存储在栅电容中的能量。在此过程中所失去的能量等于栅电容中存储的能量乘以工作频率，这是一个相当大的数字。在本发明中是通过肯定使用开关122的栅电容，因此把电路协调到栅或电容来避免这种能量损失的。也就是说，在本发明中在开关122是ON的时间段内栅电容所存储的能量存储在开关122是OFF的时间段内系统的另一个元件中，这样在下一个循环这些能量就可以使栅极电压返回到高于阈值电压，用于下一个ON时段。这一点可以通过用串联或并联电感器调谐栅电容(或系统的有效电容)来实现。可以对整个系统进行调谐使其与开关的输出频率和输出电容相协调。参照图1-7，FET开关122被显示为带有显式栅电容138的一个内部开关设备139。根据本发明，栅驱动电路121包括串联连接的电感器136(或着如虚线另选连接137所示并联)，对其进行选择时，要使得电感器136或137的电抗等于工作频率时电容器138的电抗。以此方式，栅系统中的能量就可以从栅电容138传输到电感器136(或其另选137)，并在每个循环后返回，只有电感器和栅电阻中无法避免的损失才需要在每次循环中进行再生。

在这样一种系统中，栅电压实质上是正弦波。对于本领域内的技术人员来说，很明显系统的占空度(也就是整个周期内开关122为ON所占的分数)是由正弦周期中高于开关122阈值电压的部分所决定的。另一点很明显的是，尽管开关122的占空度可能由正弦信号的幅度控制，但是这种方法也限制了占空度的可用范围，并且可能会造成比所希望的变换时间更长(也就是，在整个周期中开关122从ON状态转变到OFF状态所占的分数)，这种情况会增加开关122的损失，并由此降低系统的效率。为此原因，本发明中开关122的驱动波形可以划分为一个交流部分149和一个直流部分150，开关122占空度的变化可以通过改变开关122驱动波形中交流和直流分量的相对幅度来控制。

另一种生成恒定电压高频电源的方法如图1-6所示。此处直流电源119是从转换器146来的恒定电压的电路表示，负载128代表与配电系统115相连的负载群(包括连接器108和配电系统115的作用)。开关122在电源119两端与电感器129串联。电感器129上的电压由变压器131改变加在由元件132，133，134和135构成的网络上。该网络产生加在负载128上的输出电压，负载128还是代表与配电系统115相连的负载群(包括连接器108和配电系统115的作用)。如果适当选择这些电路元件的值，那么输出电压将会独立于负载128额定范围内的电导值。为了能形成这种独立性，如下选择各元件的值就足够了，下面是一个例子：与变压器131的磁化电感并联的电感器129的电抗等于与在工作频率的开关122的附加输出电容并联的电容器130的电抗，与变压器131的漏电感串联的电感器132的电抗等于在工作频率的电容器133的电抗，电感器134的电抗等于在工作频率的电容器35的电抗。以此方式选择电路元件的值会在负载128中形成稳定不变的高频纯正弦电压，它独立于负载128的电导值，这样便完成了为配电系统提供恒定电压的目的。

如果最小负载电导不太接近于0，由电感器134和电容135形成并联谐振电路的必要性就降低了。也就是说，由元件134和135所构成的网络具有为发生器提供最小负载的功能，以便在负载128被去除或降低到非常低的值时输出波形可以保持为正弦波形。如果应用本发明的系统不出现可以到低值的负载变化或者如果对于轻负载而言不存在低THD的要求，那么由元件134和135构成的网络就可以省去。作为另一种选择，如果不要求最高效率，由元件134和135构成的网络也可以缩减为只有一个元件，该元件可以是一个电感器或者也可以是一个电容器。

通常通过肯定使用变压器131的磁化电感还可以省去电感器129。类似地，通过肯定使用变压器131的漏电感还可以省去电感器132。这通常可以以本领域内技术人员所熟知的方式通过修改变压器131的结构来完成。

如前所述，要获得高效率，肯定使用开关122的栅电容是很重要的，上面参照图1-7所做出的所有论述也适用于图1-6的实施例。

如前所述，参照图1-4，把与AC/DC元件146一起工作的转换器113设计为能够提供具有低THD的恒定高频交流输出电压，并独立于负载。VRM118必须把这种来自电源设备147的高频交流电转换为电路145，141和143可以使用的低压大电流直流电。图1-8显示了根据本发明完成这种转换的VRM的整流器部分的一个实施例。由电源设备147来的输入交流电在整流过程之前还可以进行进一步处理以提高它的稳定性，图1-4没有显示出这种进一步的处理。这种处理的结果形成了输入到图1-8中的虚线框所示的整流器电路178的稳定调制交流电177。

整流器电路178包括变压器179，179实际上会展现出由其初级绕组和次级绕组之间的不良偶合而导致的漏电感。这种漏电感通常可以表示为与变压器的初级绕组或次级绕组相串联的电感。在图1-8中，它由电感器180代表，180因此可以不是电路中的实际部件，而只是实际变压器179的部分电路表示。应当注意，如果由于某种原因变压器179的自然漏电感比所希望的小，就会在其次级绕组(或初级绕组)上串联一个附加电感以增加其自然漏电感，这一点本领域内的技术人员都能够理解。为此目的，应把电感器180考虑成变压器179的自然漏电感和为了某种目的而加入的任何附加分立电感的总和。

二极管83对变压器179的交流输出进行整流，滤波电感器184和滤波电容器185生成微处理器或其他电子负载186所消耗的稳定直流输出。对于小的输出电压，二极管183上的电压降与输出电压相比会很大，就会造成效率损失。因此，可以用场效应晶体管(FET)开关代替二极管183，这种场效应晶体管开关可以加工的只有很小的电压降。在这种情况下，FET器件需要一个驱动信号以确定它们的导通时间，完成此种功能的电路在图1-8中未予显示。

随着降低输出电压而出现的第二个问题是变压器179的本征漏电感。这种电感再加上其他电路电感可用电感器180表示，它起到增加整体电路的输出阻抗的一个串联阻抗的作用。也就是说，在电感器180的电抗和负载阻抗186之间存在一个自然分压，如果输出电压相对于负载186电阻的变化要保持不变，就需要一个增加的输入电压作为补偿。这种分压导致输出电压是负载186电阻的一个强函数，换句话说就是电路的输出阻抗与负载186的电阻相比并不小。

图1-8所示的二极管183只要其正极上的电压相对于其负极而言为正，理想上都能导通，当电压为相反的极性时不导通。这也就是所谓的零电压开关或ZVS，因为从导通状态到非导通状态的开关点或转变出现在波形的零电压点。在ZVS操作FET器件是一个优点，因为降低了能量损失，这是因为设备不必释放与开关并联的输出电容或电容器182中存储的能量。随着通过负载186的输出电流的增加，开关产生ZVS的定时也必须变化，这会使FET驱动电路更复杂。在对下面的图进行描述时，我们仍假定开关在ZVS条件下工作，或者使用一个真正的二极管。

图1-9显示了输出电压是怎样随与二极管183并联的电容182的值变化的。这些曲线是在工作频率3.39MHz下绘出的。由图1-9可以看出，随着电容182的值增加，输出电压(负载电阻186上的电压)先是开始增加，但是随着电容182的值进一步增加，负载电阻186上的电压开始下降。因此，电容182有一个能获得最高电压传递函数的最佳值。在图1-9中显示了两个曲线，曲线187中电感180的值是40nH，曲线188中电感180的值是20nH。曲线187显示出输出电压的峰值发生在大约为27nF的电容值182，曲线188显示出峰值发生在大约86nF的电容值182。注意到，这不是一个相差2的因数(86/27＞3)，而如果电容器182和电感器180的值满足谐振条件就会是这种情况，因为这两个曲线是用于一个相差2的因数的电感器180的值。这意味着最大输出的条件与在振荡器177的输入功率频率状态下谐振的条件不同。两个电容器180可以用与变压器179的次级绕组并联位置的单个电容器181和电感器180替换，结果是相同的，尽管在此情况下二极管183中的电流不同了。

图1-10和图1-11显示了作为负载电阻186函数的负载电阻186上的电压。这些曲线的斜率是电路178的输出阻抗的量度。也就是说，如果斜率为0，输出阻抗便为0，电路表现出没有反馈的“自然调节”。图1-10中的曲线189和图1-11中的曲线192显示：当电容182的值等于使负载电阻186的电压达到峰值的值时，就可以得到不需要反馈就接近于0的斜率。也就是说，适当地选择与电感180相关的电容182的值，负载电阻器186上的电压就会相对独立于负载电阻器186的实际电阻-输出为“自然调节”。可以看出无反馈的“自然调节”的优点在于：不需要等待反馈系统通过与参考值比较发现输出电压的变化进而改变电路内部的某些参数。在上述条件下，输出电压保持恒定并在工作频率的一两个周期内保持不变，与稳定反馈系统相比这一两个周期很短。

已经描述了这样一种系统：它可以无需反馈而在很大的负载电阻范围内产生稳定的输出电压，即使是在负载电阻变化很快的条件下。对于能够容许图中所示输出中变化的系统，不需要反馈。对于在负载变化的条件下需要严密控制输出电压的系统，可以加入反馈，需要注意的是：本发明的讲授降低了对反馈系统部分的动作要求，允许使用更简单，更迅速，成本更低的反馈电路。

如前所述，可以以各种方式来实施电路以达到本发明的总体目标。例如，参照图1-12，作为电路设计的另一个例子，通常，该电路也可以理解。它可以是各种更常见的元件的组合。首先，它可以有一个恒定输出元件，例如恒定输出电压元件161。在这种电路中，恒定输出元件用于保持某些输出参数为常数，而不用管可变负载所引起的各种变化。本领域的技术人员很容易就可以理解到，所保持不变的参数可以从各种各样的参数中进行选择，包括但并不局限于如：

-一个实质上恒定的开关电压输出，该电压输出在所述可变负载所实际存在的所有水平内实质上保持恒定，

-一个实质上恒定的负载电压输入，该电压输入在所述可变负载所实际存在的所有水平内实质上保持恒定，

-一个实质上恒定的开关电压傅立叶变换，该变换在所述可变负载所实际存在的所有水平内实质上保持恒定，

-一个实质上恒定的开关电压输出波形，该电压输出波形在所述可变负载所实际存在的所有水平内实质上保持恒定，

-一个实质上恒定的开关电压转变端点，该转变端点在所述可变负载所实际存在的所有水平内实质上保持恒定，

-上述每个项目的所有排列组合。

在所示的结构中，这种恒定输出电压元件161包括：电感器L1和电容器C5，可以以基本工作频率对其进行调谐实现串联谐振；电感器L2和电容器C6，可以以基本工作频率对其进行调谐实现并联谐振；电容器C7和C8，形成具有低AC阻抗的半电源，这对于半桥结构而言是很普通的，R5代表被供电的负载。当然，根据这些基本原理，本领域内的技术人员很容易理解，也可以对其他设计进行构造以实现这个基本目标。

第二，系统可以包括恒定轨迹元件如恒定轨迹元件162。在这种电路中，恒定轨迹元件用于保持响应波形(或者甚至波形中的傅立叶分量)实质上恒定，而不用管可变负载所引起的各种变化。在所示结构中，这种恒定轨迹元件162包括与半电源(显示为C7和C8)相连的电感器L4。它在开关T1或开关T2导通转变时(反之亦然)提供恒定电流，这里二极管D2和电容器C2是开关T1的附件，二极管D3和电容器C4是开关T2的附件。可以把所保持的轨迹保持为代表电压对时间的连续二阶导数。如此处所述，还可以对设计进行构造以实现一个恒定端点。该端点可以为0也可以不为0，例如在某些设计中希望有一个非零的端点。这种类型的设计可以包括如下值：0伏，比二极管导通电平还要小的电压，小于5％的所述开关直流电源电压的电压，小于10％的所述开关直流电源电压的电压，小于20％的所述开关直流电源电压的电压，小于50％的所述开关直流电源电压的电压，每种电压都在所述可变负载所实际存在的所有水平内恒定。无论如何，恒定结果(轨迹，端点或其他)都是很重要的，因为开关导通时刻的电压或避免打开体二极管的导通是至关重要的。根据这些基本原理，本领域内的技术人员很容易理解，也可以对其他设计进行构造以实现这些基本目标。这样设计就可以提供一种网络，该网络实质上独立于负载，并且提供一个实质上固定的轨迹响应。而且，任何部件的任何非线性传递特性如许多开关的可变电抗器电容特性，变压器的非线性传递特性等等都可以由网络肯定地利用以得到最佳结果。

第三，电路还可以包括能量保持元件，如能量保持电路163。在该特征中，能量保持电路163用于保持所需能量不变，而不用管可变负载所引起的各种变化。在所示结构中，能量保持电路163包括一个与电感器L2并联的电容器C6，L2与C6又与所示负载R5并联。这种元件可用于提供如前所述负载的所有快速能量要求。同样，象以前一样也可以构造其他设计来达到这个基本目标。

第四，电路还可以包括某种类型的稳定器元件，如所示的稳定器元件164。这种稳定器元件164根据美国专利NO.5,747,935所述的原理用于吸收非基本频率内的能量，上述专利被包括在参考文献中，转让给本发明的受让人。

最后，电路还可以包括一个自动偏置网络如所示的用于每个开关的直接偏置变换元件165。在这种结构中，这些网络可以包括某些类型的带有导通控制元件如二极管167的分压器166。此处，分压器166使用两个电阻器R1和R2，它们的阻值可以相等，都有一个最大阻值如1k欧姆。这种元件提供与AC驱动幅度成比例的负偏置。结果是形成了一个独立于驱动幅度的的导通时间段。这样就在任何一个开关都不处于导通状态时，提供一个恒定空载时间(响应时间)。同样根据这些基本原理，本领域内的技术人员很容易理解，也可以对其他设计进行构造以实现这个基本目标。

如图1-13和1-14所示，可以看出根据本发明的适当构造的系统是如何具有上述恒定特征的。曲线1-4显示了如下的波形：

1-开关T1和T2之间的结的电压；

2-负载R5两端的输出电压；

3-通过L1的电流；

4-通过L4的电流。

通过比较两图之间所示的相同网络的高负载和低负载的情况，可以注意到几个结果。它们包括恒定输出电压(A)，恒定端点(B和B′)，恒定轨迹(C和C′)，恒定响应时间段(D和D′)，零电压开关(B和B′)，转变过程(E)中的恒定的零负载电流事件，所有这些结果即便在网络中L1中的电流(F和F′)显示出的高度变化的电源和负载电流情况下也可得到。本领域内的技术人员很容易理解，也可注意到其他的特征。

如前所述，补偿转换器布局(如图2-1所示)目前正被用来为微处理器(尤其是电压调整组件)提供电源。对于2.5伏，13安培的需求而言，300千赫兹的开关频率变得不够。为了满足实质的阶跃负载的变化，需要一个3mF(毫法)的输出电容301。随着微处理器的电压要求降为1.0伏、50安培，现有技术结构变得更不合适。随着电压降低(以及相应的差分电压容差的下降)了2.5倍，电流增大了4倍，需要一个30mF的输出电容来维持所需的阶跃响应。但是，要在微处理器连接处的附近安装一个如此巨大的电容是相当困难或不可能的。而且，随着电压的降低，这种方法的成本提高了。另一种可能就是提高频率。图2-2所示的电压波形302是补偿转换器的典型波形。但是，当频率以这种方式增大时，这种波形的非谐振边缘会造成一些问题，如场效应晶体管(FET)输出电容的变换，从而阻碍了将开关频率增大到约1兆赫以上。随着微处理器和其它低压电子元件这些很难提供合适电源的负载的发展，这种情况变得越来越严重。本发明能够达到所需的更高频率和电流。它能承受至少比300千赫更高，至少比500千赫、1兆赫、3兆赫、10兆赫更高的频率，甚至至少比30兆赫和30兆赫以上更高的频率，并且能设计成可以处理大于约15安培的电流，大于20安培，大于50安培，甚至大于100安培和以上的电流。

在一个实施例中，本发明的一个方面就是：利用一个变压器和一个同步整流器，把一个将直流转换成直流的电路改变成一个将交流转换成直流的电路。在这种方法中，变压器很有用，因为变压器有可能把分配给转换器输入端的大电流消除。大电流次级绕组可以物理地接近负载。图2-3展示了实现该目的的电路。利用所介绍的发明，可以从本质上提高能量转换频率，由此使得输出电容303保持较小值，并被安装在靠近给定负载如微处理器的相连处。事实上，还可以达到更高的转换频率，这样输出电容能从本质上有所减小。对于1.0伏，50安培的需求而言，根据负载的需求，本发明的输出电容303为500微法或更低。事实上，利用本发明，可以实现这样的设计，这个设计提供了一个网络，这个网络具有一个有效电容(这将对本发明的应用或设计的电路产生积极的作用)，这个有效电容小于约10毫法，小于约3毫法，小于约1毫法，小于约0.5毫法，甚至小于约0.3毫法。

这种显著的改进可以通过单独或同时结合一些元件来实现。本发明的一个主要目的就是消除与频率相关的限制。因此，消除任何电容的被迫电压变换会很重要。同步整流器(SR)装置304可以是一个具有附加漏-源电容305的场效应晶体管(FET)。当其两端的电压为0时，这种同步整流器能总是变换到导通状态。

图2-3展示了一种用来提供低电压大电流的整流部分的优选实施例。元件LT 306(总的串联电感)被定义为任何其它与变压器串联的电感(初级绕组的电感被换算到次级绕组的电感)和变压器漏电感的总和。元件CT(总的并联电容)被定义为每个同步整流器307的任何外部并联电容(Csc)以及任何与变压器的次级绕组308并联的电容(Cp)和同步整流器的附加电容305(Coss)的总和。

在优化该电路时需要考虑一些参数。如果被供电的负载有可能具有高的电流变化速率(di/dt)，或如果负载电流可能是一个阶跃上升或下降函数，需要考虑以下参数：

·工作的基频，

·变压器的匝数比

·LT

·CT

·同步整流器的导通角(CA)

·同步整流器的相位延迟(PD)输出电感LF和电容CF可能很重要，但对本发明的正常运行的直接影响可能较小。

还需要考虑的是导通角和效率之间的基本关系。在现有技术和实践中，精心选择了同步整流器的导通角，使其小于或等于180度(也就是说，没有同步整流器的导通重叠)，以免变压器的次级绕组发生短路。这种通常的误解来源于低频假设。根据本发明，不但允许导通角大于180度，而且大于180度的导通角为电路运行提供了一个基本优点。在300度或更高范围内的导通角被清楚地展示。通过正确选择LT，CT，相位角(PA)以及导通角(CA)，可以获得如图2-4所示的同步整流器304的漏极波形。利用这些条件，就可实现同步整流器的电流均方根(RMS)与输出电流的低比值。已经达到了小于1.3∶1的比值。

作为一般性比较，图2-4中的波形与现有技术得到的图2-2中的波形相比。它们都具有低占空度的特点，但很清楚，在图2-4中，同步整流器的开关发生在零电压时，并且理想地无损耗。

漏电感和交叠导通角：

变压器的漏电感是提供低电压、大电流、高频率电源的一个基本限制因素。它包括一个与变压器串联的电感，并且一直限制了转换频率。

在现有技术中，有多种解决漏电感问题的方法。由Schlecht，Lee和Bowman申请的三项涉及直流到直流转换器的专利就包含了解决漏电感问题的方法。在由Schlecht等申请的美国专利US#4,788,634中，通过使漏电感最小化来解决漏电感问题。正如该专利所述：“希望与谐振电感相比[在这种情况下，指的是变压器初级绕组电感]，将漏电感限制在小到可以忽略不计的值以内，使得单向传导元件和可控开关都具有零电压开关转变。”在Lee等申请的美国专利US#4,785,387和Bowman申请的美国专利US#4,605,999中，变压器漏电感被用于一个谐振频率与基频相当或略高于基频的电路。这个谐振电路的目的就是要实现初级开关和整流器的零电压开关。但是，本发明介绍了以并非以基频谐振的方式对漏电感加以应用。

本发明的一个基本方面就是一个可以允许更大漏电感的电路布局和工作级别。这一优势可以通过在SR中选择一个高的导通角来实现。事实上，对于一些应用而言，导通角甚至超过了300度也是有价值的。随着输出电压需求的减小和电流需求的增大，这将导致导通角还将增大。由于所需的条件之一——同步整流器的零电压开关(ZVS)——得以满足，大导通角、总电感和总电容的设定可同时完成。这就使得可以在高频下运行，或者在给定频率下伴随着高漏电感运行。这样把高频工作和/或更高的漏电感承受能力结合在一起是该设计的一个基本优点，并且可能是在微处理器电源需求变得更加难以满足时成为一个必要优点。

一个附加方面是关于总电容-选择把电容器放置在变压器308两端或SR 307两端会改变通过SR的电流波形，但是不会显著影响电压波形。当电容器在变压器两端时，使得电流波形更象一个方波，当电容器在SR两端时，它更象一个准正弦。本领域技术人员可以在一定程度上理解，这种差别可以具有显著的分支。

SR上的高电压：

整流器电路设计中的一个一般原理是使整流器设备两端的反向电压压力最小。依据滤波器输入的类型，峰值反向电压通常在一个从等于DC输出电压到1.4倍输出电压(或者在罕见情况下，2倍DC输出电压)的范围内。

高导通角的一个结果是整流器设备两端的显著高电压。例如，在此处公开的电路值中，输出电压是1.8伏，而整流器设备两端的电压是15伏。基于本领域技术人员可以理解的各种原因，一直以来，这种类型的电路性能被认为是不好的。可能这就是为什么至今没有公开这种有价值的电路的一个原因。

但是，在非导通状态期间具有SR两端的附加高电压的高导通角有一个优点是，在导通状态期间通过SR的低RMS电流，并且它是一个允许大变压器漏电感的条件。这种电路理想地适用于低电压大电流需求。另外，它非常适合这样的负载：该负载由于高频工作和输出电容中的能量存储较低而具有大电流变化速率(di/dt)。因为已经发现SR的更高电压需要并不困难。根据现有的电流生成技术，将SR的OFF状态电压限制在小于20V似乎意义不大。

栅驱动：

下一个要介绍的电路如图2-5所示，是一个栅驱动电路，该电路的电源来自于交流输入，并且该电路只采用无源元件。SR的栅驱动几乎也是无损耗的。这一切使得成本低廉，并且可以预见其性能。这对于更高频的工作也是很重要的。

而且还有可能增加一个直流或低频偏置以便在不同的负载条件下提供调整或提高效率。在图2-5中，标有偏置输入(BIAS INPUT)的点就是一个用于控制输入的注入点的例子。在该输入的电压变化具有能改变SR的导通角而不影响延迟角(DELAY ANGLE)的效果(图2-4)。

SR的正确的导通相位角由栅驱动来确定。参看图2-4，标有延迟角(DELAY ANGLE)的角可以通过使用象图2-5中L1、R1、R2和C1、C2这样的元件来获得。电感L1包括了栅驱动变压器漏电感。

实现这些原理的栅驱动可以有多种变化。本发明的栅驱动与现有技术形成了对比，现有技术中栅驱动来自一个直流源并且包括定时电路和开关装置。

SR的调整：

还可能通过改变SR的导通角(CA)来控制和/或调整输出电压。再次参看图2-3，结合用虚线表示的电容器Cin 309。

为了给被控制的输出电路选择适当的值，首先考察当SR的导通角达到360度时的情况。此时的直流输出为零。Cin 309的阻抗现在应该与LT的值相匹配(通过匝数比的平方将LT转换成初级绕组)，形成一个并联的基频谐振电路。正如现在所能看见的，交流输入只由一个在理想状态下损耗为零的并联谐振电路加载。

导通角从360度开始减少直至达到先前的满负荷条件有一个连续区域。通过正确地选择电路参数，在整个调节范围内都可保持ZVS开关。ZVS的一个重要要求就是要提供导通时间和交流输入之间的恒定相位关系。在一阶分析中，唯一需要的控制输入如图2-5所示。

参量调整：

另一种调节或控制输出的方法可以是使用参量元件，如一个可变电抗器电容，或一个可饱和电感器，来改变输出电压。这可能包括调谐该电路，使其对给定元件的敏感度最大，然后改变它。该设计类型的另一种方法就是以一个具有电压源特性的基本传递函数为开端。然后通过略微改变一个或多个可变元件使输出保持恒定。

对于一些负载要求，这种控制方法可能是最简单或具有最高性价比的方法。尤其是对不具备大电流变化速率(di/dt)的负载或所需的电压不太低的负载而言，参量调整可能是理想的方法。

这种控制方法可能具有对于变化负载的不良响应时间和不良输入调节的缺点。另一个缺点就是：对部件容限的内在敏感性增加。由图2-4可见，导通角很大。通常，最佳导通角随输出电压降低而增大。采用参量调节的后果之一就是：输出电压对实际电路值越来越敏感，而相应的管理也就可能变得很难。如果部件的敏感性变得不可控制，更适宜的是优化电路中的整流部分，使其只用于整流，并且调整或控制变压器的初级侧，此处的阻抗更高。在初级侧上，设计和部件值可能更易于管理。当然，也可以使用线性部件，例如线性可变电容器，线性可变电感器，或甚至是线性可变电阻器(应该理解，电阻器不可能是优选部件，因为它们会导致损失)。

在初级侧的调整(通过一个单端开关)：

图2-6显示一个位于变压器初级绕组侧的简化了的串联开关。这种电路设计可用于改变变压器输入端的交流电压，因此可作为一种潜在的调节直流输出的方法。例如，C1 310可与整流器电路中的任何残余电感部件谐振。C2311可能在基频具有低阻抗。Q1 312的占空度可以被控制以改变输入整流器电路的交流电压。相位延迟313(L1，R1和C4)可以选择为使得在导通开始时，Q1 312两端的电压基本为零。而且，Q1的栅驱动可以设成与前文所述的同步整流器的栅驱动相似的方式。交流输入315可以作为电源，电压被减小并通过延迟电路313被传送至该栅。与驱动信号串联可以是一个控制输入314。通过将这两个电压相加，导通角可在0度到360度之间变化。

导通角可以由控制输入来设定，而相位关系可以从交流输入315获得。通过正确地选择电路元件和延迟时间，Q1 312在其两端电压为零时可以一直被转换为导通状态。这样传输给整流器电路的交流电压就可从几乎为零变化到满负荷，同时还保持无损耗状态。图2-7显示Q1 312两端电压(场效应晶体管开关的Vds)随控制输入变化的一组波形。标有316的波形伴随着一个导致短导通时间的低偏置出现。这种条件提供最小输出。标有320的波形伴随着较高偏置输入出现，并与一个较大的导通角相对应，提供的是最大输出。所有参数的同时优化也是可能的。

在初级绕组侧的调整(通过一个双开关)：

图2-8和图2-12展示了在变压器的初级绕组侧调整的其它结构。该电路可以使用两个以180度异相工作的开关323。它们可以操作以便从在电容321和串联变压器320的漏电感322之间的串联谐振离开。这种情况在两个开关都合闸时发生。这就使初级绕组电感短路并且只留下已经提及的串联谐振。这种状况可以为整流器电路提供最大的交流电压。

当两个开关都断开时会发生第二种情况。在这种条件下，电容324(其中包括开关附加电容)可以在串联开关变压器的两端串联。还可能在变压器325的两端只使用一个电容或二者的组合。这个总电容可以与变压器的磁化电感谐振。这就会产生一个与主变压器的初级绕组串联的并联谐振电路，并有可能导致提供给整流器电路的交流电压最小。

随导通角的变化可能会出现第三种的正常情况。通过提供的数值，该电路可以在具有ZVS的整个导通范围内工作。

自然调整：

如果正确地选择总电感，总电容和输出滤波电感的某些值的话，会出现一种新的现象。直流输出电压能够相对独立于负载电流。没有任何可变元件或反馈时可能会发生这种情况。

实例：

选择所有的电路参量值可能是一项繁杂的工作。以下的实例是一个通用整流器，它被优化后可以为一个在1.8V、20A下工作的微处理器提供电源。采用图2-3所示的电路，以下的参量值或许是合适的：

频率＝3.3MHz

匝数比＝5∶1

输入电压＝30VAC

LT＝30nH

CT＝10nF

Cin＝2nF

L1和L2＝100nH

Co＝500μF

SR1和SR2＝3ea.FDS6880

导通角＝266度

延迟角＝24度

图2-5展示了SR栅驱动的一个实施例；它由从交流输入获得的正弦信号加上一个控制信号组成。而且，从交流输入获得的信号可以有一个高效最佳延迟。该电路通过利用栅变压器漏电感和栅电容从交流输出中过滤掉谐波，可以产生一种纯净的交流电压。该电路还可以利用R1，R2，C1和C2(其中包括附加栅-源电容)的组合，以及电感器L1产生延迟。

输出陷波：

如图2-5所示，为一个有价值的滤波元件。C3和L1可以组成一个按基频的两倍谐振的并联电路。这种并联陷波具有以下一些优点：

1.1)只针对最大的脉动分量

2)能量存储很少，能进行快速回路控制

3)大量减少了输出电容器的连接的交流电流分量。如果该电路为一个微处理器提供电源，可以精确地安装一个电容C4，以便使微处理器的电感最小化。在此情况下，并联陷波可以使从电路的其余部分到Cout的连接的“热导”问题最小化。

布局变化：

图2-9A，B，C和D展示了用来实现本发明的不同布局。在每幅图中标出了总电感和总电容的位置。图2-9A展示了一个单端电路。就低成本而言，该电路可能是出色的。图2-9B展示了配有一个中心抽头的变压器的作用。该电路可能有用，但可能没有充分地利用变压器的次级绕组。而且对于低电压而言，某些实现方式可能需要次级绕组只有一匝，从而使得中心抽头更加难以实现。图2-9C展示了倒置SR和滤波电感。该电路几乎与优选方式相同。而且，这种栅驱动可以不参照一个共同的电源点，从而使驱动电路更复杂(未示出)。图2-9D展示了一个代替中心抽头的次级绕组的中心抽头线圈。某些磁性实现方式使得该电路很有吸引力。本发明的基本原理也同样适用。

以上各实例只代表了多种可能设计的一小部分。从这些变化的实施例来看，很明显，还可以设计出实现本发明的思想的其它电路。

三次谐波陷波：

从上述说明和电路设计中可以理解，偶次或奇次谐波可能在不同的方向中存在或有意义。例如，偶次谐波(即，2次，4次等等)可能在正向方向中有意义，奇次谐波(即，3次，5次等等)可能在反向方向中有意义。二者都可以被处理。通常最初关注的可以是最高次谐波(即，2次或3次)。在上述讨论中，处理一个有关正向的、偶次谐波(例如2次谐波)。还可以处理一个有关反向的、奇次谐波(例如3次谐波)。对于三次谐波，被调谐到三次谐波的一个电感器和一个电容器的串联连接可以跨接在主VRM变压器的初级的两端。介绍的优选实施例可以提取具有基本的三次谐波成分的输入电流。通过在电路的输入上安放一个陷波电路，谐波电流可以通过该陷波电路，从而可能不会出现在为电路供电的配电电路上。本领域技术人员很容易理解，通过简单调谐，还可以处理其他谐波。

更为重要的是，通过增加一个三次谐波的陷波电路，整流器的效率能够有所提高。输出电路可以是非线性的，尤其当SR具有较大导通角时(参看图2-4)。

从该电路(参看图2-4和2-10)输出的直流输出电压可以等于SR’s两端的总电压的积分(电感两端的平均电压必须是零)。任何波形的畸变通常会导致直流输出电压的减少，从而导致效率降低。三次谐波陷波电路可以保留SR电压波形的自然峰值。

三次谐波陷波电路的另一个潜在优点就是对于多个SR电路由同一个公共交流电源供电的系统而言，提高了其稳定性。一个局部的三次谐波陷波电路可以防止由于三次谐波电流流经配电路径时引起的SR电路的交互作用。

更进一步来看，没有三次谐波陷波电路，在SR的非导通时间内可能会出现负阻抗。SR电路间轻微的相位变化可能会导致高的谐波能量在SR电路间流动。这就可能会导致整个系统的不稳定性。在每个SR电路的输入端安装一个三次谐波陷波电路可以局部满足高级电流需求，并能够使系统稳定。

远程电源：

象微处理器这样的装置可能需要低电压，大电流以及高的电流变化速率(di/dt)。在图2-10所示的电路中，可能会有这样一个问题：由于互连电感326造成的电流变化速率(di/dt)的限制。在这个常用电路中，旁路电容器328(该电容可以由多个并联的小电容组成)可以安装在微处理器电源管脚的附近。一个通常被称为体电容的更大的电容327可以安装在一小段距离之外。电容327和328之间的短距离可以形成一个电感326。电感326可能会限制微处理器能够从电源得到的最大电流变化速率(di/dt)。如果旁路电容很小(一般是这样)并且/或基本电源转换频率太低(一般也是这样)，这种情况必然出现。旁路电容328可能没有持续充电达到所需的电压。即使为电容327供电的电源很理想，或如果电容327被一个理想电压源代替，由于互连电感326的结果，电流变化速率(di/dt)仍然会受限制。

在本发明介绍的电路中，这一问题能够得到解决。参看图2-3，通过这种方法和这种电路，可以使电源转换频率增大到一个程度，在该程度时输出电容足够小，足以作为微处理器的旁路电容，而这个旁路电容可以位于微处理器电源管脚的附近；因此，其输出可以实质上是非容性的。因此，特定部件的直流供电电压可以电气远离该部件自身。这种定位可以避免紧靠该特定部件提供VRM的需要。重要的是，利用本发明，可以在一定距离提供直流电压，该距离例如是与部件的有源部分(例如微处理器自身)相距大于约半英寸。通过考虑部件的有源部分，即消耗电源以实现某个所需功能——而不是仅仅发送功率(例如导线或连接器等等所进行的操作)——的部分，可以完全理解处于远离位置的真实电气效果。重要的是，利用该设计，可能实现更远距离的电源位置。这可以包括与有源部分相距约半英寸以上的距离，还包括与有源部分相距约1英寸以上的距离，甚至包括与有源部分相距约2英寸以上的距离。

无噪声电源：

在电压下降，电流增大和电流变化速率(di/dt)需求增大时供电工业所面临的问题之一就是噪音。图2-1所示的电路会产生噪音有三个原因。

首先，开关场效应晶体管(FET)329可能会与急剧变化的电压波前相互作用。这可能会将噪音传送和辐射给周围的构件。将图2-2所示的电压波形与图2-4的波形比较，就能看出差异。

第二，图2-1所示的输入电路可以将电流注入接地路径。当开关场效应晶体管(FET)329时，大电流可以通过输入电容332，互连电感331和场效应晶体管(FET)329在回路330内流动。在这个回路330内电流变化速率di/dt会在电感331的两端产生电压，而这个电压可能会加在输出电压上。

第三，图2-1所示电路的输出可能会随着直流输出电压的减小而产生固有的噪音。直流输出电压为图2-2所示的点2上电压的平均值。调整电压的方法有时就是复制脉冲宽度调制。对于较低的输出电压，脉冲宽度变窄将难以控制。这是因为宽度的变化在整个脉冲宽度中占了较大的百分数。这可能会造成输出电压颤抖或有噪音。

本发明所述的电路可以采用零电压开关(ZVS)，并在整流电路中有平滑的电压波形。把图2-2(现有技术)与图2-4中的电压波形相比，很明显，本发明的波形中噪音更少。其次，在一个优选实施例中，可以在变压器的初级绕组上进行调整。该电路也是ZVS，并且与直流输出电压隔离。这些因素综合起来，使得这种方法更适用于下一代的低电压装置。

附加实例：

图2-11和2-12展示了一个完整的交流到直流电源转换器的简图，该转换器可以包括整流器部分，栅驱动，串联开关以及自导出的直流电源，还有从输出到串联开关的、用于调节的反馈。这些简图可以说明本发明的大部分内容，并且展示了一个电压为1.8伏，电流为20安培的完整直流电源，该电源适用于需要大电流变化速率di/dt的负载。它们能在交流输入蜂音为30伏RMS，频率为3.39兆赫的情况下工作。最后，图2-13展示了“银箱”的一些重要的整体部分的一种可能的设计，在一个优选的设计中可能对其进行如此配置。

初级侧的调整(利用可变电容器)：

变压器的初级侧上的一个串联开关与一个电容器的差别是该电容器可以提供一个无损耗元件。其也可以是一个线性元件。参见图2-14中显示的实施例，可变电容器(C1)可以在初级AC能源与主变压器的初级绕组之间产生一个相移。在初级侧调整器的该结构中，调整机制与前述用于单和双开关的调整机制不同。在该调整过程期间不涉及磁电感的谐振。该布局中的主要调整元素可以包括栅驱动相位角和串联电容器阻抗与SR输入阻抗的组合。串联电容器，变压器的漏电感，和SR的自然或附加电容的值的特定组合可以提供以下几个优点：

1)该电路对于变压器的磁电感相对不敏感(例如，用于变压器的材料的导磁率的稳定性可以基本上不相干)；

2)可以不再需要用于SR的栅驱动的相位延迟电路(例如可以排除图2-5所示的元件L1，R1，R2，C1和C2)；

3)在可变负载的情况下，在经历可变负载条件(例如输出电流变化)的同时，SR栅驱动电压可以自动调节到用于给定负载条件的最有效值。例如，在该电路的一个实际实现中，在10％电流负载时的效率仅比满负载时的效率低15％；

4)电路的电抗部分可以在不同负载条件下恒定，并且可以通过把一个并联电感器添加到电路的输入来使其为零(用于串联等效R-X电路)。即，电路的输入阻抗可以在负载条件的整个范围上基本上保持非电抗性。在图2-15中显示了各种负载条件下的这种情况。该方面对于初级能源是重要的，因为大多数交流发电机只能对基本上的电阻性负载有效工作。该特征可以允许为初级能源使用较简单的交流发电机。

5)自然调整的现象可以出现。这可以导致对获得全范围负载调整所需的串联电容器范围的限制。例如，在一个实施例中，所需的串联电容器值范围仅是平均值的±25％。这可以使用一个简单的变抗器元件来实现。

初级侧的调整(利用可变电容器的一个开关等效物)：

由于所需电容的受限范围，可以使用一个ZVS开关作为变压器的初级侧上的一个模拟等效物。该开关等效物的一个实现方式可以类似于参考图2-8所述的结构，但是以不同的模式操作。该电路可以使用两个开关，这两个开关可以以180度相位差操作，这可以从图2-12中理解。该电路可以利用一个变压器与SR直流隔离。对变压器可以没有特殊要求，但是在很多情况下，可能需要变压器具有稳定的漏电感。如果需要，在电路设计期间可以考虑该漏电感值并加以补偿。磁电感和漏电感都不必是一个谐振电路的一部分。对于变压器的磁心磁导率的稳定性也可以没有特殊要求。利用适当选择的电路参数，也可以在整个调整范围中保持线性可变电容器的ZVS开关和等效。可以由FET栅上的控制DC偏置电压设置有效电容的值的控制。与上述串联开关实施例相比，该绝缘变压器上的波形在整个调整范围内可以是实质上的正弦波形，并且幅度只可能在不同的负载条件下改变。

输出变压器：

图2-14显示本发明的另一个可能的独立方面。其显示了用于SR的输出滤波器元件的另一个选项。此处不是使用两个输出电感器(如图2-3所示的Lf)，而是仅使用一个具有1∶1比率的变压器。更一般地，输出变压器可以简单地是两个以相同方式耦合的输出电感(图2-14中的W3和W4)。通过使用一个磁耦合或甚至是一个变压器，可以实现以下优点：

1)可以使用仅一个磁元件而不是两个磁元件；

2)通过磁元件的基频AC电流可以被急剧减少，还减少辐射的AC磁场；

3)变压器的漏电感可以作为用于SR的输出的一个滤波元件。而且，第一个方法中的漏电感可以不取决于磁心的导磁率，因此对磁性材料的稳定性没有特殊要求；

4)来自SR的两个对分部分的输出DC电流可以以相反方向流过变压器，并且相互抵消，使得变压器磁心中得到的DC磁场近似为零。结果，磁心中可以没有磁饱和，并且可以以闭合结构(环形)使用少量的磁心材料。

本专利所包括的讨论是作为一个基本的描述。阅读本专利的人应该意识到具体的讨论可能并未清楚地描述所有可能的实施例，还隐含有许多变化。并未对本发明的一般特点进行充分的说明，而且可能也没有清楚地展示每个特征或元件如何代表更多功能，或如何代表大量的变化，或是如何代表相当的元件。在不偏离本发明本质的条件下可以进行多种改变。这些改变都包括在本发明的公开之内。在以装置为基础的术语对本发明进行的描述中，该装置的每个元件都暗含有各自的功能。所描述的很多实施例都包括装置权利要求，但是仅提出了初步的方法权利要求。还可以包括对应于所提出的装置权利要求的附加方法权利要求和甚至针对本发明和每个元件所执行的各种功能的附加方法和/或装置权利要求。由方法权利要求获得的产品也可以被加入到通过该系统实现的任何结果中。重要的是，应该理解，所提出的描述、术语和特定权利要求都不是为了限制专利公开的范围或最终可得到的覆盖范围。对计算机以及其他电子物品的覆盖可以被提出，并且应该理解为包括在本申请中，而不管最初提出的内容或标题是什么。所有这些也应该特别针对方法权利要求而说明。尽管已经以各种细节包括了针对装置的权利要求，为了管理效率的考虑，仅包括了针对方法的初步权利要求。当然，对装置的详细公开和权利要求应被理解足以支持方法和装置权利要求的全部范围。在以后需要明确提出权利要求的细节时可以增加附加的方法权利要求。因此，应理解，本公开包括方法权利要求的全部范围，包括但不限于与在装置方面中提出的权利要求类似的权利要求和从属权利要求。而且，也可以加入对已公开、但没有提出权利要求的实施例的其他权利要求。

使用迄今所描述的这些原理可能会导致多种结构上的变化，并且如上所述，还允许多种设计折衷方案。而且，本发明和权利要求的每个元件可以以多种方式实现，或者可以独立提出。应该理解，本公开包括所有这些变型和任何和所有元件或应用的各种排列组合。尤其应该明白，该公开是与本发明的元件相联系的，每个元件所用的词语可以用相当的装置术语或方法术语来表达——即使只是功能或结果是相同的。这些相当的，更宽泛的，或甚至更常用的术语应该被看作是被包括在每个元件或动作的描述之内。这种术语在需要的地方可以被替换，以便使本发明所涵盖的范畴清晰。对于一个实例而言，应该了解：所有行为可能被表述为采取这种行为的方式，或引起这种行为的某一元件。相似地，应该了解：每个物理元件包括对该物理元件的行为的说明。至于最后一个方面，应该了解：不论是否清楚地讨论过，关于“开关”的说明包括“开关”的行为，相反地，如果只有关于“开关”行为的说明，应该了解这包括一个“开关”或甚至是一个“用于开关的装置”的说明。应理解，这种改变和替代术语显然包含在说明书中，因为其基本概念和理解在本质上是自然的，并且可以以各种方式应用于各种领域。

前述的讨论和下文中的权利要求描述了本发明的优选实施例。尤其是对于权利要求，应该了解：在不偏离这些权利要求的实质的条件下，可以作许多改动。考虑到这一点，这些改动仍属于本发明的范畴之内。要描述根据本发明完成的所有可能的改动，并对其提出权利要求是不实际的。就目前而言，每一处这种利用本发明的实质进行的改动都属于本专利的保护范围。这一点是实实在在的，因为本专利的基本概念和理解本质上中是很基本的，并且可以不同方式应用在不同领域。

此外，本专利申请中提及的任何参考文献以及随本申请一起提交的任何参考文献列表中的参考文献都作为参考包括在本发明中，但是，如果认为某些陈述与本发明的专利申请不一致，在此明确指出这些陈述不应被认为是本申请人作出的。

最后，除非上下文需要，否则词语“包括”或其变型应该被理解为包括一个提出的元件或步骤或一组元件或步骤，但不排除任何其它元件或步骤或其它组元件或步骤。而且，可以产生和提出所有这些元件或应用的各种排列组合。所以这些都可以来优化一个特定应用中的性能。

Claims (13)

1.一种整流电路，包括：

a.第一整流器元件；

b.第二整流器元件；

c.交叠导通整流器控制系统，所述第一和所述第二整流器元件对其响应；

d.直流输出，响应于所述第一整流器元件和所述第二整流器元件。

2.根据权利要求1所述的整流电路，其中所述第一和所述第二整流器元件所响应的交叠导通整流器控制系统使得所述第一整流器元件和所述第二整流器元件在至少一定时间内同时导通。

3.根据权利要求1所述的整流电路，其中所述第一整流器元件包括第一开关整流器元件，其中所述第二整流器元件包括第二开关整流器元件。

4.根据权利要求1所述的整流电路，其中所述第一整流器元件包括第一可控二极管元件，其中所述第二整流器元件包括第二可控二极管元件。

5.根据权利要求1所述的整流电路，其中所述第一和所述第二整流器元件所响应的交叠导通整流器控制系统包括这样一种交叠导通整流器控制系统，对其进行配置使其在所述第一和第二整流器元件中产生一个从下面的组中选择的导通角：至少约180度，至少约300度，能够产生低整流器RMS电流的导通角，产生的整流器RMS电流与输出电流相比要低的导通角，产生的整流器RMS电流与输出电流相比小于约1.3的导通角，产生的整流器RMS电流与直流输出电流相比小于约1.4的导通角，产生的整流器RMS电流与直流输出电流相比小于约1.5的导通角，当把所述整流器切换为导通状态时能够在所述整流器上产生零电压的导通角。

6.根据权利要求1或5所述的整流电路，其中所述整流电路进一步包括高电压响应电路，当所述第一和第二整流器元件处于非导通状态时，它在所述第一和第二整流器元件上加上高电压。

7.根据权利要求6所述的整流电路，其中所述的高电压响应电路在所述第一和所述第二整流器元件上加上一个从下面的组中选择的电压：至少约1.4倍于一个直流输出电压，至少约8倍于一个直流输出电压，至少约15伏，至少约20伏。

8.根据权利要求1所述的整流电路，进一步包括所述第一和所述第二整流器元件所响应的变压器元件。

9.根据权利要求8所述的整流电路，进一步包括一个总电容和一个变压器漏电感，其中所述第一和所述第二整流器元件所响应的所述交叠导通整流器控制系统包括一个被配置以在所述第一和所述第二整流器元件中产生导通角的交叠导通整流器控制系统，其中所述的导通角和所述的总电容与所述变压器漏电感协调。

10.根据权利要求9所述的整流电路，其中所述第一整流器元件包括第一开关整流器元件，其中所述第二整流器元件包括第二开关整流器元件，使得所述导通角和所述总电容与所述变压器漏电感协调以在所述的每个整流器被切换为导通状态时在所述的每个开关整流器元件上产生零电压。

11.根据权利要求8所述的整流电路，进一步包括一个变压器漏电感，其中所述的整流电路肯定地使用所述变压器漏电感作为能量存储元件。

12.根据权利要求11所述的整流电路，进一步包括一个总电容，其中所述第一和所述第二整流器元件所响应的所述交叠导通整流器控制系统包括一个被配置以在所述第一和所述第二整流器元件中产生导通角的交叠导通整流器控制系统，其中所述的导通角和所述的总电容与所述变压器漏电感协调。

13.根据权利要求12所述的整流电路，其中所述第一整流器元件包括第一开关整流器元件，其中所述第二整流器元件包括第二开关整流器元件，使得所述导通角和所述总电容与所述变压器漏电感协调以在每个所述整流器被切换为导通状态时在每个所述开关整流器元件上产生零电压。

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