CN1661852A - 正交混合电路 - Google Patents

Abstract

在正交混合电路中，具有分别在I/O端口P1和P2之间以及在I/O端口P4和P3之间插入的第一和第二双端口电路11和12，以及分别在I/O端口P1和P2之间和I/O端口P2和P3之间插入的第三和第四双端口电路，并且配置该混合电路以便在I/O端口P1到P4都匹配的情况下，经过I/O端口P1馈送的高频信号在I/O端口P2和P3之间被划分，并且划分的两个信号互相异相90°输出，并且没有信号提供给I/O端口P4，提供了SPST开关7和8，响应于外部控制通过第三和第四双端口电路21和22的对称的中间点23和24来控制穿过正交混合电路的对称平面5的电磁连接或耦合。

Description

正交混合电路

                         技术领域

本发明涉及作为用于射频频带中高频信号的功率分配器或功率合成器的正交混合电路。

                         背景技术

目前，正交混合电路广泛的用作分开/组合射频频带中的高频信号的功率分配器/合成器(J.Reed和G.J.Wheeler，“A Method of Analysis of SymmerticalFour-Port Networks(分析对称四端口网络的方法)，”IRE Trans.MicrowaveTheory Tech.，vol.MTT-4，pp.246-253，1956)。图25示出了作为常规正交混合电路范例的支线混合电路。参考字符P1到P4表示I/O端口(下文中简称为端口)。传输线11是在端口P1和P2之间的双端口电路，其具有特性阻抗 $Z=(Z_0/\sqrt{2})$ 和在预定频率f₀(波长λ₀)上的大约四分之一波长电长度θ(θ＝λ₀/4)。类似地，传输线12是在端口P3和P4之间的双端口电路，其具有特性阻抗 $Z=(Z_0/\sqrt{2})$ 和在预定频率f₀(波长λ₀)上的大约四分之一波长电长度θ(θ＝λ₀/4)。传输线21是在端口P1和P4之间的双端口电路，其具有特性阻抗Z＝Z₀和在预定频率f₀(波长λ₀)上的大约四分之一波长电长度θ(θ＝λ₀/4)。同样的，传输线22是在端口P2和P3之间的双端口电路，其具有特性阻抗Z＝Z₀和在预定频率f₀(波长λ₀)上的大约四分之一波长电长度θ(θ＝λ₀/4)。

根据如上所述的电路配置，对于在频率f₀附近的高频信号，形成的正交混合电路根据3dB耦合操作。在匹配的负载(阻抗Z₀)连接到正交混合电路的端口P2、P3和P4的每一个的情况下，经过端口P1馈送的高频信号的功率在匹配条件下在端口P2和P3之间均匀的分配，并且不提供给端口P4。在这种情况下，提供给端口P2和P3的高频信号相隔90°相位。因此，正交混合电路可用作高频信号的功率分配器。

正交混合电路的耦合取决于上述四分之一波长传输线的特性阻抗Z。为简洁起见，下面通过导纳Y(在此Y＝1/Z)表示特性阻抗Z。通过Y₁表示传输线11和12的特性导纳，并且通过Y₂表示传输线21和22的特性导纳，正交混合电路的耦合C[dB]是

          C＝20×log(Y₁/Y₂)                (i)

为了匹配输入和输出端子，以Y₀＝1/Z₀表示负载的导纳，则必须是：

          Y₀ ²＝Y₁ ²-Y₂ ²                      (ii)

即

          Y₁＝(Y₀×Y₀+Y₂×Y₂)^            (iii)

因此，匹配的负载连接到I/O端口P2、P3和P4的每一个，在匹配条件下，经过I/O端口P1输入的高频信号的功率以减小C[dB]的值提供给I/O端口P3，并且剩余功率馈送给端口P2。随着耦合设置在3dB， $Y_1=\sqrt{2}\×Y_0$ 和Y₂＝Y₀；根据特性阻抗， $Z_1=1/Y_1=(Z_0/\sqrt{2})$ 和Z₂＝1/Y₂＝Z₀，它们是3dB正交混合电路的相应的传输线的特性阻抗。

该正交混合电路具有两个对称平面，与此相关的I/O端口P1、P2、P3和P4是互相对称的。在图25中通过5和6表示这些对称的平面。对称的平面5和6垂直于纸面。根据该对称性，在匹配条件下，经过I/O端口P2输入到上述3dB正交混合电路的高频信号的功率被平均划分，但在I/O端口P1和P4之间的具有90°相位差，并且没有功率提供给I/O端口P3。在匹配条件下，经过I/O端口P3输入的高频信号的功率被平均划分，但在I/O端口P4和P1之间的具有90°相位差，并且没有功率提供给I/O端口P2。同样的，在匹配条件下，经过I/O端口P4输入的高频信号的功率被平均划分，但在I/O端口P3和P2之间的具有90°相位差，并且没有功率提供给I/O端口P1。

从上面可以看出，正交混合电路是可逆电路，这是因为它的上述特性。就是说，经过I/O端口P1馈送到3dB混合电路的高频信号提供给I/O端口P2和P3，并且没有信号输出给I/O端口P4，然而当频率f₀和相同功率但相隔90°相位的高频信号同时经过I/O端口P2和P3输入时，它们被合成在一起并提供给I/O端口P1，并且没有输出提供给I/O端口P4。因此，正交混合电路可用于高频信号的功率合成。通过从90°到-90°反转输入到I/O端口P2和P3的信号之间的相位差，提供输出信号的I/O端口也能从P1变到P4。

为了使功率分配器和功率合成器小型化，使用集总支线混合电路，集总支线混合电路使用π电路来取代在支线混合电路中使用的四分之一波长传输线，所述π电路由作为集总元件的电感器和电容器组成，并且至少在期望的频率上等效于四分之一波长传输线(I.D.Robertson ed.，“MMIC DESIGN(MMIC设计)，”p.84-85，IEE，London，1995)。通过确定特性导纳Y₁和Y₂，使得根据等式(i)和(ii)可以获得期望的耦合，并且通过选择每个电路元件的值使得由集总元件形成的电路能变得等效于在期望频率f₀上的特性导纳Y₁或Y₂的四分之一波长线，有可能实现期望耦合的集总正交混合电路。

图26描绘了该混合电路的一个例子，其中双端口电路31和32分别连接在端口P1和P2之间以及端口P3和P4之间，并且双端口电路33和34分别连接在端口P1和P4之间以及端口P2和P3之间。双端口电路31到34的每一个都由一个π电路形成，该π电路由连接在两个端口之间的电感器和连接在该电感器的一端和另一端与地之间的电容器组成。尤其是，通过设置形成双端口电路31和32的电感器101和104的电感为 ，并设置电容器102、103、105和106的电容为

，由π电路形成的每一个双端口电路31和32的特性阻抗Z₁是 ，并且其电长度θ变得等于在频率f₀的大约四分之一波长(在此θ＝λ₀/4)传输线。

类似地，通过设置电感器107和110的电感为Z₀/2πf₀，并设置电容器108、109、111和112的电容为1/(2πf₀×Z₀)，双端口电路33和34的每一个的特性阻抗Z₂是Z₀，并且其电长度θ变得等于在频率f₀的大约四分之一波长(在此θ＝λ₀/4)传输线。相应地，3dB正交混合电路使用用来代替每个四分之一波长线的π电路，这种π电路示出了等效于在期望频率f₀的四分之一波长线的特性，并且可以通过集总元件形成，如图26所示。

也提出了准集总支线混合电路类型，其使用π电路来代替四分之一波长传输线，该π电路类似地由传输线和集总元件组合形成(T.Hirota等人，“Reduced-Size Branch-Line and Rat-Race Hybrids for Uniplanar MMIC’s(用于单平面MMIC的尺寸减小的支线和环形波导混合)，”IEEE Trans.MicrowaveTheory and Tech.，vol.MTT-38，pp.270-275，1990)。

例如，上述功率分配器和功率合成器使用在由两个功率放大器组成的并行操作功率放大器中。该功率放大器有时被控制成停止将功率提供给两个放大器中的一个，以临时抑制并行操作，使得当输出功率期望为低时减小功率消耗。该平行操作放大器的现有技术范例将在下面参考图27进行描述。参考数字41和42表示功率放大器，其构成并行操作功率放大器。参考数字43和44表示传输线，并且45和46表示常规的正交混合电路。

每个正交混合电路45和46的P1到P4表示端口号，其分别对应于图25的I/O端口P1到P4。参考数字47、48、49和50表示SPDT(单刀双掷)开关；51和52表示匹配电阻器(电阻Z₀)；63表示信号输入端；并且64表示信号输出端。该功率放大器41和42在特性上相同，并且正交混合电路45和46具有设置为3dB的耦合。随着两个SPDT开关和一个传输线添加到该常规的正交混合电路中，如通过虚线61和62表示的，形成用于并行操作功率放大器的功率分配或合成操作的通/断控制的第一和第二开关部分。

随着功率放大器41和42保持接通，并且SPDT开关47到50连接到正交混合电路45和46的端口上，如图27所示，通过信号输入端63馈送的频率f₀的高频信号被第一正交混合电路45分为两个，它们通过功率放大器41和42放大，并通过第二正交混合电路46合成在一起，之后经过信号输出端64输出。

另一方面，当功率放大器41保持接通，并且SPDT开关47到50连接到传输线43和44，通过信号输入端63输入的频率f₀的高频信号经过传输线43并且仅提供给功率放大器41并被其放大，由此通过传输线44提供给信号输出端64。在这种情况下，通过切断提供给功率放大器42的功率，可以减小它的功率消耗。

在图27的现有技术范例中，如上所述，由虚线61和62表示的开关部分通过将两个SPDT开关和一个传输线添加到常规电路结构中实施正交混合电路的功率分配或合成操作的通/断控制。对于用于到图25所示的正交混合电路的I/O端口的输入的功率分配或合成操作的类似的通/断控制，类似地，四个SPDT开关和两个传输线需要添加到常规的正交混合电路中，如图28所示。因此，该现有技术表现了当必须执行功率分配或合成操作的通/断控制时增加的电路复杂性和庞大性的缺点。此外，在每个SPDT开关由半导体开关形成的情况下，使用两个SPST(单刀单掷)开关SW1和SW2，开关SW1和SW2由控制单元56控制以相互反向的方式接通和关断，如图29所示；因此，与使用一个简单连接或断开两个终端的SPST开关的情况相比，使用的电路部件的数量是巨大的，控制是复杂的，并且性能降低。

                         发明内容

因此本发明的目的是提供能用少量的电路部件进行功率分配或合成操作的通/断控制的结构简单的正交混合电路。

根据本发明，在一种正交混合电路中，在第一、第二、第三和第四I/O端口都匹配的条件下，根据预定的耦合将经过第一I/O端口馈送的一高频信号划分为两个，并且将所分开的信号以相移90°间隔提供给第二和第三I/O端口，并且提供了：

电路元件装置，通过该装置响应于一外部控制信号而控制一对称平面的边界条件，以使所述对称平面变成与一磁墙或一电墙等效，其中通过所述对称平面，所述正交混合电路的所述第一和第二I/O端口一侧与所述第四和第三I/O端口一侧相互对称。

                        附图说明

图1是解释本发明第一实施例的电路图；

图2A是解释第一实施例的一个等效电路的电路图；

图2B是解释第一实施例的另一个等效电路的电路图；

图3是解释本发明第二实施例的电路图；

图4A是解释第二实施例的一个等效电路的电路图；

图4B是解释第二实施例的另一个等效电路的电路图；

图5是解释本发明第三实施例的电路图；

图6是解释本发明第四实施例的电路图；

图7是解释本发明第五实施例的电路图；

图8是解释本发明第六实施例的电路图；

图9是解释本发明第七实施例的电路图；

图10是解释本发明第八实施例的电路图；

图11是解释本发明第九实施例的电路图；

图12是解释本发明第十实施例的电路图；

图13是解释本发明第十一和十二实施例的电路图；

图14A是解释使用正交混合电路实施例的并行操作放大器的一种操作的电路图；

图14B是解释图14A的并行操作放大器的另一种操作的电路图；

图15A是解释使用正交混合电路实施例的另一个并行操作放大器的一种操作的电路图；

图15B是解释图15A的并行操作放大器的另一种操作的电路图；

图16是显示在第十一实施例中具有闭合或断开的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图17是显示在第十二实施例的混合电路操作期间的仿真结果的曲线图；

图18是显示在第十二实施例中具有闭合的SPST开关9和10以及闭合或断开的SPST开关7a、7b、8a和8b的仿真结果的图标；

图19是显示在第一实施例中具有断开的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图20是显示在第一实施例中具有闭合的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图21是显示在第二实施例中具有断开的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图22是显示在第五实施例中具有断开的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图23是显示在第五实施例中具有闭合的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图24是显示在第六实施例中具有断开的SPST开关的仿真结果的曲线图；

图25是解释支线混合电路的现有技术范例的电路图；

图26是显示常规的集总混合电路的范例的电路图；

图27是显示并行操作功率放大器的电路图；

图28是显示配置有功率分配或合成操作的通/断控制功能的常规的正交混合电路的电路图；和

图29是显示形成SPDT开关的SPST开关的连接电路图。

                    具体实施方式

实施例1

图1描述了应用到3dB支线正交混合电路的本发明的实施例。在图1中，与图25中相对应的部分由相同的参考数字标识。如图25的现有技术范例的情况那样，四分之一波长电长度和特性阻抗

的传输线11和12分别连接在端口P1和P2以及端口P4和P3之间。在端口P1和P4之间以及在P2和P3之间连接有传输线21和22，这两个传输线都具有四分之一波长电长度和特性阻抗Z₀。

在本发明中，传输线21和22被分别分隔为传输线21a、22a和21b、22b，它们相对于对称的中间点23和24是对称的，对称平面5从中间点通过；并且第一和第二SPST开关7和8分别连接在传输线21a和21b的连接点23和地之间，以及连接在传输线22a和22b的连接点24和地之间，以便穿过对称平面5的它们的电磁连接或耦合可响应于开关的外部控制信号而短路到地。

如下定义在此使用的参考字符或符号。

Z₀：信号源和负载的阻抗

Y₀＝1/Z₀

a_i：到I/O端口Pi的输入信号(在此i＝1，2，3，4)

b_i：来自端口Pi的输出信号(在此i＝1，2，3，4)

S_ij：从I/O端口Pj到Pi的散射参数(在此i，j＝1，2，3，4)根据散射参数的定义

b₁＝S₁₁×a₁+S₂₁×a₂+S₃₁×a₃+S₄₁×a₄    (1)

当SPST开关7和8都断开时，根据本发明的正交混合电路等效于图25的现有技术范例，即是3dB正交混合电路；因此

S₁₁＝0， $S_{21}=-j/\sqrt{2},$ $S_{31}=-1/\sqrt{2},$ S₄₁＝0

下面，将描述SPST开关7和8都闭合的情况。在本例中，可以考虑对称平面等效于电墙。由于本发明的正交混合电路具有两个对称平面5和6，并且相应的I/O端口相对于对称平面5和6是对称的，因而在两个开关都闭合的情况下利用对称性。

首先，设置

a₁＝a₂＝a₃＝a₄＝1

在I/O端口P1、P2、P3和P4被标准振幅的同相信号激发的条件(A)下，对称平面6变为与磁墙等效。由此，得到如图2A所示的等效电路，该电路由传输线11a和传输线21a组成，该传输线11a是将传输线11沿着对称平面6平分的两条传输线之一，该传输线21a是将传输线21沿着对称平面5平分的两条传输线之一。根据条件(A)，输入到端口P1的输入信号的振幅a₁是标准值，以便通过比例b₁(A)/a₁表示的在输出信号b₁的振幅b₁(A)和端口P1的输入信号的振幅a1之间的端口P1的反射系数Γ_a等于b₁(A)。根据等式(1)

Γ_a＝b₁(A)＝S₁₁+S₂₁+S₃₁+S₄₁          (2)

由于传输线11a等效于特性阻抗

的开路1/8波长线，该线11a的输入导纳是 。另一方面，由于传输线21a是特性阻抗Z₀的短路1/8波长线，它的输入导纳是-jY₀。因此，该反射系数Γ_a由下式给出

${\mathrm{\Γ}}_a=(Y_0-j(\sqrt{2}{Y}_0-Y_0))/(Y_0+j(\sqrt{2}{Y}_0-Y_0))$

$=(1-j(\sqrt{2}-1))/(1+j(\sqrt{2}-1))$

$=(1-j)/\sqrt{2}---\left(3\right)$

然后，设置

a₁＝a₂＝-a₃＝-a₄＝1

在I/O端口P1和P2被标准振幅的同相信号激发以及I/O端口P3和P4被标准振幅但与端口P1的输入信号异相180°的信号激发的条件(B)下，本例中的对称平面6也变为与磁墙等效。所得到的等效电路与图2A中所示的在条件(A)的情况下相同。由于到端口P1的输入信号的振幅是标准值，在条件(B)下来自端口P1的输出信号b₁(B)与其输入信号a₁的比率b₁(B)/a₁＝b₁(B)也等于Γ_a。根据等式(1)，

Γ_a＝b₁(B)＝S₁₁+S₂₁-S₃₁-S₄₁             (4)

还设置

a₁＝-a₂＝a₃＝-a₄＝1

在I/O端口P1和P3被标准振幅的同相信号激发以及I/O端口P2和P4被标准振幅但与端口P1的输入信号异相180°的信号激发的条件(C)下，对称平面6变为等效于一电墙，提供图2B所示的等效电路；并且b₁(C)等于该电路的反射系数Γ_b。根据等式(1)，

Γ_b＝b₁(C)＝S₁₁-S₂₁+S₃₁-S₄₁            (5)

由于传输线11a等效于特性阻抗

的短路1/8波长线，它的输入导纳是

。另一方面，由于传输线21a等效于特性阻抗Z₀的短路1/8波长线，它的输入导纳是-jY₀。因此，该反射系数Γ_b由下式给出

${\mathrm{\Γ}}_b=(Y_0-j(-\sqrt{2}{Y}_0-Y_0))/(Y_0+j(-\sqrt{2}{Y}_0-Y_0))$

$=(1+j(\sqrt{2}+1))/(1-j\left(\sqrt{2+}1\right))$

$=-(1-j)/\sqrt{2}---\left(6\right)$

最终，设置

a₁＝-a₂＝-a₃＝a₄＝1

在I/O端口P1和P4被标准振幅的同相信号激发以及I/O端口P2和P3被标准振幅但与施加到端口P1的输入信号异相180°的信号激发的条件(D)下，在该情况下对称平面6也变为等效于一电墙。因此，等效电路与图2B中所示的在条件(C)的情况下相同，并且b₁(D)也等于Γ_b。根据等式(1)，

Γ_b＝b₁(D)＝S₁₁-S₂₁-S₃₁+S₄₁             (7)

根据等式(2)到(7)以及散射参数的定义

|S₁₁|²+|S₂₁|²+|S₃₁|²+|S₄₁|²＝1          (8)

从中得到

S₁₁＝0、 $S_{21}=(1-j)/\sqrt{2},$ S₃₁＝0、S₄₁＝0

即，经过I/O端口P1输入的高频信号以超前45°相位仅提供给I/O端口P2，而保持在功率上未改变，并且没有输出提供给其他I/O端口。当信号通过除了P1以外的端口P2、P3和P4输入时，可以看出混合电路的对称性提供：

输入到端口P2： $S_{12}=(1-j)/\sqrt{2},$ S₂₂＝0，S₃₂＝0，S₄₂＝0

输入到端口P3：S₁₃＝0，S₂₃＝0，S₃₃＝0， $S_{43}=(1-j)/\sqrt{2}$

输入到端口P4：S₁₄＝0，S₂₄＝0， $S_{34}=(1-j)/\sqrt{2},$ S₄₄＝0

图19示出了设计为5GHz操作的第一实施例的特征上的仿真结果，SPST开关7和8都被断开。从图19中可以看出，经过I/O端口P1输入的信号在I/O端口P2和P3之间被均等分开，并且没有信号输出给I/O端口P4。

图20示出了模拟SPST开关7和8都短路情况下通过仿真计算散射参数的结果。对于5GHz的高频信号，该散射参数S₂₁实际为0dB，并且经过I/O端口P1输入的信号提供给I/O端口P2实际上没有功率损失。在图20中，该散射参数S₃₁和S₄₁都不依赖频率并且低于-60dB，它们没有在图中示出。

从上面的描述很明显的看出，在第一实施例中，当SPST开关7和8断开时，正交混合电路的端口P1-P2一侧和端口P4-P3一侧穿过经过点23和24的对称平面5互相电磁连接或耦合，相对于这些点双端口电路21和22中的每一个都对称，并且，在四个端口P1到P4之间的电路用作正交混合电路。随着SPST开关7和8闭合接地，穿过对称平面5的电磁连接或耦合被被短路到地。而且，在此状态下，由于还维持了每个端口的匹配，通过端口P1输入的高频信号，例如，只输出给端口P2而没有传输损失，并且没有信号提供给其他剩余端口。

如上所述，根据本发明，通过如SPST开关7和8的电路元件，对于跨越正交混合电路的第一-第二I/O端口侧和第四-第三I/O端口侧之间的对称平面的电连接或耦合进行控制。通过这样，有可能控制该混合电路作为用于功率分配和功率合成的正交混合电路，或作为不执行功率分配和功率合成的纯粹的传输线。这个原理可用于以后描述的本发明的所有实施例。下面描述的所有实施例被应用于支线正交混合电路，然而也存在公知的正交混合电路类型，其中不使用图1的双端口电路21和22，并且传输线11和12的导线轨迹的两个端部互相保持靠近以在其间建立所要的电磁耦合。在该正交混合电路中，例如，通过可伸缩的电磁屏蔽板，可以在对称平面中控制空间电磁耦合。

实施例2

接下来转向图3，下面将描述的本发明的第二实施例被用于3dB支线正交混合电路。

在该实施例中，传输线21被分为等效的传输线21a和21b，每条传输线具有几乎等于Z₀的特性阻抗和大约1/8波长的电长度，传输线21a和21b通过SPST开关9串行连接，而传输线22类似地也分为等效的传输线22a和22b，每条传输线具有几乎等于Z₀的特性阻抗和大约1/8波长的电长度，传输线22a和22b通过SPST开关10串行连接。

当SPST开关9和10都闭合时，

S₁₁＝0， $S_{21}=-j/\sqrt{2},S_{31}=j/\sqrt{2},$ S₄₁＝0

这是因为，本发明的正交混合电路等效于常规的3dB正交混合电路。

下面，将描述SPST开关9和10都断开的情况，并因此可以考虑对称平面5变为等效于磁墙。在这种情况下，本发明的电路也具有两个对称平面，相对于这些对称平面各自的终端是对称的，并且利用该对称性。

首先，设置

a₁＝a₂＝a₃＝a₄＝1

在I/O端口P1、P2、P3和P4被标准振幅的同相信号激发的条件(A)下，对称平面6变为等效于一磁墙。由此，得到如图4A所示的等效电路，并且b₁(A)等于该电路的反射系数Γ_c。根据等式(1)，

Γ_c＝b₁(A)＝S₁₁+S₂₁+S₃₁+S₄₁           (9)

由于传输线11a等效于特性阻抗 的开路1/8波长线，该线11a的输入导纳是

。另一方面，由于传输线21a等效于特性阻抗Z₀的开路1/8波长线，它的输入导纳是jY₀。因此，该反射系数Γ_c由下式给出

${\mathrm{\Γ}}_c=(Y_0-j(\sqrt{2}{Y}_0+Y_0))/(Y_0+j(\sqrt{2}{Y}_0+Y_0))$

$=(1-j(\sqrt{2}+1))/(1+j(\sqrt{2}+1))$

$=(1+j)/\sqrt{2}---\left(10\right)$

然后，设置

a₁＝a₂＝-a₃＝-a₄＝1

在I/O端口P1和P2被标准振幅的同相信号激发以及I/O端口P3和P4被标准振幅但与端口P1的输入信号异相180°的信号激发的条件(B)下，在该情况下对称平面6也变为等效于一磁墙。产生的等效电路与条件(A)的情况相同。并且b₁(B)等于Γ_c。根据等式(1)，

Γ_c＝b₁(B)＝S₁₁+S₂₁-S₃₁-S₄₁             (11)

还设置

a₁＝-a₂＝-a₃＝-a₄＝1

在I/O端口P1和P3被标准振幅的同相信号激发以及I/O端口P2和P4被标准振幅但与施加到端口P1的输入信号异相180°的信号激发的条件(C)下，对称平面6变为等效于一电墙，提供图4B所示的等效电路；并且b₁(C)等于该电路的反射系数Γ_d。根据等式(1)，

Γ_d＝b₁(C)＝S₁₁-S₂₁+S₃₁-S₄₁            (12)

由于传输线11a等效于特性阻抗

的短路1/8波长线，它的输入导纳是

。另一方面，由于传输线21a是特性阻抗Z₀的开路1/8波长线，它的输入导纳是jY₀。因此，该反射系数Γ_d由下式给出

${\mathrm{\Γ}}_d=(Y_0-j(-\sqrt{2}{Y}_0+Y_0))/(Y_0+j(-\sqrt{2}{Y}_0+Y_0))$

$=(1+j(\sqrt{2}-1))/(1-j(\sqrt{2}-1))$

$=(1+j)/\sqrt{2}---\left(13\right)$

最终，设置

a₁＝-a₂＝-a₃＝a₄＝1

在I/O端口P1和P4被标准振幅的同相信号激发以及I/O端口P2和P3被标准振幅但与施加到端口P1的信号异相180°的信号激发的条件(D)下，在该情况下对称平面6也变为等效于一电墙。因此，等效电路与条件(C)的情况相同，并且b₁(D)等于Γ_d。根据等式(1)

Γ_d＝b₁(D)＝S₁₁-S₂₁-S₃₁+S₄₁            (14)

根据等式(8)和(9)到(14)

S₁₁＝0、 $S_{21}=-(1+j)/\sqrt{2},$ S₃₁＝0、S₄₁＝0

即，经过I/O端口P1输入的高频信号以超前135°相位仅提供给I/O端口P2而没有功率损失，并且没有输出提供给其他I/O端口。当信号通过除了P1以外的端口P2、P3和P4输入时，可以看出混合电路的对称性提供：

输入到端口P2： $S_{12}=-(1+j)/\sqrt{2},$ S₂₂＝0，S₃₂＝0，S₄₂＝0

输入到端口P3：S₁₃＝0，S₂₃＝0，S₃₃＝0， $S_{43}=-(1+j)/\sqrt{2}$

输入到端口P4：S₁₄＝0，S₂₄＝0， $S_{34}=-(1+j)/\sqrt{2},$ S₄₄＝0

下面将描述设计为5GHz操作的第二实施例特征上的仿真结果。当SPST开关9和10中的任一开关闭合时，仿真结果与图19的情况一样；因此，经过I/O端口P1输入的5GHz信号在I/O端口P2和P3之间被平均分开，并且没有信号馈送给I/O端口P4。图21示出了根据SPST开关9和10中任一开关断开所执行的仿真结果。在5GHz，散射参数S₂₁实际为0dB，并且经过I/O端口P1馈送的信号在基本上无损失的情况下提供给I/O端口P2。在图21中，由于该散射参数S₃₁和S₄₁不依赖频率并且低于-60dB，因而没有显示它们。

实施例3

接下来转向图5，下面将描述本发明的第三实施例。图5描述了根据该实施例的支线正交混合电路，其中通过图26现有技术范例的等效的集总线路实现图1实施例中的传输线。通过相同的参考数字识别图26中相应的那些部分。

在图5中，与图1中在端口P1和P2之间连接的11对应的双端口电路31被配置为由π电路构成，该π电路由连接在端口P1和P2之间的电感器101和在电感器101的一端和另一端与地之间连接的电容器102和103组成。与端口P4和P3之间的12对应的双端口电路32也由如上所述那样的π电路形成。与图1中在端口P1和P4之间连接的21对应的双端口电路33被配置为由π电路构成，该π电路由连接在端口P1和P4之间的电感器107和每个在电感器107的一端和另一端与地之间连接的电容器108和109组成。类似地，与图1中在端口P2和P3之间的22对应的双端口电路34也由这样的π电路形成。

该实施例与图26现有技术范例不同在于提供了SPST开关7和8，通过SPST开关7和8，穿过正交混合电路的对称平面5的电磁连接或耦合可被短路到地，这是本发明的特征。即，双端口电路33的电感器107被分为等效的电感器107a和107b，并且SPST开关7连接在它们的连接点23(对称的中间点)和地之间。类似地，电感器110被分为等效的电感器110a和110b，并且SPST开关8连接在它们的连接点24(对称的中间点)和地之间。

在该实施例的混合电路中，期望频率表示为f₀，等效于传输线11和12的π电路31和32的电感器101和104的电感是 ，并且每个电容器102、103、105和106的电容是

。等效于图1中的传输线21和22的π电路33和34的电感器107a、107b、110a和110b的电感的每一个都是Z₀/4πf₀，并且电容器108、109、111和112的电容的每一个都是1/(2πf₀×Z₀)。

因此，当SPST开关7和8断开时，图5中的双端口电路33和34在频率f₀上变得等效于其特性阻抗Z是Z₀以及其电长度θ大约是四分之一波长(θ＝λ₀/4)的传输线，并且图5的电路用作正交混合电路。另一方面，当SPST开关7和8闭合时，上述对称的中间点23和24接地。即，对称平面5变为等效于一电墙；例如，经过I/O端口P1馈送的高频信号仅提供给I/O端口P2。因此，以与图1中第一实施例相同的方式操作该实施例。

实施例4

图6描述了本发明的第四实施例，它是支线正交混合电路类型的范例，其通过等效的集总电路形成图3中对应的传输线。

该实施例与图26现有技术范例不同在于提供了SPST开关9和10，通过SPST开关9和10，穿过正交混合电路对称平面5的电磁连接或耦合在平面5中可被断开。即，双端口电路33的电感器107被分为等效的电感器107a和107b，在其间SPST开关9串行连接。类似地，电感器110被分为等效的电感器110a和110b，在其间SPST开关10串行连接。

在该实施例的混合电路中，期望频率表示为f₀，等效于图3中的传输线11和12的π电路31和32的电感器101和104的电感的每一个都是，并且每个电容器102、103、105和106的电容是 等效于图3中的传输线21和22的π电路33和34的电感器107a、107b、110a和110b的电感的每一个都是Z₀/4πf₀，并且电容器108、109、111和112的电容的每一个都是1/(2πf₀×Z₀)。

因此，当SPST开关9和10闭合时，图6中的双端口电路33和34在频率f₀上变得等效于其特性阻抗Z是Z₀以及其电长度θ大约是四分之一波长(θ＝λ₀/4)的传输线，并且图6的电路用作正交混合电路。另一方面，当SPST开关9和10断开时，电感器107和110的每一个都在对称平面5中分开。即，对称平面5变为等效于一磁墙；例如，经过I/O端口P1馈送的高频信号仅提供给I/O端口P2。因此，以与图3中第二实施例相同的方式操作该实施例。

实施例5

图7描述了本发明的第五实施例。图7描述了集总支线正交混合电路。在该实施例中，在端口P1和P4之间的双端口电路35具有串行连接的相同电感的电感器117a和117b，并且SPST开关7连接在它们的连接点23(对称的中间点)和地之间。类似地，在端口P2和P3之间的双端口电路36具有串行连接的相同电感的电感器118a和118b，并且SPST开关8连接在它们的连接点24和地之间。在端口P1和P2之间的双端口电路37被配置为π电路，该π电路由电感器101和分别连接到该电感器101的一端和另一端与地之间的电容器113和114组成。类似地，在端口P4和P3之间的双端口电路38也配置为π电路，该π电路由电感器104和分别连接到该电感器104的一端和另一端与地之间的电容器115和116组成。

在该实施例的混合电路中，期望频率表示为f₀，π电路37和38的电感器101和104的电感的每一个都指定为 ，并且电容器113、114、115和116的电容的每一个都指定为

电容器117a、117b、118a和118b的电容的每一个都指定为2/(2πf₀×Z₀)。

在频率f₀上该实施例等效于第一实施例(图1)，并且以后以相同方式操作。即，当SPST开关7和8断开时，图7的电路用作正交混合电路。另一方面，当SPST开关7和8闭合接地时，例如，经过I/O端口P1输入的高频信号只输出给I/O端口P2。

下面将描述设计为5GHz操作的第五实施例特征上的仿真结果。图22示出了当SPST开关7和8中的任一开关断开时处理的仿真结果；从5GHz上散射参数S₂₁和S₃₁的一致中可以看出，经过I/O端口P1馈送的高频信号在I/O端口P2和P3之间被平均划分，但是散射参数S₄₁小于-50dB，并且没有输出提供给I/O端口P4。图23示出了SPST开关7和8中任一开关闭合所执行的仿真结果；散射参数S₂₁实际为0dB，并且经过I/O端口P1馈送的高频信号基本上无损失地提供给I/O端口。在图23中，由于散射参数S₃₁和S₄₁不依赖频率，并且二者都低于-60dB，因而没有显示它们。在这种情况下，相应地没有输出提供给端口P3和P4。

实施例6

图8描述了本发明的第六实施例。在该实施例中，图7实施例中在双端口电路35、36的对称的中间点23、24与地之间连接的SPST开关7和8分别被在电容器117a和117b之间串联的以及在电容器118a和118b之间串联的SPST开关9和10代替。随着SPST开关9和10保持断开，穿过对称平面5的电磁连接或耦合在正交混合电路中的双端口电路35和36的对称的中间点23和24处切断。

在该实施例的混合电路中，期望频率表示为f₀，形成双端口电路31和32的电感器101和104的电感的每一个都指定为 ，并且每个电容器113、114、115和116的电容指定为

。形成双端口电路35和36的电容器117a、117b、118a和118b的电容的每一个都指定为2/(2πf₀×Z₀)。

在频率f₀上该实施例等效于第二实施例(图3)，并且与后者以相同方式操作。即，当SPST开关9和10闭合时，图8的电路用作正交混合电路。另一方面，当SPST开关9和10断开时，例如，经过I/O端口P1输入的高频信号只输出给I/O端口P2。

下面将描述设计为5GHz操作的第六实施例特征上的仿真结果。

随着SPST开关9和10中的任一开关闭合，可获得与图22所示相同的结果；经过I/O端口P1馈送的高频信号在I/O端口P2和P3之间被平均划分，并且没有信号输出到I/O端口P4。图24示出了SPST开关9和10中的任一开关断开所执行的仿真结果；在5GHz上，散射参数S₂₁实际为0dB，并且经过I/O端口P1输入的高频信号基本上无损失地输出给I/O端口P2。在图24中，由于散射参数S₃₁和S₄₁不依赖频率并且低于-60dB，因而没有显示它们。

实施例7

图9描述了本发明的第七实施例。在该实施例中，由图7实施例中π电路31和32形成的双端口电路由传输线81和82形成。与图7实施例的情况相同，SPST开关7和8分别连接在连接点23与地、连接点24与地之间。

在该实施例的混合电路中，期望频率表示为f₀，传输线81和82中的每一个具有特性阻抗Z＝Z₀，以及在频率f₀上的大约1/8波长电长度θ，并且每个电容器117a、117b、118a和118b的电容是2/(2πf₀×Z₀)。

该实施例在频率f₀上等效于第一实施例(图1)，并且与后者以相同方式操作。即，当SPST开关7和8断开时，图9的电路用作正交混合电路。另一方面，当SPST开关7和8闭合时，例如，经过I/O端口P1输入的高频信号只输出给I/O端口P2。

实施例8

图10描述了本发明的第八实施例。在该实施例中，由图8实施例中的π电路37和38形成的双端口电路由传输线81和82形成。与图8实施例的情况相同，SPST开关9和10分别串行连接在电容器117a和117b之间以及在电容器118a和118b之间。

在该实施例的混合电路中，期望频率表示为f₀，传输线81和82中的每一个具有特性阻抗Z＝Z₀，以及在频率f₀上的大约1/8波长电长度θ，并且每个电容器117a、117b、118a和118b的电容是2/(2πf₀×Z₀)。

在频率f₀上该实施例等效于第二实施例(图3)，并且与后者以相同方式操作。即，当SPST开关9和10闭合时，图10的电路用作正交混合电路。另一方面，当SPST开关9和10断开时，例如，经过I/O端口P1输入的高频信号只输出给I/O端口P2。

实施例9

图11描述了本发明的第九实施例。在端口P1和P2之间的双端口电路25由在端口P1和P2之间插入的传输线83、分别在线83的一端和另一端与地之间连接的电容器119和120组成。类似地，在端口P4和P3之间的双端口电路26也由在端口P1和P2之间插入的传输线84以及分别在线84的一端和另一端与地之间连接的电容器121和122组成。在端口P1和P4之间的双端口电路以及在端口P2和P3之间的双端口电路分别由传输线27和28形成。中间点23将传输线27分为等效的传输线27a和27b，并且SPST开关7插入在中间点23和地之间。类似地，中间点24将传输线28分为等效的传输线28a和28b，并且SPST开关8插入在中间点24和地之间。

在该实施例的混合电路中，预定频率表示为f₀，传输线83和84中的每一个具有特性阻抗 $Z=\sqrt{2}{Z}_0,$ 以及在频率f₀上的大约1/12波长电长度θ，并且每个电容器119、120、121和122的电容是(0.5^1/2+1.5^1/2)/(2πf₀×Z₀)。

形成双端口电路21和22的传输线27a、27b和28a和28b是特性阻抗Z为

以及在频率f₀上电长度θ是大约1/16波长的传输线。

该实施例在频率f₀上等效于第一实施例(图1)，并且与后者以相同方式操作。即，当SPST开关7和8断开时，该实施例操作为正交混合电路。当SPST开关7和8闭合接地时，例如，经过I/O端口P1馈送的高频信号仅提供给I/O端口P2。

实施例10

图12描述了本发明的第十实施例。该实施例是图11实施例的修改形式，其中在点23、24和地之间连接的SPST开关7和8在后面被在传输线27a和27b之间和在传输线28a和28b之间串行连接的SPST开关9和10替代。

在该实施例的混合电路中，预定频率表示为f₀，传输线83和84中的每一个具有特性阻抗 $Z=\sqrt{2}{Z}_0,$ 以及在频率f₀上的大约1/12波长电长度θ，并且每个电容器119、120、121和122的电容是(0.5^1/2+1.5^1/2)/(2πf₀×Z₀)。

形成双端口电路27和28的传输线27a、27b和28a、28b是特性阻抗Z为

以及在频率f₀上电长度θ是大约1/16波长的传输线。

该实施例在频率f₀上等效于第二实施例(图3)，并且与后者以相同方式操作。即，当SPST开关9和10闭合时，该实施例操作为正交混合电路。当SPST开关9和10断开时，例如，经过I/O端口P1馈送的高频信号仅提供给I/O端口P2。

上述每个实施例通过电路元件响应于一外部控制信号来执行预定的操作，该外部控制信号控制对称平面5上的边界条件，沿着该对称平面5，正交混合电路的I/O端口P1和P4之间的双端口电路与I/O端口P4和P3之间的双端口电路相互对称分开。该混合电路的构成可以是分布常数电路、集总电路，如电感器和电容器，或它们的任何组合。

实施例11

图13描述了本发明的第十一实施例。该实施例是图3实施例的修改形式，其具有分别插入在SPST开关9的一端和另一端与地之间的SPST开关7a和7b，以及分别插入在SPST开关10的一端和另一端与地之间的SPST开关8a和8b。传输线11、12、21a、21b、22a和22b的电长度和特性阻抗与图3中相应的值相同。

当SPST开关9和10保持闭合并且SPST开关7a、7b和8a、8b保持断开时，所示出的混合电路作为正交混合电路进行操作。当SPST开关9和10也断开时，输入到I/O端口P1的功率只输出给I/O端口P2，并且没有功率提供给其他I/O端口。

利用该3dB正交混合电路，如下所述，在保持SPST开关9和10断开的同时通过控制SPST开关7a、7b和8a、8b，有可能改变I/O端口P1和P2之间，或P3和P4之间的相移。

将要描述在I/O端口P1和P2之间的相移。当SPST开关7a和8a断开，而且SPST开关9和10保持断开时，经过I/O端口P1馈送的高频信号只输出给I/O端口P2而没有传输损失，但具有135°超前相位，如应用到支线正交混合电路中的本发明第二实施例(图3和8)的情况。另一方面，当SPST开关9和10断开，而SPST开关7a和8a闭合时，经过I/O端口P1馈送的高频信号只输出给I/O端口P2而没有传输损失，但具有45°超前相位，如应用到支线正交混合电路中的本发明第一实施例(图1和7)的情况。因此，通过选择断开或闭合上述SPST开关，在它从I/O端口P1传播到P2期间，有可能在90°和0°之间切换输入信号的相位。

该操作模式可总结如下：

(a)开关9和10闭合，开关7a、7b和8a、8b断开：操作为正交混合。

(b)开关9和10断开，开关7a和8a闭合：在I/O端口P1和P2之间相移-45°。

(c)开关9和10断开，开关7a和8a断开：在I/O端口P1和P2之间相移-135°。

(d)开关9和10断开，开关7b和8b闭合：在I/O端口P4和P3之间相移-45°。

(e)开关9和10断开，开关7b和8b断开：在I/O端口P4和P3之间相移-135°。

图16示出了在设计为5GHz操作的本发明的3dB正交混合电路上的上述模式(b)和(c)中的仿真结果。每条实线表示到端口P1的输入与来自端口P2的输出信号之间的电平比(即，散射参数S₂₁)，以及每条虚线表示相位。从图16中可以看出，在(b)和(c)的任一模式中，在5GHz时输出到端口P2的信号基本上没有损失。在模式(b)中，输出信号的相位大约是-45°，并且在模式(c)中输出信号的相位大约是-135°。

当在I/O端口P1和P2之间不需要相位控制时，可以省略SPST开关7a和8a。当在I/O端口P4和P3之间不需要相位控制时，可以省略SPST开关7b和8b。在该实施例中使用的传输线11、12、21a、21b、22a和22b的每一个能被在预定频率f₀上显示等效特性的任意电路代替。

修改的实施例

尽管上面已经描述的本发明应用到3dB正交混合电路，也可将本发明应用到如下所述的不是3dB耦合的正交混合电路中。

返回图13，所描述的传输线11、12、21a、21b、22a和22b的电长度和特性阻抗等于图13中对应物的值，但根据该修改的实施例，通过设置四分之一波长传输线11和12的特性阻抗为44.7Ω和1/8波长传输线21a、21b、22a和22b的特性阻抗为100Ω，图13的电路可形成为7dB正交混合电路。附带的，根据等式(ii)，在每个端口的输入阻抗为Z₀＝50Ω。

图17是显示以下列模式操作的设计成用于5GHz的图13的修改方式中执行的仿真结果的曲线图：

(f)SPST开关9和10闭合，SPST开关7a、7b和8a、8b断开。

实线表示散射参数的值(输入-输出电平比)，以及虚线表示相移量。在5GHz，该散射参数S₃₁是-7dB，其表示在端口P3的输出信号与端口P1的输入信号的电平比，并且在散射参数S₂₁和S₃₁之间的相位差是90°；因此，可以看出在这种情况下，该电路操作为正交混合电路。

图18是显示以下列模式操作的设计成用于5GHz的图13的修改方式中执行的仿真结果的曲线图：

(g)SPST开关9和10断开，SPST开关7a和8a断开，以及

(h)SPST开关9和10断开，SPST开关7a和8a闭合。

在任一种模式下，由于在5GHz时散射参数S₂₁大约是0dB，经过I/O端口P1馈送的高频信号只完整的输出给端口P2。在这种情况下，当SPST开关7a和8a断开时，散射参数S₂₁的相位是-116.6°，而当SPST开关7a和8a闭合时，它是-63.4°。因此，在断开SPST开关9和10之后，通过断开或闭合SPST开关7a和8a，在它从I/O端口P1传播到P2期间，有可能在53°和0°之间切换输入信号的相位。通过对SPST开关7b和8b进行相同控制，也可以与上述相同的方式控制从I/O端口P4到P3的信号相位。

当在I/O端口P1和P2之间不需要相位控制时，可以省略SPST开关7a和8a。当在I/O端口P4和P3之间不需要相位控制时，可以省略SPST开关7b和8b。一条或多条传输线11、12、21a、21b、22a和22b能被在预定频率f₀上显示等效特性的任意电路代替。

图14A和14B描述了应用为并行操作放大器的本发明的正交混合电路的范例。参考数字41和42表示功率放大器；91和92表示本发明的正交混合电路；P1到P4表示上述I/O端口号；65表示SPST开关；52表示匹配电阻器(电阻Z₀)；63表示信号输入端子；以及64表示信号输出端子。如果功率放大器41和42等效，3dB正交混合电路用作正交混合电路91和92。

通过接通功率放大器41和42，连接SPDT开关65到正交混合电路91的I/O端口P1，如图14A所示，并且控制正交混合电路91和92的开关以允许它执行混合操作，通过信号输入端子63输入的频率f₀的高频信号被正交混合电路分为两个，然后通过功率放大器41和42将这两个信号放大，并由正交混合电路92合成，并且合成的信号提供给信号输出端子64。

通过接通功率放大器42，连接SPDT开关65到正交混合电路91的I/O端口P4，如图14B所示，并且控制正交混合电路91和92的开关以禁止功率分配和合成，通过信号输入端子63馈送的频率f₀的高频信号仅提供给功率放大器42并被其放大，并且放大的信号通过正交混合电路92完整的提供给输出端子64。在这种情况下，提供给功率放大器41的功率被停止，并因此避免它的功率消耗。尽管在图14A和14B中使用第二实施例的正交混合电路，也可以使用其他实施例的混合电路。

图15A和15B描述了应用为并行操作放大器的本发明的正交混合电路的另一个范例。在图15A和15B中，不使用图14A和14B中的SPDT开关65，但替代的图27的常规正交混合电路45的端口P2和P3连接到正交混合电路91的端口P1和P4上，并且电阻值Z₀的匹配电阻器51连接在正交混合电路45的端口P4和地之间。如果功率放大器41和42是等效的，3dB正交混合电路用作正交混合电路45、91和92。该正交混合电路45和91可以在位置上交换。

通过接通功率放大器41和42，控制(断开)正交混合电路91的SPST开关以禁止它作为功率分配器操作，并且控制(断开)正交混合电路92的SPST开关以允许混合操作，通过输入端子63馈送的频率f₀的高频信号被正交混合电路45分为两个，允许这两个信号完整地通过正交混合电路91，然后通过功率放大器41和42被放大，之后由正交混合电路92合成并提供给信号输出端子64。

另一方面，通过断开功率放大器41并接通功率放大器42，控制正交混合电路91和92的SPST开关以允许前者执行混合操作并禁止后者作为功率合成器操作，通过输入端子63馈送的频率f₀的高频信号被正交混合电路45分为两个，这两个信号输入给正交混合电路91的端口P1和P4，由于混合操作导致没有信号提供给正交混合电路91的端口P2，代替的是，它们被合成并提供给端口P3。因此，通过输入端子63馈送的频率f₀的高频信号仅提供给功率放大器42，并被它放大，并通过正交混合电路92完整地提供给输出端子64。在这种情况下，切断提供给功率放大器41的功率，并因此避免它的功率消耗。尽管在图15A和15B中使用第二实施例的正交混合电路，也可以使用其他实施例的混合电路。

发明效果

本发明的正交混合电路配置为响应于外部控制，通过第三和第四双端口电路的对称的中间点上的电路元件控制对称平面5的边界条件。因此，通过简单的电路结构，有可能控制正交混合电路，以使其执行混合操作，通过这样，例如，经过I/O端口P1馈送的高频信号在I/O端口P2和P3之间被划分，或者它不执行混合操作，并且例如经I/O端口P1馈入的高频信号仅提供给I/O端口P2。

根据本发明，响应于控制边界条件的外部信号的电路元件可以被具体限定为SPST开关。即，能够接通/断开它的功率分配或合成操作的正交混合电路可实施为简单的结构，其相对于常规混合电路仅仅包括额外的两个SPST开关；因此，本发明的混合电路实际上以与常规混合电路相同的尺寸进行实施。相应地，并行功率放大器配备有功率控制功能，例如，结构上如图14A、14B和图15A、15B描绘的那样简化。与使用常规正交混合电路的图27范例相比，图14和15的并行操作放大器允许减小所需的SPDT开关和从SPSD开关转换过来的SPST开关的数量，并因此实现低损失电路配置。因此，除了通过功率控制减小功率消耗的效果外，本发明实施高频率操作，并且这实际上基于在放大器输出侧的低损失电路配置。

返回来参考图13，根据本发明，有可能实施混合电路，除了具有功率分配和合成操作的有效接通/断开控制的功能外，在功率分配或合成操作的断开期间具有相移控制功能-这允许容易地构造需要两种功能的射频电路。

Claims (13)

1.一种正交混合电路，其中在第一、第二、第三和第四I/O端口都匹配的条件下，根据预定的耦合度将经过所述第一I/O端口馈送的一高频信号划分为两个，并且将所分开的信号以相移90°间隔提供给所述第二和第三I/O端口，所述正交混合电路包括：

电路元件装置，通过该装置响应于一外部控制信号而控制一对称平面的边界条件，以使所述对称平面变成与一磁墙或一电墙等效，其中通过所述对称平面，所述正交混合电路的所述第一和第二I/O端口一侧与所述第四和第三I/O端口一侧相互对称。

2.如权利要求1的正交混合电路，还包括：

第一双端口电路，连接在所述第一和第二I/O端口之间；

第二双端口电路，连接在所述第四和第三I/O端口之间；

第三双端口电路，连接在所述第一和第四I/O端口之间；

第四双端口电路，连接在所述第二和第三I/O端口之间；

其中所述电路元件装置包括第一和第二电路元件，用于控制所述第一和第四I/O端口之间在所述第三双端口电路的中间点的电磁连接或耦合，以及所述第二和第三I/O端口之间在所述第四双端口电路的中间点的电磁连接或耦合。

3.如权利要求2的正交混合电路，其中所述第一和第二电路元件分别是在所述第三和第四双端口电路的对称的中间点与地之间插入的第一和第二单刀单掷开关。

4.如权利要求2的正交混合电路，其中所述第一和第二电路元件分别是在对称的所述中间点将所述第三和第四双端口电路分为两个电路的第一和第二单刀单掷开关，并且分别串行连接在所述第三和第四双端口电路的分开的电路之间。

5.如权利要求2、3或4的正交混合电路，其中通过在所述第一和第二I/O端口之间、以及在所述第四和第三I/O端口之间分别插入的等效的第一和第二传输线，来形成所述第一和第二双端口电路。

6.如权利要求2、3或4的正交混合电路，其中通过在所述第一和第四I/O端口之间、以及在所述第二和第三I/O端口之间分别插入的等效的第一和第二传输线，来形成所述第一和第二双端口电路。

7.如权利要求2、3或4的正交混合电路，其中通过在所述第一和第二I/O端口之间、以及在所述第四和第三I/O端口之间分别插入的等效的第一和第二集总电路，来形成所述第一和第二双端口电路。

8.如权利要求7的正交混合电路，其中所述第一集总电路是第一π电路，该第一π电路由在所述第一和第二I/O端口之间插入的第一电感器与分别在所述第一电感器的一端和另一端与地之间插入的第一和第二电容器组成，并且，所述第二集总电路是第二π电路，该第二π电路由在所述第四和第三I/O端口之间插入的第二电感器与分别在所述第二电感器的一端和另一端与地之间插入的第三和第四电容器组成，所述第一和第二π电路相互等效。

9.如权利要求2、3或4的正交混合电路，其中所述第三和第四双端口电路是由分别在所述第一和第四I/O端口之间、以及所述第二和第三I/O端口之间插入的等效的第一和第二集总电路形成的。

10.如权利要求9的正交混合电路，其中所述第一集总电路是第一π电路，该第一π电路由在所述第一和第四I/O端口之间插入的第一电感器与分别在所述第一电感器的一端和另一端与地之间插入的第一和第二电容器组成，并且，所述第二集总电路是第二π电路，该第二π电路由在所述第二和第三I/O端口之间插入的第二电感器与分别在所述第二电感器的一端和另一端与地之间插入的第三和第四电容器组成，所述第一和第二π电路相互等效。

11.如权利要求9的正交混合电路，其中所述第三双端口电路包括在所述第一和第四I/O端口之间串联插入的两个等效的第一电容器，并且所述第四双端口电路包括两个等效的第二电容器，所述第一和第二电容器相互等效。

12.如权利要求4的正交混合电路，其中所述第三单刀单掷开关的每一个都插入在所述第一和第二单刀单掷开关的每一个开关的一端与地之间。

13.如权利要求12的正交混合电路，其中所述第四单刀单掷开关的每一个都插入在所述第一和第二单刀单掷开关的每一个开关的另一端与地之间。

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