ES2962908T3

ES2962908T3 - Rectificadores pasivos en paralelo de extremo delantero con y sin intercalado

Info

Publication number: ES2962908T3
Application number: ES18704721T
Authority: ES
Inventors: Ismail Agirman
Original assignee: Carrier Corp
Current assignee: Carrier Corp
Priority date: 2017-01-30
Filing date: 2018-01-26
Publication date: 2024-03-21
Anticipated expiration: 2038-01-26
Also published as: US20190379297A1; CN110226286B; EP3574579A1; WO2018140744A1; EP3574579B1; US10944335B2; CN110226286A

Abstract

Las realizaciones del presente documento se refieren a un accionamiento frontal pasivo trifásico en paralelo, que incluye un puente rectificador, una reactancia de acoplamiento conectada operativamente al puente rectificador y configurada para transferir energía desde el rectificador a un primer bus de corriente continua (CC), y un acoplador de bus que acopla operativamente el primer bus de CC a un segundo bus de CC. El accionamiento en paralelo también incluye un primer inversor conectado operativamente al primer bus de CC; un segundo inversor conectaba operativamente el segundo bus de CC, el primer inversor y el segundo inversor estaban configurados cada uno para proporcionar una pluralidad de señales de excitación del motor, respectivamente. El accionamiento en paralelo también incluye una pluralidad de inductores de interfase operables para combinar la pluralidad de señales de excitación del motor del primer inversor con la pluralidad de señales de excitación del motor del segundo inversor. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Rectificadores pasivos en paralelo de extremo delantero con y sin intercalado

Campo técnico

El objeto divulgado en esta memoria se refiere en general al campo de los accionador de motor, y más particularmente a un accionador de motor para ascensores y sistemas de enfriador de HVAC/R.

Antecedentes

Un sistema de ascensor, tal como los sistemas de ascensor de tracción, hidráulicos y autopropulsados, basado en la aplicación (por ejemplo, edificios de gran altura) puede utilizar un sistema de potencia para propulsar una cabina dentro de un hueco de ascensor. Los grandes sistemas enfriadores utilizan un sistema de potencia para accionar compresores y sistemas de ventilador. En la actualidad, los sistemas de potencia pueden emplear rectificadores activos o pasivos para generar un bus de CC y luego un esquema inversor para accionar los motores. Esto se hace para mejorar el rendimiento del sistema de potencia en particular para sistemas de velocidad variable o capacidad variable. Sin embargo, la temporización y la conmutación de una potencia desde los rectificadores a un bus de corriente continua (CC) incluye problemas de interferencia electromagnética (EMI) inherentes. Igualmente, la temporización y conmutación de potencia en un inversor genera una EMI significativa.

En general, el ruido EMI se puede dividir en dos grupos principales: ruido de modo diferencial (DM) y ruido de modo común (CM). Los ruidos DM se conducen entre fases. Los ruidos de CM se conducen junto con todas las fases a través de los condensadores parasitarios al suelo. Los ruidos de CM son motivo de grave preocupación para los accionadores de motor, ya que los ruidos de CM aumentan la EMI en el accionador de motor y dañan el cojinete de motor y el aislamiento de devanado. Desafortunadamente, en ciertas aplicaciones, las soluciones tales como la adición de filtros CM para atenuar los ruidos CM no son viables debido a la penalización de peso significativa de cada filtro CM.

Los sistemas de transporte, tales como sistemas de ascensor, utilizan máquinas para impartir fuerza a un cabina que transporta pasajeros. Los sistemas de enfriamiento utilizan máquinas grandes para hacer funcionar compresores grandes. Las máquinas empleadas pueden necesitar proporcionar niveles de potencia variables dependiendo de la aplicación. Cuando ya sea un sistema de ascensor o un sistema enfriador requiere un trabajo o carga grande, se necesita proporcionar un accionador de motor para energizar la máquina. A menudo, puede no existir un accionador de alta potencia, lo que da como resultado altos costes de diseño y un largo tiempo de desarrollo para fabricar un accionador adecuado. Incluso si existe un solo accionador grande en el mercado, los costes asociados con un solo accionador grande pueden ser excesivos debido a los componentes especializados, la disponibilidad de componentes, etc. Además, los accionadores de alta potencia requieren comúnmente componentes caros de alta tensión. Por lo tanto, los accionadores paralelos pueden proporcionar un enfoque más rentable.

El documento de patente JP S5722385 A se refiere a convertidores CA/CC/CA conectados en paralelo, cuyas salidas se acoplan por inductores de interfase para el equilibrado de corriente, y divulga las características del preámbulo de la reivindicación independiente. Los documentos de patente US 2006/043922 A1, EP 0524398 A2 y JP S63 28274 A divulgan otros ejemplos de convertidores CA/CC/CA conectados en paralelo, cuyas salidas se acoplan por inductores de interfase.

Breve descripción

De acuerdo con un primer aspecto de la presente invención, se proporciona un accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico, que comprende: un primer puente rectificador configurado para conexión a una fuente de energía de corriente alterna trifásica; una primera reactancia de acoplamiento conectada operativamente al primer puente rectificador y configurada para transferir energía desde el rectificador a un primer bus de corriente continua (CC); un segundo puente rectificador configurado para conexión a una fuente de energía de corriente alterna trifásica; una segunda reactancia de acoplamiento conectada operativamente al segundo puente rectificador y configurada para transferir energía desde el puente rectificador a un segundo bus de corriente continua (CC), un acoplador de bus que acopla operativamente el primer bus de CC al segundo bus de CC; un primer inversor conectado operativamente al primer bus de CC; un segundo inversor conectado operativamente al segundo bus de CC, el primer inversor y el segundo inversor configurados cada uno para proporcionar una pluralidad de señales de excitación de motor; un primer controlador conectado operativamente al primer inversor y al segundo inversor, el controlador configurado para generar señales de control para hacer que el primer inversor y el segundo inversor generen una pluralidad de señales de excitación de motor respectivamente; una pluralidad de inductores interfase que funcionan para combinar la pluralidad de señales de excitación de motor del primer inversor con la pluralidad de señales de excitación de motor del segundo inversor; y un segundo controlador en donde el primer controlador y el segundo implementan un método para hacer que el primer inversor y el segundo inversor proporcionen corrientes de excitación de motor sustancialmente iguales, respectivamente; en donde el primer controlador genera una primera señal de referencia de modulación de ancho de pulsos (PWM) y el segundo controlador genera una segunda señal de referencia PWM; el primer controlador y el segundo controlador generan cada uno un ciclo de trabajo para las señales de control con base en la primera señal de referencia PWM y las segundas señales de referencia PWM, respectivamente; el primer controlador genera un primer conjunto de señales de control al primer inversor y el segundo controlador genera un segundo conjunto de señales de control al segundo inversor con base en la primera señal de referencia PWM y las segundas señales de referencia PWM, respectivamente; el primer controlador comunica la temporización de un punto de referencia en la primera señal de referencia al segundo controlador, el segundo controlador ajusta un periodo de la segunda señal de referencia PWM basándose en la temporización; y caracterizado porque: al menos uno del primer controlador y el segundo controlador perturban el ciclo de trabajo de cada uno del primer conjunto de señales de control y el segundo conjunto de señales de control basándose en al menos una de la primera señal de referencia PWM y la segunda señal de referencia PWM, en donde los ciclos de trabajo se perturban al introducir una perturbación que es de naturaleza complementaria de manera que si para uno de los inversores la perturbación es un aumento en el ciclo de trabajo para la señal de control, entonces para el otro inversor la perturbación es una reducción en el ciclo de trabajo de la señal de control.

La segunda reactancia de acoplamiento puede incluir dos inductores en serie y un condensador paralelo para estabilizar el segundo bus de CC.

La primera reactancia de acoplamiento puede incluir dos inductores en serie y un condensador paralelo para estabilizar el primer bus de CC.

La segunda señal de referencia PWM puede estar 180 grados desfasada de la primera señal PWM.

La primera o la segunda reactancia de acoplamiento puede configurarse para controlar una corriente de circulación del accionamiento de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.

El primer inversor y el segundo inversor pueden comprender al menos seis dispositivos de conmutación. Cada inductor interfase puede incluir un par de devanados y puede configurarse para controlar una corriente de circulación del accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.

Características y ventajas adicionales se realizan a través de las técnicas de la presente divulgación. En esta memoria se describen en detalle otras realizaciones y aspectos de la divulgación. Para un mejor entendimiento de la divulgación con las ventajas y las características, consúltese la descripción y los dibujos.

Breve descripción de los dibujos

La materia objeto, que se considera como la invención, se señala particularmente y se reivindica claramente en las reivindicaciones al término de la memoria descriptiva. Lo anterior y otras características y ventajas de la invención resultan evidentes a partir de la siguiente descripción detallada y tomada en conjunto con los dibujos adjuntos, en los que:

La FIG. 1 representa un sistema de potencia para un sistema de construcción según una realización;

La FIG. 2 muestra un diagrama de bloques de accionador en paralelo trifásico según una realización;

La FIG. 3 ilustra un esquema simplificado de un accionador en paralelo de rectificador pasivo según una realización;

La FIG. 4 un esquema simplificado del accionador en paralelo de rectificador pasivo según una realización; La FIG. 5 representa un método para controlar el accionador en paralelo de rectificador pasivo según una realización;

La FIG. 6 ilustra una señal de control para un accionador en paralelo de rectificador pasivo según una realización;

La FIG. 7 ilustra una señal de control para un accionador en paralelo de rectificador pasivo según una realización; y

La FIG. 8 representa una estructura de inductor de acoplamiento según una realización.

Descripción detallada

En general, las realizaciones en esta memoria se refieren a un rectificador para suministrar un bus de corriente continua que a su vez suministra tensión a un convertidor que acciona un motor y configura el rectificador para minimizar o eliminar el ruido de modo común entre un bus de corriente continua (CC) y una fuente de corriente alterna (CA). De esta manera, las realizaciones en esta memoria se refieren a temporizar y conmutar una energía desde el rectificador al bus de CC. Las realizaciones en esta memoria exponen un sistema de accionador y motor y/o un método para un sistema rectificador (por ejemplo, un rectificador delantero pasivo trifásico) para controlar activamente una tensión de CC, una corriente sinusoidal lateral de CA, y un factor de potencia mediante la conmutación rápida de dispositivos electrónicos de potencia.

Generalmente, la conmutación de dispositivos electrónicos de potencia en el rectificador de extremo delantero pasivo también trae problemas de interferencia electromagnética (EMI). Los filtros EMI se diseñan para atenuar el ruido EMI para satisfacer los estándares EMI, que se definen para aplicaciones particulares, pero los filtros EMI añaden peso y complejidad para el sistema rectificador. Además, se puede aplicar una topología más compleja para un rectificador de extremo delantero activo para reducir aún más la tensión CM. Por ejemplo, los rectificadores activos en paralelo tienen más libertades de control que el rectificador de dos niveles estándar. Sin embargo, los rectificadores delanteros activos son más complejos. Por lo tanto, el rectificador delantero pasivo trifásico con y sin intercalado proporciona un método de PWM para lograr una tensión CM reducida para rectificadores e inversores en paralelo que es más simple y más rentable.

Con el fin de promover una comprensión de los principios de la presente divulgación, se hará referencia a continuación a las realizaciones ilustradas en los dibujos y se utilizará un lenguaje específico para describirlos. No obstante, se entenderá que de este modo no se pretende limitar el alcance de esta divulgación. La siguiente descripción es meramente ilustrativa en su naturaleza y no pretende limitar la presente divulgación, su aplicación o usos. Debe entenderse que, a lo largo de los dibujos, los números de referencia correspondientes indican partes y características similares o correspondientes. Como se usa en esta memoria, el término controlador se refiere a circuitería de procesamiento que puede incluir un circuito integrado de aplicación específica (ASIC), un circuito electrónico, un procesador electrónico (compartido, dedicado o grupal) y una memoria que ejecuta uno o más programas de software o firmware, un circuito lógico combinacional y /u otras interfaces y componentes adecuados que proporcionen la funcionalidad descrita.

Adicionalmente, el término "ejemplar" se utiliza en esta memoria con el significado de "servir como ejemplo, caso o ilustración". Ninguna realización o diseño descrito en esta memoria como "ejemplar" debe ser necesariamente interpretarse como preferido o más ventajoso que otras realizaciones o diseños. Se entiende que los términos "al menos uno" y "uno o más" incluyen cualquier número entero mayor que o igual a uno, es decir, uno, dos, tres, cuatro, etc. Se entiende que los términos "una pluralidad" incluyen cualquier número entero mayor que o igual a dos, es decir, dos, tres, cuatro, cinco, etc. El término "conexión" puede incluir una "conexión" indirecta y una "conexión" directa.

Como se muestra y se describe en esta memoria, se presentarán diversas características de la divulgación. Diversas realizaciones pueden tener características iguales o similares y, por lo tanto, las mismas características o similares pueden etiquetarse con el mismo número de referencia, pero precedidas por un primer número diferente que indica la figura a la que se muestra la característica. Por lo tanto, por ejemplo, el elemento "a" que se muestra en la Figura X puede estar etiquetado como "Xa" y una característica similar en la Figura Z puede estar marcada como "Za". Aunque se pueden usar números de referencia similares en un sentido genérico, se describirán diversas realizaciones y diversas características pueden incluir cambios, alteraciones, modificaciones, etc., como apreciarán los expertos en la técnica, ya sea explícitamente descritos o de otra manera apreciados por los expertos en la técnica.

En una realización, el rectificador de extremo delantero pasivo trifásico se utiliza en un sistema de potencia de un sistema de refrigeración o aire acondicionado y ventilación de calentamiento de edificios (HVAC/R). Por ejemplo, un HVAC/R de edificio puede emplear un sistema enfriador accionado por un sistema de potencia que incluye un accionador de motor con rectificador e inversor como se describe en esta memoria. En algunos casos, el rectificador puede ser un rectificador de extremo delantero pasivo trifásico. En una realización se divulga un rectificador pasivo con y sin intercalado. El accionador también puede incluir un inversor de electrónica de potencia (por ejemplo, como un accionador de motor de corriente alterna de velocidad variable (CA)) para mejorar el rendimiento del sistema enfriador.

En otra realización, el rectificador de extremo delantero pasivo trifásico se utiliza en un sistema de motor eléctrico 23 de un sistema de ascensor. El sistema de ascensor también incluye un hueco de elevación que tiene una pluralidad de carriles o huecos. En cada hueco, una o más cabinas de ascensor se trasladan para entregar pasajeros a un piso deseado de un edificio. El sistema de motor eléctrico utiliza el inversor de electrónica de potencia (por ejemplo, como un accionador de motor alterno de velocidad variable (CA)) para mejorar el rendimiento de maniobra de las cabinas de ascensor. Otras aplicaciones y realizaciones del rectificador delantero pasivo trifásico incluyen sistemas de potencia para trenes, barcos, aviones, etc.

La FIG. 1 es un diagrama de bloques de componentes de un sistema de potencia 10 de una realización que se puede emplear para alimentar una o más cargas o sistemas de edificio 23. En una realización, el sistema de potencia 10 se describe con respecto a un sistema HVAC/R. El sistema HVAC/R convencional incorpora un circuito cerrado de refrigerante en un ciclo de compresión de vapor. El ciclo de compresión de vapor utiliza un refrigerante circulante como medio que absorbe y elimina el calor del espacio a enfriar y posteriormente rechaza ese calor en otra parte. Todos estos sistemas tienen cuatro componentes básicos: un compresor, un condensador, una válvula de expansión térmica (también llamada válvula estranguladora o dispositivo de medición) y un evaporador. El refrigerante circulante entra en el compresor como vapor saturado y se comprime a una presión más alta, dando como resultado también una temperatura más alta. El vapor comprimido caliente está entonces en el estado termodinámico conocido como vapor sobrecalentado y está a una temperatura y presión a las que puede condensarse con agua de enfriamiento o aire de enfriamiento que fluye a través de la bobina o tubos en el condensador. Aquí es donde el refrigerante circulante rechaza el calor del sistema y el calor rechazado es arrastrado por el agua o el aire (cualquiera que sea el caso). El refrigerante líquido condensado, en el estado termodinámico conocido como un líquido saturado, se dirige a continuación a través de una válvula de expansión donde experimenta una reducción abrupta de la presión. Esa reducción de presión resulta en la evaporación instantánea de una parte del refrigerante líquido. La evaporación disminuye la temperatura de la mezcla de refrigerante líquido y vapor a donde es más fría que la temperatura del espacio cerrado a refrigerar.

La mezcla fría se dirige entonces a través del devanado o tubos en el evaporador. Un ventilador hace circular el aire caliente en el espacio cerrado a través de la bobina o tubos que llevan la mezcla de líquido refrigerante frío y vapor. Ese aire caliente evapora la parte líquida de la mezcla refrigerante fría. Al mismo tiempo, el aire circulante se enfría y por lo tanto disminuye la temperatura del espacio cerrado a la temperatura deseada. El evaporador es donde el refrigerante circulante absorbe y elimina el calor que posteriormente es rechazado en el condensador y transferido a otra parte por el agua o aire usado en el condensador. Para completar el ciclo de refrigeración, el vapor refrigerante desde el evaporador es de nuevo un vapor saturado y se dirige de nuevo al compresor. En sistemas HVAC o enfriadores a gran escala, el compresor es grande y es accionado por un motor muy grande que requiere accionadores de motor dedicados con capacidades de alto tensión y corriente.

Aunque se describen algunas realizaciones con respecto a un sistema HVAC, se entiende que las realizaciones pueden aplicarse a otros sistemas con grandes controles de motor. Además, las realizaciones se dirigen y describen con respecto a sistemas de ascensor, pero de nuevo se pueden aplicar a otros sistemas de transporte (por ejemplo, trenes, automóviles, marinos). Cambiando ahora también a la FIG. 2, el sistema de alimentación 10 incluye una fuente de alimentación de CA 12, tal como una línea eléctrica principal (por ejemplo, 440 voltios, trifásica). La alimentación de CA 12 se proporciona a un sistema de accionador de motor 20. Como se describe con más detalle en esta memoria, el sistema de accionador 20 incluye una pluralidad de accionadores dispuestos en una configuración eléctrica paralela. Cada sistema de accionador 20 puede incluir un rectificador 32, 32' o un convertidor para convertir la potencia de CA 12 en una tensión de CC. Cada sistema de accionador 20 puede incluir un inversor 40, 40' para convertir la tensión de CC en señales de accionador de CA multifásicas para accionar una máquina 22 (mostrada en la Figura 1). Las señales de accionador del sistema de accionador 20 se suministran a la máquina 22 para hacer funcionar la carga 23. Por ejemplo, girar un compresor o impartir movimiento a la cabina de ascensor. En una realización ejemplar, la máquina 22 incluye un motor sincrónico de imán permanente, multifásico 21.

Como se muestra en la Figura 2, el sistema de accionador 20 incluye accionadores en paralelo 30 y 30' en una realización. Los dos accionadores 30, 30' incluyen un rectificador pasivo 32, 32' y un inversor 40, y 40' conectados en paralelo para proporcionar señales de accionador al motor 21. En una realización, cada inversor 40 y 40' es controlado por un controlador de accionador separado, 60 y 60', respectivamente. Los controladores de accionador 60 y 60' proporcionan señales de control 62, 62', 64 a los inversores 40 y 40', respectivamente, para controlar la generación de las señales de accionador al motor 21. Los controladores de accionador 60, 60' pueden implementarse utilizando un microprocesador de propósito general que ejecuta un programa informático almacenado en un soporte de almacenamiento para realizar las operaciones descritas en esta memoria. Alternativamente, los controladores de accionador 60, 60' pueden implementarse en hardware (por ejemplo, ASIC, FPGA) o en una combinación de hardware/software.

Cada accionador 30 y 30' es un accionador de 2 niveles, trifásico, tal como se muestra en la FIG. 3. Los accionadores 30 y 30' se colocan en paralelo al conectar eléctricamente el bus de CC positivo de cada accionador 30 y 30' como se describirá con más detalle en esta memoria. Las señales de accionador trifásicas desde los accionadores 30 y 30' se conectan a una interfaz inductiva 50, que combina cada fase respectiva de los accionadores 30 y 30' a través de los elementos inductivos 52, 54, 56 (por ejemplo, inductores). La interfaz inductiva 50 permite combinar fases de dos accionadores separados 30 y 30'. La interfaz inductiva 50 también actúa como un filtro de supresión de tensión. En una realización, la interfaz inductiva 50 es uno o más inductores de interfase. Los inductores de interfase se configuran comúnmente como dos devanados en un núcleo común con extremos de polaridad opuestos unidos entre sí como la salida común. Un inductor de interfase convencional operaría señales de paso que son diferentes de cada una de las entradas, pero bloquearía o cancelaría señales que son comunes. Con este fin, el inductor de interfase funciona para sumar las señales de excitación de motor (a saber, las corrientes) de los inversores en paralelo 40 y 40', pero suprime las corrientes de circulación de modo común. En otras palabras, un reactor/inductor interfase 52, 54, 56 apropiadamente diseñado resumirá la corriente de cada inversor 40, 40' y sin imponer ninguna caída de tensión a través del mismo para la forma de onda de tensión fundamental mientras que evita la corriente que intenta correr de un inversor al otro. Aunque en la FIG. 2 se muestran dos accionadores 30 y 30', se entiende que las realizaciones pueden incluir más de dos accionadores conectados en paralelo.

La FIG. 3 es un diagrama más detallado de la accionador en paralelo trifásico de 2 niveles 20 de una realización. Cada uno de los accionadores 30, 30' incluye un puente rectificador pasivo 32, 32' que tiene entrada trifásica, R, S y T. Cada pata de fase, R, S y T, se dirige a un puente rectificador trifásico convencional 32, 32' para convertir la energía de CA de la utilidad 12 en potencia de CC. La salida del puente rectificador 32, 32' se dirige a través de un conjunto de reactores de acoplamiento que se emplean para estabilizar/suavizar (distorsión armónica total inferior) y proporcionar un reparto igual de la corriente de utilidad al puente rectificador en paralelo 32, 32'. En una realización, los reactores de acoplamiento se configuran como circuito LC convencional con las inductancias 42, 42' y 44, 44' en serie y los condensadores 46, 46' en paralelo en la salida del puente rectificador 32, 32' respectivamente. El condensador 46, 46' se coloca a través de un primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36 y un terminal negativo 38 y un segundo bus de CC 34' con un terminal positivo 36' y un terminal negativo 38', respectivamente. El acoplamiento de bus de CC 48 une el terminal positivo 36 para el primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36' del segundo bus de CC 34', mientras que el acoplamiento de bus de CC 49 une el terminal negativo 38 del primer bus de CC 34 con el terminal negativo 38' de un segundo bus de CC 34'. En funcionamiento, la corriente y las tensiones cambiarán en el bus de CC 34 o 34' como una función de la conmutación y carga en el inversor 40, 40'. Además, el paralelismo de los rectificadores 32, 32' y los inversores 40, 40' introducirá el potencial de circulación de corrientes. Los inductores 42, 42', 44, 44' funcionan con una impedancia incrementada para oponerse a esos cambios y a cualquier corriente circulante inducida. Asimismo, los condensadores 46, 46' funcionan de una manera convencional para oponerse a cambios de tensión en el bus de CC 34, 34'. El acoplamiento 48 y 49 del bus de CC une los buses 34, 34' de CC entre sí. De este modo, el circuito LC en cooperación funciona para estabilizar la corriente y la tensión y las cargas del bus de CC 34, 34' y mantener el reparto igual de la corriente (de entrada) en cada bus de c C 34, 34'. Se apreciará que aunque las realizaciones en esta memoria se describen con referencia a los reactores de acoplamiento, particularmente los inductores en serie 42, 42', 44, 44', y que se colocan en el lado de CC de los rectificadores 32 y 32', también se pueden colocar en el lado de CA del rectificador 32, y 32' entre el puente rectificador 32 y 32' y la energía de fuente de utilidad 12 en la forma de reactores trifásicos convencionales.

El accionador 30 también incluye un primer inversor 40 que tiene patas trifásicas, W, V, U. Cada pata de fase, W, V y U, incluye conmutadores controlados por señales de control desde un controlador de accionador 60 (véase la FIG. 4) de una manera convencional para convertir la potencia de CC a través del bus de CC 34, 36 en señales de accionador de CA para alimentar el motor 21, que es parte de la máquina 22 (no mostrada). Asimismo, el accionador 30' incluye un segundo inversor 40' que vuelve a tener patas trifásicas, W', V', U'. Cada pata de fase, W, V y U, y W', V ' y U' incluye conmutadores controlados por señales de control desde al menos un controlador de accionador para convertir la potencia de CC a través del bus de CC 34-36 y 34'-36' a señales de accionador de CA para alimentar el motor 21, que es parte de la máquina 22. Los inversores 40, 40' son convencionales para accionadores de motores. En una realización, los inversores 40, 40' emplean al menos seis dispositivos de conmutación en tres patas paralelas separadas.

Continuando con la FIG. 3, el accionador en paralelo 20 también incluye una interfaz inductiva 50 con inductores de interfase 52, 54, 56 correspondientes a las fases respectivas del motor 21 (no se muestra). Los inductores de interfase 52, 54, 56 combinan las entradas al motor 21 desde cada uno de los inversores paralelos 40, 40'. En particular, el inductor de interfase 52 combina la salida de fase de inversor U y U' para formar una orden U al motor 21. El inductor de interfase 54 combina la salida de fase del inversor V y V ' para formar una orden V al motor 21. Por último, el inductor interfase 56 combina la salida de fase de inversor W y W ' para formar una orden W al motor 21.

Cambiando ahora a la FIG. 4, donde se representa un diagrama detallado de un accionador en paralelo trifásico de 2 niveles 120 de otra realización. En esta realización, los componentes y la configuración son similares a las realizaciones anteriores con los números de referencia aumentados en 100. Además, cuando los números de referencia no cambian, la función y la descripción son las mismas que se identificaron anteriormente con referencia a esas figuras particulares. En esta realización, el accionador 30 incluye un puente rectificador pasivo 32, que tiene entrada trifásica, R, S y T. Cada pata de fase, R, S y T, se dirige a un puente rectificador trifásico convencional 32 para convertir la energía de CA en energía de CC. En esta realización, no se emplea un segundo puente rectificador, sino que se emplea el puente rectificador 32 para ambos accionadores 30 y 30'. La salida del puente rectificador 32 se dirige a través de un conjunto de reactores que se emplean para estabilizar la corriente desde el puente rectificador paralelo 32. En una realización, los reactores se configuran como circuito LC convencional con las inductancias 42 y 44 en serie y el condensador 46 en paralelo en la salida del puente rectificador 32 respectivamente. El condensador 46 se coloca a través de un primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36 y un terminal negativo 38. Opcionalmente, un segundo condensador 46' se coloca a través de un segundo bus de CC 34' con un terminal positivo 36' y un terminal negativo 38' respectivamente. El acoplamiento de bus de CC 48 une el terminal positivo 36 para el primer bus de CC 34 con un terminal positivo 36' del segundo bus de CC 34', mientras que el acoplamiento de bus de CC 49 une el terminal negativo 38 del primer bus de CC 34 con el terminal negativo 38' de un segundo bus de CC 34'. En funcionamiento, la corriente y las tensiones cambiarán en el bus de CC 34 o 34' como una función de la conmutación y carga en el inversor 40, 40'. Los inductores 42, 44 funcionan con impedancia incrementada para oponerse a esos cambios. Asimismo, el condensador 46, 46" funciona de una manera convencional para oponerse a cambios de tensión en el bus de CC 34, 34'. El acoplamiento 48 y 49 del bus de CC une los buses 34, 34' de CC entre sí. De este modo, el circuito LC en cooperación funciona para estabilizar la corriente y la tensión y las cargas del bus de CC 34, 34'.

Continuando con la FIG. 4, como con las realizaciones anteriores, el accionador 30 también incluye un primer inversor 40 conectado y que funciona como se ha descrito anteriormente, y, del mismo modo, el accionador 30' incluye un segundo inversor 40' también conectado y que funciona como se ha descrito anteriormente. El accionador en paralelo 20 también incluye una interfaz inductiva 50 con inductores de interfase 52, 54, 56 correspondientes a las fases respectivas del motor 21 conectado y funcionando como se ha descrito anteriormente.

PWM normal

Cambiando ahora a la FIG. 5, donde se representa una metodología de control 200 para el accionador en paralelo 20. Para facilitar la combinación de las señales de salida de accionador de accionadores separados (por ejemplo, 30/30') en la interfaz inductiva 50, es beneficioso que las señales de accionador en la salida de los accionadores estén sincronizadas. Debido a las variaciones en los componentes, los dispositivos de conmutación, los controladores de accionador 60, 60' y los inversores 40, 40', utilizando señales de control idénticas, pueden no dar como resultado salidas sincronizadas U, V y W con U', V ' y W ' de los accionadores 30, 30'. Con el fin de ayudar a sincronizar las salidas de dos o más accionadores, por ejemplo, 30, 30', los controladores de accionador 60 y 60' ejecutan una metodología 200 para alinear las señales de control 62, 62' (FIG. 2) proporcionadas a los respectivos accionadores 30, 30', y en particular los inversores 40, 40'. La FIG.

6 representa una primera señal de modulación de ancho de pulsos (PWM) 80 para generar las señales de control 62 desde el controlador de accionador 60 para una fase (por ejemplo, cualquiera de U, V o W) del inversor 40 del accionador 30, por ejemplo, y una segunda señal pW m 82 para generar una segunda señal de control 62' desde el controlador de accionador 60' para una fase (por ejemplo, cualquiera de U', V ' o W ' pero correspondiente a las señales PWM 80 y 82 anteriores respectivamente) del inversor 40' del accionador 30', por ejemplo. Debe observarse que las señales de control 62, 62' son idealmente idénticas y que las variaciones entre las señales de control 62, 62' son pequeñas y se diseñan para abordar las variaciones en los componentes, la temporización y similares. En funcionamiento, en la etapa de proceso 205 se define un punto de referencia 84 de la primera señal PWM 80. Como se muestra en la FIG. 5, el punto de referencia 84 es un valor mínimo de la señal PWM 80, sin embargo, se puede usar cualquier punto de referencia.

Durante el funcionamiento, como se representa en la etapa de proceso 210, el primer controlador de accionador 60 se comunica con el segundo controlador de accionador 60' cuando el punto de referencia 84 ha ocurrido en la señal PWM 80. El segundo controlador de accionador 60' determina entonces cuándo se produce el punto de referencia 86 en su señal PWM 82. Si hay una diferencia entre cuando el punto de referencia 84 se produce en la primera señal PWM 80 y cuando el punto de referencia 86 se produce en la segunda señal PWM 82, entonces uno o ambos de los controladores de accionador 60 y 60' pueden ajustar el periodo de las señales PWM 80, 82 de manera que los puntos de referencia 84, 86 se produzcan al mismo tiempo como se representa en la etapa de proceso 215. Debe observarse que las etapas de proceso 210 y 215 se representan como discontinuas porque son opcionales para otras realizaciones descritas en esta memoria. El primer controlador de accionador 60 o el segundo controlador de accionador 60' pueden usar técnicas conocidas para ajustar el periodo de las señales PWM 80, 82, tal como una técnica de bucle bloqueado de fase para reducir el error entre cuando los puntos 84 de referencia se producen en la señal de control 80 y cuando el punto de referencia 86 se produce en la señal de control 82. Esto mejora la sincronización de las señales de control 62, 62' entre los inversores 40 y 40' para los accionadores 30 y 30', lo que permite utilizar elementos inductivos más pequeños en la interfaz inductiva 50. La sincronización de señal de control como se describe se puede usar con cualquier número de accionadores, y no se limita a dos accionadores. La sincronización de señal de control de la FIG. 5 puede usarse con los accionadores distintos a los mostrados en la FIG. 3 o 4.

Las señales de control 62, 62' generadas por el controlador 60, 60' pueden ser señales de modulación por ancho de pulsos (PWM), utilizadas comúnmente en accionadores de nivel n y muchas aplicaciones de control de inversor. En PWM convencional, el ciclo de trabajo de las señales de control 62, 62' se varía según se requiera en función de los requisitos de corriente de salida de la carga como se representa en la etapa de proceso 220. Por ejemplo, el ciclo de trabajo deseado es generado por una demanda de control de motor, comúnmente un valor de corriente y una velocidad. En muchas aplicaciones, el valor de velocidad domina el ciclo de trabajo ordenado mientras que el valor actual puede tener una contribución más pequeña. Por ejemplo, si se requiere más velocidad o par por parte del motor 21, el ancho de pulsos de las señales de control 62, 62' se incrementa, por lo que los dispositivos de conmutación del inversor 40, 40' permanecen encendidos durante una duración proporcional y dirigen más corriente al motor 21. Asimismo, si se necesita una reducción en la velocidad o la corriente de salida del accionador 30, 30', el ciclo de trabajo de las señales de control 62, 62' es disminuido por el controlador 60, 60'. Por lo tanto, empleando las técnicas descritas, la sincronización entre los controladores 60, 60' y las órdenes a los inversores puede realizarse como se representa en la etapa de proceso 230. Además, el uso del control de ciclo de trabajo con las señales de control 62, 62' facilita el control preciso de las señales de excitación de motor U, V y W.

Único controlador de control combinado

Continuando con la Figura 5, en otra realización, se describe una metodología de control alternativa en conjunto con una topología diferente para el accionador 120. En esta realización, se emplea un único controlador (normalmente un DSP o microcontrolador) 60. En esta realización debido a que el mismo controlador 60 está generando las señales de control 60, 64 para los dos inversores 40 y 40' no se requiere ninguna sincronización especial (ya que es inherente a ser generada por el único controlador). Es decir, debido a que las señales de control 60, 64 a los inversores 40, 40' se generan en el mismo controlador 60, no hay retrasos entre los controladores, en el cableado, y similares, y no se necesitan técnicas de sincronización. En una realización, el controlador 60 ejecuta un proceso similar al descrito anteriormente para el primer accionador 30 y el inversor 40. Sin embargo, en este caso, el controlador 60 proporciona un segundo conjunto de señales de control 64 también desde el controlador de accionador 60 que son esencialmente las mismas que la primera. De hecho, en una realización, son los mismos. Una vez más, las señales de control 60, 64 pueden ser señales de modulación por ancho de pulsos, utilizadas comúnmente en accionadores de nivel n como se describe en las realizaciones anteriores.

Durante el funcionamiento, el primer controlador de accionador 60 puede usar técnicas de modulación de ancho de pulsos convencionales para controlar el ciclo de trabajo (a tiempo) de las señales de control 60, 64 a los inversores 40 y 40' y por lo tanto la corriente proporcionada por los inversores 40 y 40'. Esta técnica es muy simple porque no se necesita ni se requiere sincronización cuando las órdenes para los dos inversores 40 y 40' se hacen desde el mismo controlador. Sin embargo, en esta configuración, aunque simple desde la configuración de controlador, no abordaría ninguna corrección necesaria para garantizar que el inversor 40 y 40' compartan igualmente la carga actual. Desafortunadamente, entonces, cualquier desequilibrio sería descompensado. Además, cualquier desequilibrio provocaría que la interfaz inductiva 50, y, en particular, los inductores de interfase 52, 54, 56 soportaran la carga adicional del desequilibrio entre las salidas de corriente de los inversores 40 y 40'. Un desequilibrio excesivo podría hacer que los inductores de interfaz 52, 54, 56 pierdan su capacidad para bloquear las corrientes circulantes debido a la saturación del núcleo, requiriendo así inductores más grandes para seguir siendo efectivos.

Único controlador de control combinado con perturbación

Para abordar esta consideración y cualquier desequilibrio potencial en las salidas de corriente del inversor 40 cuando se compara con 40', en una realización se describe otra metodología para generar las señales de control de inversor 60, 64 desde el controlador 60. En esta realización, similar a la realización anterior, se emplea una vez más un único controlador 60. Una vez más, como se ha descrito anteriormente, se puede emplear la técnica de control de ciclo de trabajo de PWM convencional para formular las señales de control 60, 64 a los inversores 40 y 40'. En este caso, sin embargo, para abordar las condiciones de desequilibrio identificadas anteriormente, más allá del ciclo de trabajo requerido para abordar la operación deseada, se introduce una pequeña variación o perturbación en el ciclo de trabajo ordenado para cada una de las señales de control 60, 64 a los inversores 40 y 40' como se representa en la etapa de proceso opcional 225 de la FIG.

5. La cantidad de perturbación requerida es pequeña, solo suficiente para superar los desequilibrios de reparto entre los dos accionadores 40 y 40'. En una realización, la perturbación es del orden de <1-2% del ciclo de trabajo para las señales de control 60, 64. La variación o perturbación se introduce en una naturaleza complementaria, es decir, si para un inversor, por ejemplo el inversor 40, la perturbación es un aumento en el ciclo de trabajo nominal para la señal de control 60, para el otro inversor, por ejemplo, 40', la perturbación es una reducción en el ciclo de trabajo de la señal de control 64. Asimismo, si la variación o perturbación para el inversor 40 disminuye el ciclo de trabajo nominal de la señal de control 60, entonces para el otro inversor, por ejemplo, 40', la perturbación es un ciclo de trabajo incrementado de la señal de control 64. De esta manera, puede reducirse o eliminarse cualquier desequilibrio en la salida de corriente del inversor 40 frente a 40' mientras se mantiene el ciclo de trabajo deseado general requerido y por lo tanto las señales de excitación ordenadas (U, V y W así como U', V', W ') al motor 21 para lograr la respuesta deseada. Ventajosamente, este enfoque reduce el impacto del desequilibrio de compartición de corriente en los dos inversores 40 y 40' y, por lo tanto, el impacto en los inductores de interfase 52, 54 y 56. Este enfoque también minimiza los requisitos en los inductores de interfase 52, 54 y 56 ya que el flujo de núcleo neto en cada condición equilibrada es cero y por lo tanto el material de núcleo puede reducirse.

Desfase

Continuando con la FIG. 5 y ahora con referencias a la FIG. 7, en otra realización, se describe otra metodología de control. Para facilitar la combinación de las señales de salida de accionador de accionadores separados (por ejemplo, 30, 30') en la interfaz inductiva 50, una vez más, es beneficioso que las señales de accionador en la salida de los accionadores estén sincronizadas para minimizar la interfaz inductiva requerida. Como se ha mencionado anteriormente, se apreciará que hay muchas razones por las que, a pesar de emplear órdenes idénticas, las señales de control 60 y 62 a los inversores 40 y 40' pueden no estar sincronizadas. En una realización con el fin de ayudar a sincronizar las salidas de dos o más accionadores, por ejemplo, 30, 30', los controladores de accionador 60 y 60' ejecutan otro proceso similar al descrito anteriormente para alinear, las señales de control 60, y 62 proporcionadas a los respectivos accionadores 30, 30', y en particular los inversores 40, 40'. La FIG. 7 representa un periodo de una primera señal PWM 80 desde el controlador de accionador 60 para una fase (por ejemplo, cualquiera de U, V o W) del inversor 40 del accionador 30 tal como se describe para realizaciones anteriores. Una vez más, se representa la segunda señal PWM 82 procedente del controlador de accionador 60' para una fase (por ejemplo, cualquiera de U', V ' o W ' pero correspondiente a la señal PWM 80 anterior) del inversor 40' del accionador 30'. Sin embargo, en esta realización, debe observarse que la segunda señal PWM 82 se define como 180 grados de desfase con la primera señal de control 80. Las señales PWM 80, 82 pueden ser señales de modulación por ancho de pulsos, utilizadas comúnmente en accionadores de nivel n.

En funcionamiento, una vez más se define un primer punto de referencia 84 de la primera señal PWM 80, similar a la realización descrita anteriormente. Como se muestra en la FIG. 7, el primer punto de referencia 84 es un valor mínimo de la señal PWM 80, sin embargo, se puede usar cualquier punto de referencia. Además, se selecciona un segundo punto de referencia 88. Una vez más, mientras se selecciona un punto máximo en la señal de control 80 y se representa en la figura, se podría seleccionar casi cualquier otro punto. Por simplicidad, al procesar un máximo, se seleccionan 90 grados después del primer punto de referencia 84 (un mínimo) para el segundo punto de referencia 88. De forma similar a la descrita anteriormente, durante el funcionamiento, el primer controlador de accionador 60 se comunica con el segundo controlador de accionador 60' cuando el primer punto de referencia 84 y el segundo punto de referencia 88 han ocurrido en la señal PWM 80. El segundo controlador de accionador 60' determina entonces cuándo el primer punto de referencia 84 y el segundo punto de referencia 88 se producen en su señal PWM 82. Si hay una diferencia, teniendo en cuenta el desplazamiento de 180 grados entre cuando los dos puntos de referencia 84, 86 se producen en la primera señal PWM 80 y cuando los dos puntos de referencia 84, 86 se producen en la segunda señal PWM 82, entonces uno o ambos de los controladores de accionador 60 y 60' pueden ajustar el período de las señales PWM 80 u 82 (y por lo tanto las señales de control 62, 62') respectivamente de manera que los puntos de referencia 84, 86 de las señales PWM respectivas 80, 82 se producen al mismo tiempo.

El primer controlador de accionador 60 o el segundo controlador de accionador 60' pueden usar técnicas conocidas para ajustar el periodo de las señales de accionador 80, 82, tal como una técnica de bucle bloqueado de fase para reducir el error entre cuando el punto de referencia se produce en la señal PWM 80 y cuando el punto de referencia se produce en la señal PWM 82. Esto mejora la sincronización de las señales de control 62, 62' entre los inversores 40 y 40' para los accionadores 30 y 30', aunque con la diferencia de fase mencionada anteriormente. Cuando se sincroniza según esta realización, permite utilizar una menor carga y el potencial de rectificadores más pequeños en el puente rectificador 32, 32'. Además, facilita una carga reducida en el bus de CC 32, 32' y las reactancias 42, 44 y 46 ya que ninguno o menos de los dispositivos de conmutación de los inversores 40, 40' están demandando corriente al mismo tiempo. Es decir, que las señales de control 62, 62' están intercaladas de manera que una de las demandas de accionador están desplazadas entre sí. Además, facilitaría fácilmente la eliminación del segundo puente rectificador 32' y las reactancias 42', 44' como se describe en una realización anterior. Una característica ventajosa adicional de la metodología de control de intercalado descrita es que debido al desplazamiento de 180 grados de la segunda señal de control 86. La frecuencia aparente de ruido, conmutación, ondulación aplicada a las inductancias interfase 52, 54 y 56 y el motor 21 se duplica. Como resultado, el tamaño de los inductores de interfase 52, 54 y 56 puede reducirse. Alternativamente, debido a la aparente duplicación de frecuencia si las inductancias interfase 52, 54 y 56 se mantienen en el mismo tamaño, la frecuencia del PWM puede reducirse a la mitad. Además, la duplicación de frecuencia PWM tiene un beneficio adicional ya que reduce el impacto acústico en los usuarios. El oído humano es menos sensible a una frecuencia más alta y la amplitud se reduce a la mitad. La reducción de la frecuencia de PWM reduce las pérdidas de conmutación en los dispositivos de conmutación del inversor 40, 40' dependiendo de la configuración del accionador, las pérdidas de conmutación pueden ser del 30 por ciento de las pérdidas en los dispositivos de conmutación. Las sincronización de las señales de control 62, 62' como se describe se puede usar con cualquier número de accionadores, y no se limita a dos accionadores. La sincronización de la señal de control 62, 62' de la FIG. 7 puede usarse con los accionadores distintos a los mostrados en la FIG. 3 o 4.

La FIG. 8 muestra la estructura física de inductor interfase 700 que incluye, pero sin limitación a esto, un núcleo toroidal 710. Se emplean dos devanados equivalentes 715, 720 con direcciones inversas con su punto común unido a una fase del motor 12, sumando idealmente las salidas de las dos entradas de accionador. El flujo inductor interfase es generado por la corriente que pasa a través de ambas ramas, creando un flujo de cancelación en el núcleo para beneficiar una mínima caída de tensión para la tensión fundamental, mientras que la inductancia de un accionador al otro accionador permanece para limitar la corriente circulante. Por lo tanto, controlando corrientes iguales desde los accionadores y por el beneficio del inductor de interfase, se minimiza el tamaño y también la caída de tensión que podría incurrir en caso de que las corrientes no estén equilibradas. Se debe apreciar que el diseño real del inductor de acoplamiento muy probablemente dará todavía como resultado alguna inductancia de fuga de cada accionador al motor. Esta inductancia de fuga residual también funcionará para proporcionar supresión de tensión de sobretensión del motor.

Las realizaciones incluyen el uso de accionadores en paralelo para satisfacer altas demandas de carga sin la necesidad de diseñar o suministrar un único accionador de alta potencia. El uso de accionadores paralelos con rectificadores pasivos y las metodologías de control descritas en esta memoria, permite que el sistema de accionador satisfaga las demandas de carga a través de múltiples accionadores de potencia inferior. Esto elimina el coste y/o tiempo de desarrollo asociado con un único accionador de mayor potencia.

En vista de lo anterior, los efectos y beneficios técnicos de las realizaciones de un sistema rectificador incluyen lograr una tensión CM reducida que permite la capacidad de control de la tensión de enlace de CC para el sistema rectificador de extremo delantero pasivo. La eliminación de la tensión de modo común para la salida del inversor da como resultado reducciones significativas de ruido de EMI CM, y la eliminación de la necesidad de filtros EMI CM, junto con una reducción de una ondulación de corriente de entrada, ondulación de corriente del lado CC (por ejemplo, condensador CC), y una EMI conducida. Además, los efectos y beneficios técnicos de las realizaciones pueden incluir el equilibrio en cada ciclo de conmutación de tensiones de salida para dos rectificadores paralelos y una corriente de circulación.

La terminología usada en esta memoria tiene el único fin de describir realizaciones particulares y no pretende limitar la invención. Como se usan en esta memoria, se pretende que las formas singulares "un", "una", "el" y "la" incluyan también las formas plurales, a menos que el contexto indique claramente lo contrario. Se entenderá además que los términos "comprende" y/o "que comprende", cuando se usan en esta memoria descriptiva, especifican la presencia de las características, los números enteros, las etapas, las operaciones, los elementos y/o los componentes que se indican, pero no excluyen la presencia o incorporación de una o más de otras características, números enteros, etapas, operaciones, elementos, componentes y/o grupos de los mismos.

Se pretende que las estructuras, los materiales, los actos y los equivalentes correspondientes de elementos de medio o etapa más función en las reivindicaciones a continuación incluyan cualquier estructura, material o acto para realizar la función en combinación con otros elementos reivindicados tal como se reivindiquen específicamente. La descripción de la presente invención se ha presentado con fines ilustrativos y descriptivos, pero no se pretende que sea exhaustiva o que se limite a la invención en la forma divulgada. La realización se ha elegido y descrito con el fin de explicar de la mejor manera los principios de la invención y la aplicación práctica, así como para permitir que los expertos en la técnica entiendan la invención para diversas realizaciones que se adapten al uso particular contemplado.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un accionador delantero pasivo, en paralelo, trifásico, que comprende:

un primer puente rectificador (32) configurado para conectarse a una fuente de energía de corriente alterna trifásica (12);

una primera reactancia de acoplamiento (42, 44, 46) conectada operativamente al primer puente rectificador y configurada para transferir potencia desde el primer puente rectificador a un primer bus de corriente continua (CC) (34);

un segundo puente rectificador (32') configurado para conectarse a una fuente de energía de corriente alterna trifásica (12);

una segunda reactancia de acoplamiento (42’, 44’, 46’) conectada operativamente al segundo puente rectificador y configurada para transferir potencia desde el segundo puente rectificador a un segundo bus de corriente continua (CC) (34’),

un acoplador de bus (48, 49) que acopla operativamente el primer bus de CC al segundo bus de CC; un primer inversor (40) conectado operativamente al primer bus de CC;

un segundo inversor (40’) conectado operativamente al segundo bus de CC, el primer inversor y el segundo inversor cada uno configurado para proporcionar una pluralidad de señales de excitación de motor;

un primer controlador (60) conectado operativamente al primer inversor y al segundo inversor, el controlador configurado para generar señales de control para provocar que el primer inversor y el segundo inversor generen una pluralidad de señales de excitación de motor respectivamente;

una pluralidad de inductores de interfase (52, 54, 56) que pueden funcionar para combinar la pluralidad de señales de excitación de motor del primer inversor con la pluralidad de señales de excitación de motor del segundo inversor; y

un segundo controlador (60’) en donde el primer controlador y el segundo controlador implementan un método para hacer que el primer inversor y el segundo inversor proporcionen corrientes de excitación de motor sustancialmente iguales, respectivamente;

en donde el primer controlador genera una primera señal de referencia de modulación de ancho de pulsos (PWM) (80) y el segundo controlador genera una segunda señal de referencia de PWM (82);

el primer controlador y el segundo controlador generan cada uno un ciclo de trabajo para las señales de control basándose en la primera señal de referencia PWM y las segundas señales de referencia PWM respectivamente,

el primer controlador genera un primer conjunto de señales de control (62) al primer inversor y el segundo controlador genera un segundo conjunto de señales de control (62’) al segundo inversor basándose en la primera señal de referencia PWM y las segundas señales de referencia PWM respectivamente;

el primer controlador (60) comunica la temporización de un punto de referencia (84) en la primera señal de referencia PWM (80) al segundo controlador (60’), el segundo controlador ajusta un período de la segunda señal de referencia PWM (82) en función de la temporización; y se caracteriza porque: al menos uno del primer controlador (60) y el segundo controlador (60’) perturba el ciclo de trabajo de cada uno del primer conjunto de señales de control (62) y el segundo conjunto de señales de control (62’) en función de al menos una de la primera señal de referencia PWM (80) y la segunda señal de referencia PWM (82), en donde los ciclos de trabajo se perturban al introducir una perturbación que es de naturaleza complementaria de manera que si para uno de los inversores la perturbación es un incremento en el ciclo de trabajo para la señal de control, entonces para el otro inversor la perturbación es una reducción en el ciclo de trabajo de la señal de control.

2. El accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde al menos una de la primera reactancia de acoplamiento y la segunda reactancia de acoplamiento incluye dos inductores en serie (42, 44, 42’, 44’) y un condensador paralelo (46, 46’) para estabilizar el primer bus de CC (34) y el segundo bus de CC (34’) respectivamente.

3. El accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde la segunda señal de referencia PWM (82) está 180 grados desfasada de la primera señal de referencia PWM (80).

4. El accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde la primera reactancia de acoplamiento (42, 44, 46) o la segunda reactancia de acoplamiento (42’, 44’, 46’) se configuran para controlar una corriente de circulación del accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.

5. El accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde el primer inversor (40) y el segundo inversor (40’) comprenden al menos seis dispositivos de conmutación.

6. El accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico de la reivindicación 1, en donde cada inductor interfásico (52, 54, 56) incluye un par de devanados y se configura para controlar una corriente de circulación del accionador de extremo delantero pasivo en paralelo trifásico.