CN1551186A - 用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法。该均衡器包括：非线性变压器，它根据预定的阀值电平变换输入信号；余弦变换滤波器，它将非线性变压器的输出信号的高频谱分量的相位反相；高频提升滤波器，它增大输入信号高频谱分量的幅度；以及加法器，它将余弦变换滤波器的输出信号与高频提升滤波器的输出信号相加。因此，通过降均低衡器输入信号的码间干扰(ISI)并增大其信噪比，均衡器可以增大高密度光盘再现装置中光盘的记录密度，从而增大信息记录量。该均衡器还具有简单的结构。

Description

用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法
本申请要求于2002年12月2日向韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2002-75969号的优先权，其内容整体结合于此作为参考。
技术领域
本发明涉及一种高密度光盘再现装置，更具体地涉及一种用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法，该均衡器及其均衡方法能够增大信噪比(SNR)并能够减少信号的码间干扰(ISI)。
背景技术
受限均衡器(limit Equalizer，LE)可以改善用于高密度光盘再现装置的线性均衡器的输出信号的信噪比(SNR)。图1显示了LE的一个例子，其中，LE的输入端连接到线性均衡器(未示出)的输出端。
图1中，LE的输入信号和输出信号分别用x(t)和y(t)来表示。该LE包括限制器1；四抽头滤波器，它由基本延迟线2、3、4和5，抽头系数6、7、8、和9，以及第一加法器10组成；以及时间补偿电路，它由基本延迟线12和13以及第二加法器11组成。
LE的限制器1切掉输入信号x(t)中高于参考值UT或低于参考值-UT的部分，其中参考值UT和-UT是限制器1的阀值电平。根据下面的等式1来计算LE的输出信号y(t)。
y(t)＝x(t-2T)-ku1(t)+ku2(t)+ku4(t)-ku5(t)
＝x(t-2T)-ku1(t)+ku1(t-T)+ku1(t-3T)-ku1(t-4T)    ……(1)
这里，T是基本延迟线的延迟时间。
LE对于|x(t)|＜uT与|x(t)|＞uT进行不同的操作。
在|x(t)|＜uT的情形中，限制器1的输出信号与其输入信号相同。因此，可以将LE的输出信号y(t)改写为下面的等式2。
y(t)＝-kx(t)+kx(t-T)+x(t-2T)+kx(t-3T)-kx(t-4T)  ……(2)
等式2是有限脉冲响应(FIR)滤波器的描述，该滤波器放大输入信号x(t)的较高频谱分量。考虑到拾取噪声(pick-up noise)(未示出)的频谱密度在较低频率下是大的，这种放大是短长度(short-length)的并增强了信号的高频分量的信噪比(SNR)。
当|x(t)|＞uT(这对于信号的长长度(large-length)分量是正确的)时，滤波器的放大完全被完全的减弱。例如，当u1(t)＝u2(t)＝UT并且u4(t)＝u5(t)＝-UT时，第一加法器10的输出信号等于零，而LE的输出信号等于延迟的输入信号：y(t)＝x(t-2T)。
在这种情况下不会出现任何频率放大。因此，LE没有产生其自己的码间干扰(ISI)，但也没有减少输入信号的ISI。换句话说，LE的输出信号的ISI等于其输入信号的ISI。LE的输出信号的大的ISI在高密度光盘再现装置中引起大量的抖动和大量的误码率(BER)。由于低的ISI允许使用具有较大记录密度的光盘，所以非常希望降低ISI。
然而，LE的缺点在于其输出信号的ISI的高电平。
与该申请有关的文件包括：Shogo Miyanabe，Hiroki Kuribayashi，和KaoruYamamoto的论文“改善信噪比的新均衡器(New Equalizer to improveSignal-to-Noise Ratio)”，Jpn.J.Appl，Phys.Vol.38(1999)pp.1715-1719，以及美国专利第6292450号“自动控制波形均衡器的带宽的方法”。
发明内容
本发明提供了一种用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法，该均衡器及其均衡方法能够减少不希望的码间干扰。
本发明还提供了一种用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法，该均衡器及其均衡方法能够增大信噪比并能够减少信号的码间干扰。
本发明还提供了一种由简单的电路结构来实现的、用于高密度光盘再现装置的均衡器及其均衡方法。
根据本发明的一个方面，提供了一种用于高密度光盘再现装置的均衡器，该均衡器包括：非线性变压器，它根据预定的阀值电平变换输入信号；余弦变换滤波器，它将非线性变压器的输出信号的高频谱分量的相位反相；高频提升滤波器，它增大输入信号高频谱分量的幅度；以及加法器，它将余弦变换滤波器的输出信号与高频提升滤波器的输出信号相加。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于高密度记录介质的再现装置，该装置包括：检测单元，当输入信号的信号分量超过了预定阀值电平时，其检测输入信号的信号分量和预定阀值电平之间的差异分量；幅度增大单元，增大和输出输入信号的高频分量的幅度，并输出输入信号的低频分量而不增加码间干扰；以及幅度控制器，响应于差异分量适当地抑制从所述幅度增大器件输出的高频分量的幅度，并降低输出信号的码间干扰。
根据本发明的又一个方面，提供了一种用于高密度光盘再现装置的均衡方法，该方法包括：根据预定的阀值电平变换和输出输入信号；反相并输出所变换的信号的高频谱分量的相位；增加并输出输入信号的高频谱分量的幅度；以及将所反相的信号与幅度被增大的信号相加。
根据本发明的再一个方面，提供了一种用于高密度光学记录介质的再现装置的均衡方法，该方法包括：当输入信号的信号分量超过预定阀值电平时，检测输入信号的信号分量和预定的阀值电平之间的差异分量；增大输入信号的高频谱分量的幅度，并输出输入信号的低频谱分量而不增加码间干扰；以及通过差异分量适当地抑制增大了的高频谱分量的幅度。
本发明的其它方面和优点一部分将在随后的说明书中所描述，一部分将从所述说明书的描述而显见，或通过本发明的实践可以知道。
附图说明
本发明的这些和/或其他方面和优点将从以下结合附图的最佳实施例的描述中变得明显和更加容易理解，其中：
图1是常规受限均衡器LE的方框图；
图2是根据本发明实施例的、用于高密度光盘再现装置的均衡器的方框图；
图3显示了图2所示的非线性变压器的输入和输出信号的波形；
图4是图2所示的(2，10)RLL编码输入的余弦变换滤波器的电路详图；
图5是图2所示的(2，10)RLL编码输入的高频提升滤波器的电路详图；
图6是图2所示的(1，7)RLL编码输入的余弦变换滤波器的电路详图；
图7是图2所示的(1，7)RLL编码输入的高频提升滤波器的电路详图；
图8是示意性地显示图2所示的余弦变换滤波器的频率响应的曲线图；以及
图9是示意性地显示图2所示的高频提升滤波器的频率响应的曲线图。
具体实施方式
下面将具体说明在附图中示出了其示例的本发明的实施例，其中相同的标号始终表示相同的元件。下面描述各实施例，以便参考附图阐明本发明。
图2是根据本发明一个方面的用于高密度光盘再现装置的均衡器的方框图。该均衡器包括：非线性变压器21，它根据预定的阀值电平变换输入信号；余弦变换滤波器22，它对来自非线性变压器21的输出信号的高频谱分量的相位进行反相；高频提升滤波器23，它增加输入信号的高频谱分量的幅度；以及加法器24，它将余弦变换滤波器22的输出信号与高频提升滤波器23的输出信号相加。
均衡器的输入端(未示出)连接到已知的线性均衡器(未示出)的输出端。将均衡器的输入信号a(t)输入到非线性变压器21。根据下面的等式3来计算非线性变压器21的输出信号b(t)。
Figure A20031012546300101
在此，a(t)和b(t)分别是非线性变压器21的输入和输出信号，而UT和-UT分别是非线性变压器21的阀值电平。
参考图3来描述非线性变压器21的工作。如果输入信号a(t)的幅度较小，例如，如果|a(t)|＜UT，非线性变压器21就完全抑制输入信号a(t)。如果输入信号a(t)的幅度较大，例如，如果|a(t)|＞UT，非线性变压器21就输出输入信号与阀值电平之间的差异作为输出信号b(t)。
将非线性变压器21的输出信号b(t)输入到余弦变压器22。余弦变压器22具备余弦频率响应。
还将输入信号a(t)输入到高频提升滤波器23。高频提升滤波器23的频率响应在接近低频频率是平的并包含高频频率的放大。
图4和图5显示了用于(2，10)游程长度受限(RLL)的编码的余弦变换滤波器22以及用于(2，10)RLL编码的高频提升滤波器23的电路详图。同样，图6和图7显示了用于(1，7)RLL编码的余弦变换滤波器22以及用于(1，7)RLL编码的高频提升滤波器23的电路详图。然而，应理解为，本发明不局限于这些实施例，并且本领域的技术人员可以不改变均衡器的方框图而可以对其进行各种改变和修改。
参考图4，用于(2，10)RLL编码的余弦变换滤波器22包括：基本延迟线41至44、加法器45、以及乘法器46。乘法器46将加法器45的输出信号乘以常系数m。因此，可以根据下面的等式4来计算用于(2，10)RLL编码的余弦变换滤波器22的输出信号c(t)。
c(t)＝m(b(t)+b(t-4T))                        ……(4)
在此，T是基本延迟线41至44的延迟时间。
余弦变换滤波器22可以是如下面的等式5所示的具备频率响应函数K1(f)的对称FIR滤波器。
K1(f)＝2mEcos(2πfE2T)                      ……(5)
图8图示了由等式5表达的频率响应函数K1(f)。
参考图5，用于(2，10)RLL代码的高频提升滤波器23包括：基本延迟线51至54、反相器55至56、以及加法器57。根据下面的等式6来计算用于(2，10)RLL代码的高频提升滤波器23的输出信号d(t)。
d(t)＝-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)+a(t-3T)-a(t-4T)    ……(6)
等式6描述了具备如等式7所示的频率响应函数K2(f)的对称FIR滤波器。
K2(f)＝1+2cos(2πfT)-2cos(4πfT)            ……(7)
图9图示了由等式7表达的频率响应函数K2(f)。
参考图6，用于(1，7)RLL编码的余弦变换滤波器22包括：基本延迟线61至63、加法器64、以及乘法器65。乘法器65将加法器64的输出信号乘以常系数m。因此，可以根据下面的等式8来计算余弦变换滤波器22的输出信号c(t)。
c(t)＝m(b(t)+b(t-3T))                         ……(8)
在此，T是基本延迟线61至63的延迟时间。
用于(1，7)RLL编码的余弦变换滤波器22可以是具备预定频率响应的对称FIR滤波器。
参考图7，用于(1，7)RLL编码的高频提升滤波器23包括：基本延迟线71至73、反相器74至75、以及加法器76。可以根据下面的等式9来计算用于(1，7)RLL编码的高频提升滤波器23的输出信号d(t)。
d(t)＝-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)-a(t-3T)    ……(9)
等式9是对具备预定频率响应的对称FIR滤波器的描述。
同时，图2所示的高频提升滤波器23被用来提高信号的信噪比。高频提升滤波器23增加信号的短长度小幅度分量的幅度。然而，众所周知，当存在大幅度信号分量时这，种增加就增大ISI。因此，使用非线性变压器21和余弦滤波器22，以降低ISI。
ISI的降低原理如下所述。
首先，让我们考虑输入信号的给定部分仅包含最小幅度最短长度的信号分量的(图3的A段)情况。非线性变压器21的阀值电平UT应该等于这些分量的幅度。在这种情况下，非线性变压器21具有零输出信号。从而，均衡器的总频率响应与高频提升滤波器的频率响应一致(图9)。这种频率响应保证SNR的提高。同时，由于假定信号的给定部分仅由最短长度的信号分量组成(它们在高密度光盘再现装置中具有相等的持续时间)，所以较高频率的放大不会引起ISI。
现在让我们假定均衡器的输入信号是具有大的长度并由此具有大幅度的信号(图3的B段)。这样的输入信号的幅度超过非线性变压器21的阀值电平UT并且相应的信号还表现为非线性变压器14的输出信号。该输出信号就被输入到余弦变换滤波器22。如图8所示，余弦变换滤波器22将位于信号频谱较高部分的非线性变压器21的输出信号的频谱分量的相位反相。因此，从高频提升滤波器23的输出信号的相应的频谱分量中减去该反相了的频谱分量。从而，均衡器的总频率放大就变得较小，如图9所示。所属放大的减小值与非线性变压器21的输出信号的幅度成比例。由于幅度的较大的差异可以造成更大的ISI并且反之亦然，所以这是有益的。
因此，可以通过适当抑制信号的高频谱分量的放大，来确保用于高密度光盘再现装置的均衡器中ISI的降低。该降低值取决于余弦变换滤波器的常系数m(如图4或图5所示)。选择尽可能大的系数值。实际上，系数值的增大使均衡器的性能从ISI欠补偿移动到ISI过补偿。可以通过调节均衡器的输出信号的最小抖动来确定系数m的最佳值。从而，通过优化选择余弦变换滤波器的常系数m，可以确保均衡器的输出信号的ISI为较小值，而该较小的ISI可以确保均衡器较小的输出抖动。
如上所述，通过降低均衡器的输出信号的码间干扰并增强其信噪比，根据本发明的用于高密度光盘再现装置的均衡器可以提高高密度光盘再现装置中光盘的记录密度，并由此增加信息记录数量。根据本发明的均衡器还具有简单的结构。
虽然已经示出和描述了本发明的一些实施例，但本领域的技术人员应当明白，可以在不背离随后的权利要求及其等价物所限定的本发明的精神和范围的前提下，对本发明的这一实施例做出改变。

Claims (34)

1.一种用于高密度光盘再现装置的均衡器，包括：
非线性变压器，根据预定的阀值电平变换输入信号；
余弦变换滤波器，将非线性变压器的输出信号的高频谱分量的相位反相；
高频提升滤波器，增大输入信号高频谱分量的幅度；以及
加法器，将余弦变换滤波器的输出信号与高频提升滤波器的输出信号相加。
2.如权利要求1所述的均衡器，其中若输入信号的幅度超过阀值电平，非线性变压器就输出输入信号和阀值电平之间的差异，而若输入信号的幅度小于阀值电平，就抑制该输入信号，其中，根据下面的等式来计算非线性变压器的输入信号b(t)：
Figure A2003101254630002C1
其中，a(t)是非线性变压器的输入信号而UT和-UT是非线性变压器的阀值电平。
3.如权利要求1所述的均衡器，其中用于(2，10)RLL编码输入的余弦变换滤波器包括：
四个基本延迟线，它们互相串联并延迟非线性变压器的输出信号；
一个加法器，将基本延迟线的末级输出信号与输入信号相加；以及
一个乘法器，将加法器的输出信号乘以常系数m；并且
按照下面的等式来计算余弦变换滤波器的输出信号c(t)：
c(t)＝m(b(t)+b(t-4T))，
其中，b(t)是非线性变压器的输出信号而T是基本延迟线的延迟时间。
4.如权利要求3所述的均衡器，其中，通过适当抑制输入信号的高频谱分量的放大来控制均衡器的输出信号的码间干扰(ISI)。
5.如权利要求4所述的均衡器，其中，ISI的值取决于余弦变换滤波器的常系数m。
6.如权利要求5所述的均衡器，其中，选择尽可能大的余弦变换滤波器的常系数m。
7.如权利要求5所述的均衡器，其中，通过选择常系数m来控制均衡器的输出信号的较小的ISI，并且ISI越小均衡器的输出抖动就越小。
8.如权利要求1所述的均衡器，其中用于(1，7)RLL编码输入的余弦变换滤波器包括：
三个基本延迟线，它们互相连接并延迟非线性变压器的输出信号；
一个加法器，它将基本延迟线的末级输出信号与输入信号相加；
一个乘法器，它将加法器的输出信号乘以常系数m，以及
可以根据下面的等式来计算余弦变换滤波器的输出信号c(t)：
c(t)＝m(b(t)+b(t-3T))
其中，b(t)是非线性变压器的输出信号而T是基本延迟线的延迟时间。
9.如权利要求8所述的均衡器，其中，通过适当的抑制输入信号高频谱分量的放大，来控制均衡器的输出信号的码间干扰(ISI)。
10.如权利要求9所述的均衡器，其中，ISI值取决于余弦变换滤波器的常系数m。
11.如权利要求9所述的均衡器，其中，选择尽可能大的余弦变换滤波器的常系数m。
12.如权利要求9所述的均衡器，其中，通过选择常系数m来控制均衡器的输出信号的较小的ISI，而ISI越小均衡器的输出抖动就越小。
13.如权利要求1所述的均衡器，其中用于(2，10)RLL代码输入的高频提升滤波器包括：
四个基本延迟线，它们互相串联并延迟输入信号；
反相器，将所述输入信号和基本延迟线的末级输出信号反相；以及
一个加法器，将反相器的输出信号与基本延迟线的各个输出信号相加；并且
根据下面的等式来计算高频提升滤波器的输出信号d(t)：
d(t)＝-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)+a(t-3T)-a(t-4T)
其中，a(t)是高频提升滤波器的输入信号而T是基本延迟线的延迟时间。
14.如权利要求1所述的均衡器，其中，用于(1，7)RLL编码输入的高频提升滤波器包括：
三个基本延迟线，它们相互串联并延迟输入信号；
反相器，将所述输入信号和基本延迟线的末级输出信号反相；以及
一个加法器，将反相器的输入信号与基本延迟线的各个输出信号相加，并且
根据下面的等式来计算高频提升滤波器的输出信号d(t)：
d(t)＝-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)-a(t-3T)，
其中，a(t)是高频提升滤波器的输入信号而T是基本延迟线的延迟时间。
15.一种用于高密度光学记录介质的再现装置，包括：
检测器件，当输入信号的信号分量超过了预定阀值电平时，其检测输入信号的信号分量和预定阀值电平之间的差异分量；
幅度增大器件，增大和输出输入信号的高频分量的幅度，并输出输入信号的低频分量而不增加码间干扰；以及
幅度控制器件，响应于差异分量适当地抑制从所述幅度增大器件输出的高频分量的幅度，并降低输出信号的码间干扰。
16.如权利要求15所述的再现装置，其中若输入信号的幅度超过阀值电平，检测器件就输出输入信号与阀值电平之间的差异，而若输入信号的幅度小于阀值电平该检测器件就抑制输入信号。
17.如权利要求15所述的再现装置，其中所述幅度控制器件抑制高频分量的幅度以便输出信号具有最小的抖动。
18.一种用于高密度光盘再现装置的均衡方法，包括：
根据预定的阀值电平变换和输出输入信号；
反相并输出所变换的信号的高频谱分量的相位；
增加并输出输入信号的高频谱分量的幅度；以及
将所反相的信号与幅度被增大的信号相加。
19.如权利要求18所述的均衡方法，其中所述按照预定的阀值电平来变换和输出输入信号的步骤包括：若输入信号的幅度超过阀值电平则输出输入信号和阀值电平之间的差异，而若输入信号的幅度小于阀值电平则完全抑制输入信号，其中按照下面的等式来完成所述根据预定的阀值电平变换和输出输入信号的步骤：
Figure A2003101254630004C1
其中，a(t)和b(t)分别是输入信号和所变换的信号，而UT和-UT分别是阀值电平。
20.如权利要求18所述的均衡方法，其中所述反相和输出用于(2，10)RLL编码输入的所变换信号的高频谱分量的相位的步骤包括：
将所变换的信号延迟4T并输出，其中T是基本延迟周期；
将所延迟的信号与输入相加并输出；以及
将所相加的信号乘以常系数m并输出，按照下面的等式来计算所相乘的信号c(t)：
c(t)＝m(b(t)+b(t-4T))。
21.如权利要求20所述的均衡方法，其中通过适当抑制输入信号的高频频谱分量的放大，控制由该均衡方法输出的输出信号的码间干扰(ISI)。
22.如权利要求21所述的均衡方法，其中ISI值取决于余弦变换滤波器的常系数m。
23.如权利要求21所述的均衡方法，其中通过选择常系数m来控制输出信号较小的ISI，而越小的ISI可以确保越小的均衡器的输出抖动。
24.如权利要求21所述的均衡方法，其中选择常系数m，以便输出信号具有最小抖动。
25.如权利要求18所述的均衡方法，其中所述反相和输出用于(1，7)RLL编码输入的所变换的信号的高频谱分量的相位的步骤包括：
将所变换的信号延迟3T并输出，其中T是基本延迟周期；
将所延迟的信号与输入相加并输出；以及
将所相加的信号乘以常系数m并输出，按照下面的等式来计算所相乘的信号c(t)：
c(t)＝(b(t)+b(t-3T))。
26.如权利要求25所述的均衡方法，其中通过适当地抑制输入信号的高频谱分量的放大，来确保由该均衡方法输出的输出信号的码间干扰(ISI)。
27.如权利要求26所述的均衡方法，其中ISI值取决于常系数m。
28.如权利要求26所述的均衡方法，其中通过优选常系数m来确保输出信号的较小ISI，而越小的ISI可以确保越小的输出抖动。
29.如权利要求26所述的均衡方法，其中选择尽可能大的常系数m以便输出信号具有最小抖动。
30.如权利要求18所述的均衡方法，其中增大并输出用于(2，10)RLL编码输入的输入信号的高频谱分量的幅度的步骤包括：
用基本延迟时间(T)单元来延迟输入信号，并输出延迟了1T的信号、延迟了2T的信号、延迟了3T的信号、和延迟了4T的信号；
反相输入信号和延迟了4T信号，并输出第一和第二反相的信号；以及
将第一和第二反相的信号与延迟了1T、2T和3T的信号相加，并输出所相加的信号，和
根据下面的等式来计算所相加的信号d(t)：
d(t)＝-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)+a(t-3T)-a(t-4T)。
31.如权利要求18所述的均衡方法，其中所述增大并输出用于(1，7)RLL编码输入的输入信号的高频谱分量的幅度的步骤包括：
用基本延迟时间T来延迟输入信号，并输出延迟了1T的信号、延迟了2T的信号、延迟了3T的信号；
反相输入信号和延迟了3T的信号，并输出第一和第二反相的信号；以及
将第一和第二反相的信号与延迟了1T和2T的信号相加，并输出所相加的信号，和
根据下面的等式来计算所相加的信号d(t)：
d(t)＝-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)-a(t-3T)。
32.一种用于高密度光学记录介质的再现装置的均衡方法，该方法包括：
当输入信号的信号分量超过预定阀值电平时，检测输入信号的信号分量和预定的阀值电平之间的差异分量；
增大输入信号的高频谱分量的幅度，并输出输入信号的低频谱分量而不增加码间干扰；以及
通过差异分量适当地抑制增大了的高频谱分量的幅度。
33.如权利要求32所述的均衡方法，其中，所述当输入信号的信号分量超过预定的阀值电平时检测输入信号的信号分量和预定的阀值电平之间的差异分量的步骤进行以下操作：如果输入信号的幅度超过阀值电平就输出输入信号的幅度和阀值电平之间的差异分量，而如果输入信号的幅度小于阀值电平就抑制该输入信号。
34.如权利要求32所述的均衡方法，其中，通过差异分量抑制增大了的高频谱分量的幅度的步骤抑制高频分量的最大幅度，使得输出信号具有最小抖动。
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