JP2004310991A

JP2004310991A - 高密度光ディスク再生装置のための等化器及びその等化方法

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Publication number: JP2004310991A
Application number: JP2003402040A
Authority: JP
Inventors: Chekcheyev Sergey; セルゲイチェクチェイェフ; Kenshu Boku; 賢洙朴; Chang-Jin Yang; 蒼鎮楊; Wook-Yeon Hwang; 郁淵黄
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2002-12-02
Filing date: 2003-12-01
Publication date: 2004-11-04
Anticipated expiration: 2023-12-01
Also published as: EP1426956B1; TWI256623B; CN100489989C; US20040170103A1; KR20040048181A; US7330408B2; CN1551186A; KR100911142B1; EP1426956A2; EP1426956A3; JP3778558B2; TW200414161A

Abstract

【課題】高密度光ディスク再生装置のための等化器及びその等化方法を提供する。
【解決手段】入力信号を所定のスレショルドレベルによって変換する非線形変換器、非線形変換器の出力信号の高周波数スペクトル成分の位相をインバートさせるコサイン変換フィルター、入力信号の高周波数スペクトル成分の振幅を拡大させるハイブーストフィルター及びコサイン変換フィルターの出力信号とハイブーストフィルターの出力信号とを加算する加算器とを含む等化器である。本発明による等化器は、その構造が簡単で、出力信号の信号間干渉を減少させて信号対雑音比を上昇させることによって、高密度光ディスク再生装置で光ディスクの記録密度を高め、それによって記録された情報の量を増加させる。
【選択図】図２

Description

本発明は高密度光ディスク再生装置のための等化器及びその等化方法に係り、特に信号対雑音比を上昇させて信号のシンボル間干渉を減らす高密度光ディスク再生装置のための等化器及びその等化方法に関する。

公知のリミット等化器(limit equalizer:以下LEと略称)は高密度光ディスク再生装置の公知の線形等化器の出力信号の信号対雑音比を向上させうる。図1はLEのブロック図であって、LEの入力は公知の線形等化器(図示せず)の出力に連結されている。

図1を参照すれば、LEの入力はx(t)と、LEの出力はy(t)と表されている。LEは、リミッター1と、基本遅延ライン2、3、4、5で構成された4タップフィルター、タップ係数6、7、8、9、第1加算器10と、基本遅延ライン12、13及び第2加算器11よりなる時間補償回路で構成されている。

LEのリミッター1ではU_T上にまたは-U_T下に置かれている入力信号x(t)の一部をカットアウトするが、U_T(-U_T)はリミッター1のスレショルドレベルである。LEの出力信号y(t)は次の式（1）の通りである。

y(t)＝x(t-2T)-ku₁(t)+ku₂(t)+ku₄(t)-ku₅(t)
＝x(t-2T)-ku₁(t)+ku₁(t-T)+ku₁(t-3T)-ku₁(t-4T) （１）
ここで、Tは基本遅延ラインの遅延時間である。

LEは、|x(t)|<u_Tである時と|x(t)|>u_Tである時と相異なって動作する。

すなわち、|x(t)|<u_Tである時はリミッター1の出力信号はその入力信号と同一である：u₁(t)=x(t)。したがって、LE出力信号のための表現は次の式（２）のように再び表現しうる。

y(t)=-kx(t)+kx(t-T)+x(t-2T)+kx(t-3T)-kx(t-4T) （２）
前記式（２）は入力信号x(t)の高い周波数スペクトル成分をブーストするFIR(Finite Impulse Response)フィルターを記述している。ピックアップ(図示せず)によるノイズのスペクトル密度が低い周波数で大きいということを考慮すれば、このようなブーストは信号のショートレングスであり、高周波数成分のための信号対雑音比を高めることを許す。

|x(t)|>u_T(信号のラージレングス成分のためのもの)である時、フィルターのブーストを顕著にまたは完全に減少させる。例えば、u₁(t)=u₂(t)=U_Tとu₄(t)=u₅(t)=-U_Tである時、第1加算器10の出力信号は“０”と同一であり、LEの出力信号は遅延された入力信号と同一である:y(t)=x(t-2T)。

この場合にはいかなる周波数ブーストも行っていない。したがって、LEはそれ自体のシンボル間干渉(inter-smbol interference:ISI)は生成しないが、入力信号のISIは減らさない。言い換えれば、LEの出力信号のISIはその入力信号のISIと同一である。LEの出力信号の大きなISIはその信号の相当なジッタと高密度光ディスク再生装置の相当なビットエラーレート(BER)とを生成する問題点がある。ISIの減少は高い記録密度を有する光ディスクを使用する再生装置では非常に要求される。しかし、LEの短所はその出力信号のISIがハイレバルに置かれるということである。

参考までに、特許文献１及び非特許文献１がある。
米国特許第6，292，450号公報（“Method of Automatically controlling bandwidth of waveform equalizer”） Shogo Miyanabe，Hiroki Kuribayashi and Kaoru Yamamoto，"New Equalizer to Improve Signal-to Noise Ratio"，Jpn.J.Appl，Phys.Vol.38(1999)pp.1715-1719

前記問題点を解決するために本発明の目的は、所望しないシンボル間干渉を減らせる高密度光ディスク再生装置のための等化器とその等化方法とを提供するところにある。

本発明の他の目的は、信号対雑音比を上昇させ、信号のシンボル間干渉を減らす高密度光ディスク再生装置のための等化器及びその等化方法を提供するところにある。

本発明のさらに他の目的は、簡単な回路で具現される高密度光ディスク再生装置のための等化器及びその等化方法を提供するところにある。

本発明によって前記目的は、高密度光ディスク再生装置のための等化器において、入力信号を所定のスレショルドレベルによって変換する非線形変換器と、前記非線形変換器の出力信号の高周波数スペクトル成分の位相をインバートさせるコサイン変換フィルターと、前記入力信号の高周波数スペクトル成分の振幅を拡大させるハイブーストフィルターと、前記コサイン変換フィルターの出力信号と前記ハイブーストフィルターの出力信号とを加算する加算器と、を含む等化器によって達成される。

また、前記目的は、高密度光記録媒体の再生装置において、入力信号が所定のスレショルドレベルを超える信号成分に対して前記入力信号と前記スレショルドレベルの差成分だけを検出する検出手段と、前記入力信号の高周波数成分の振幅を拡大させ、低い周波数成分はそのまま出力する振幅強化手段と、前記振幅強化手段から出力される高周波数成分の振幅を前記差成分に応答して適応的に抑制して出力信号のシンボル間干渉を減少させる振幅制御手段とを含む等化器により達成される。

本発明の他の分野によれば、上記の目的は、高密度光ディスク再生装置のための等化方法において、(a)入力信号を所定のスレショルドレベルによって変換し、変換された信号を出力する段階と、(b)前記変換された信号の高周波数スペクトル成分の位相をインバートさせてインバートされた信号を出力する段階と、(c)前記入力信号の高周波数スペクトル成分の振幅を拡大させ、増加された信号を出力する段階と、(d)前記インバートされた信号と前記増加された信号とを加算する段階とを含む等化方法によって達成される。

また、前記目的は、高密度光記録媒体の再生装置のための等化方法において、(a)入力信号が所定のスレショルドレベルを超える信号成分に対して前記入力信号と前記スレショルドレベルの差成分だけを検出する段階と、(b)前記入力信号の高周波数成分の振幅を拡大させ、低周波数成分は前記シンボル間干渉を増加させずにそのまま出力する段階と、(c)前記(b)段階で振幅が増加された高周波数スペクトル成分の振幅を前記差成分だけ適応的に抑制する段階とを含む等化方法により達成される。

本発明は等化器の出力信号の信号間干渉を減少させ、信号対雑音比を上昇させることによって高密度光ディスク再生装置で光ディスクの記録密度を高め、それによって記録された情報の量を増加させる。また、本発明の等化器の構造が単純である。

以下、添付された図面を参照して本発明の望ましい実施例を説明する。

図2は、本発明の望ましい実施例に係る高密度光ディスク再生装置のための等化器のブロック図であって、等化器は入力信号を所定のスレショルドレベルによって変換する非線形変換器21、非線形変換器21の出力信号の高周波数スペクトル成分の位相をインバートさせるコサイン変換フィルター22、入力信号の高周波数スペクトル成分の振幅を拡大させるハイブーストフィルター23、コサイン変換フィルター22とハイブーストフィルター23の出力信号を加算する加算器24よりなっている。

図2を参照すれば、等化器の入力は公知の線形等化器の出力に連結されている（図示せず）。等化器の入力信号a(t)は非線形変換器21の入力として提供される。非線形変換器21の動作は次の式（３）によって動作する。

ここで、a(t)及びb(t)は各々非線形変換器21の入出力信号であり、U_T(-U_T）は非線形変換器21のスレショルドレベルである。

非線形変換器21の動作は、図3に図式化されている。入力信号a(t)の振幅が小さい時、例えばa(t)|< U_Tであれば、非線形変換器21は入力信号a(t)を完全に抑制する。入力信号a(t)が大きい時、例えばa(t)|> U_Tであれば非線形変換器21はその出力として入力信号とスレショルドレベル間の差をパスする。

非線形変換器21の出力信号b(t）はコサイン変換フィルター22に入力される。コサイン変換フィルター22はコシヌソイダル(cosinusoidal)周波数応答を有する。

また、入力信号a(t)はハイブーストフィルター23の入力として提供される。ハイブーストフィルター23の周波数応答は低周波数では平らであり、高周波数ではブーストを含む。

図4及び図5は、(2，10)RLL(Run Length Limited)コードのためのコサイン変換フィルター22とハイブーストフィルター23の詳細回路図であり、図6及び図7は(1，7)RLLコードのためのコサイン変換フィルター22とハイブーストフィルター23との詳細回路図である。本発明は具体的な実施例に限定されず、本発明の範囲から外れない限度内で、すなわち、等化器のブロック図の変化無しに色々な変換または変形が可能なのはもちろんである。

図4を参照すれば、(2，10)RLLコードのためのコサイン変換フィルター22は基本遅延ライン41ないし44、加算器45及び乗算器46よりなっている。乗算器46は加算器45の出力信号と定数係数mとを乗算する。したがって、(2，10)RLLコードのためのコサイン変換フィルター22の出力信号c(t)は次の式（４）のように表現されうる。

c(t)=m(b(t)+b(t-4T)) （４）
ここで、Tは基本遅延ライン41ないし44の遅延時間である。

コサイン変換フィルター22は次の式（５）のような周波数応答関数K₁(f)を有する対称するFIRフィルターとして考慮されうる。

前記式（５）に表現された周波数応答関数K₁(f)を図式化すれば図8のようである。

図5を参照すれば、(2，10)RLLコードのためのハイブーストフィルター23は基本遅延ライン51ないし54、インバータ55、56及び加算器57よりなっている。(2，10)RLLコードのためのハイブーストフィルター23の出力信号d(t)は次の式（６）のように表現されうる。

d(t)=-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)+a(t-3T)-a(t-4T) （６）
前記式（６）は次の式（７）に表現されたように周波数応答関数K₂(f)を有する対称的なFIRフィルターを記述している。

前記式（７）に表現された周波数応答関数K₂(f)を図式化すれば図9のようである。

図6を参照すれば、(1，7)RLLコードのためのコサイン変換フィルター22は基本遅延ライン61ないし63、加算器64及び乗算器65よりなっている。乗算器65は加算器64の出力信号と定数係数mとを乗算する。したがって、コサイン変換フィルター22の出力信号c(t)は次の式（８）のように表現されうる。

c(t)=m(b(t)+b(t-3T)) （８）
ここで、Tは基本遅延ライン61ないし63の遅延時間である。

(1，7)RLLコードのためのコサイン変換フィルター22も周波数応答を有する対称的なFIRフィルターとして考慮されうる。

図7を参照すれば、(1，7)RLLコードのためのハイブーストフィルター23は基本遅延ライン71ないし73、インバータ74、75と加算器76とよりなっている。(1，7)RLLコードのためのハイブーストフィルター23の出力信号d(t)は次の式（９）のように表現しうる。

d(t)=-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)-a(t-3T) （９）
前記式（９）は周波数応答を有する対称的なFIRフィルターを記述している。

一方、図2に示されたハイブーストフィルター23は信号の信号対雑音比を上昇させるために使われる。このハイブーストフィルター23はショートレングスと小さな振幅との信号成分の振幅を拡大させる。しかし、大きな振幅の信号成分が存在する時、このようなブーストはISIも増加させるということは周知のことである。したがって、非線形変換器21及びコサイン変換フィルター22はISIを減少させるために使われる。

ISIを減少させる原理は次の通りである。

まず、入力信号の与えられた部分が最小の振幅と最短の信号成分(図3のA部分)だけを含むと仮定する。非線形変換器21のスレショルドレベルU_Tはこのような成分の振幅と同一になるべきである。この場合、非線形変換器21はゼロ出力信号を有する。したがって、等化器の全体周波数応答はハイブーストフィルター23の周波数応答(図9)と一致する。このような周波数応答はSNRの向上を保証する。同時に信号の与えられた部分が最短の信号成分(これらは高密度光ディスク再生装置で同じ期間を有する)だけでなされたと仮定したために高周波数のブーストはISIを引き起こさない。

次いで、等化器の入力にラージレングスで大きな振幅を有する信号成分(図3のB)が現れると仮定しよう。このような信号の振幅はこの非線形変換器21のスレショルドレベルU_Tを超え、該当信号は非線形変換器21の出力にも現れる。その信号はコサイン変換フィルター22に入力される。コサイン変換フィルター22は図8に示されたように信号スペクトルの高い部分に位置している非線形変換器21の出力信号のスペクトル成分の位相をインバートさせる。したがって、インバートされたスペクトル成分は該当するハイブーストフィルター23の出力信号のスペクトル成分から減算される。その結果、等化器の全体周波数ブーストは図9に示されたように小さくなる。減少するブースト値は非線形変換器21の出力信号の振幅に比例する。これを肯定的に認めなければならないのは、振幅の大きな差は逆に大きなISIを引き起こすからである。

したがって、高密度光ディスク再生装置のための等化器でISIの減少は信号の高周波数スペクトル成分のブーストの適応的な抑制により保証される。その減少値は、図4または図6に示されたコサイン変換フィルター内の定数係数mに依存する。その係数値はできるだけ大きく選択される。実際にその係数値の上昇はISIの不足補償からISIの過補償まで等化器の性能を変化させる。係数mの最適値は実際には等化器の出力信号で最小ジッタの調整により決定されうる。したがって、コサイン変換フィルター内の定数係数mの最適の選択により等化器の出力信号のISIの小さな値を保証でき、小さなISIは等化器の小さな出力ジッタを有させる。

以上、本発明の詳細な説明では具体的な実施例について説明したが、本発明の範ちゅうから外れない範囲内で多様に変形可能なのはもちろんである。したがって、本発明の範囲は前記実施例に限定されず、特許請求の範囲だけでなく、それと均等なもの等によって決まるべきである。

本発明は信号対雑音比を増加させ、信号のシンボル間干渉を減らす高密度光ディスク再生装置のための等化器及び等化方法に適用されうる。

既存のLEのブロック図である。本発明の望ましい実施例に係る高密度光ディスク再生装置のための等化器のブロック図である。図2に示された非線形変換器の入出力信号の図式化した図である。図2に示された(2，10)RLLコードのためのコサイン変換フィルターの詳細回路図である。図2に示された(2，10)RLLコードのためのハイブーストフィルターの詳細回路図である。図2に示された(1，7)RLLコードのためのコサイン変換フィルターの詳細回路図である。図2に示された(1，7)RLLコードのためのハイブーストフィルターの詳細回路図である。図2に示されたコサイン変換フィルターの周波数応答を図式化した図である。図2に示されたハイブーストフィルターの周波数応答を図式化した図である。

符号の説明

２１非線形変換器
２２コサイン変換フィルター
２３ハイブーストフィルター
２４加算器

Claims

高密度光ディスク再生装置のための等化器において、
入力信号を所定のスレショルドレベルによって変換する非線形変換器と、
前記非線形変換器の出力信号の高周波数スペクトル成分の位相をインバートさせるコサイン変換フィルターと、
前記入力信号の高周波数スペクトル成分の振幅を拡大させるハイブーストフィルターと、
前記コサイン変換フィルターの出力信号と前記ハイブーストフィルターの出力信号とを加算する加算器とを含む等化器。
前記非線形変換器は前記入力信号が前記スレショルドレベルを超えればそれらの差だけをパスし、前記入力信号が前記スレショルドレベル範囲以内であれば前記入力信号を完全に抑制することを特徴とし、前記非線形変換器の出力信号b(t)は、

で表され、ここで、a(t)は非線形変換器の入力信号であり、U_T(-U_T)は非線形変換器のスレショルドレベルであることを特徴とする請求項１に記載の等化器。
(2，10)RLLコードのための前記コサイン変換フィルターは、
直列に連結され、前記非線形変換器の出力信号を遅延させる4つの基本遅延ラインと、
前記基本遅延ラインの最終出力信号と前記入力信号とを加算する加算器と、
前記加算器の出力信号と定数係数mとを乗算する乗算器とを含み、
前記コサイン変換フィルターの出力信号c(t)は、
c(t)=m(b(t)+b(t-4T))
で表され、ここで、b(t)は非線形変換器の出力信号であり、Tは基本遅延ラインの遅延時間であることを特徴とする請求項１に記載の等化器。
等化器の出力信号のシンボル間干渉は前記入力信号の高周波数スペクトル成分のブーストの適応的な抑制により制御されることを特徴とする請求項３に記載の等化器。
前記シンボル間干渉値は前記コサイン変換フィルターの定数係数mに依存することを特徴とする請求項４に記載の等化器。
前記コサイン変換フィルターの定数係数mはできるだけ大きな値に選択されることを特徴とする請求項５に記載の等化器。
前記等化器出力信号の小さなシンボル間干渉は前記定数係数mを選択することによって制御され、前記シンボル間干渉が小さいほど前記等化器の出力ジッタはさらに小さいことを特徴とする請求項５に記載の等化器。
(1，7)RLLコードのための前記コサイン変換フィルターは、
直列に連結され、前記非線形変換器の出力信号を遅延させる3本の基本遅延ラインと、
前記基本遅延ラインの最終出力信号と前記入力信号とを加算する加算器と、
前記加算器の出力信号と定数係数mとを乗算する乗算器とを含み、
前記コサイン変換フィルターの出力信号c(t)は、
c(t)=m(b(t)+b(t-3T))
で表され、ここで、b(t)は非線形変換器の出力信号であり、Tは基本遅延ラインの遅延時間であることを特徴とする請求項１に記載の等化器。
等化器の出力信号のシンボル間干渉は前記入力信号の高周波数スペクトル成分のブーストの適応的な抑制により制御されることを特徴とする請求項８に記載の等化器。
前記シンボル間干渉値は前記コサイン変換フィルターの定数係数mに依存することを特徴とする請求項９に記載の等化器。
前記コサイン変換フィルターの定数係数mはできるだけ大きな値に選択されることを特徴とする請求項９に記載の等化器。
前記等化器出力信号の小さなシンボル間干渉は前記定数係数mを選択することによって制御され、前記シンボル間干渉が小さいほど前記等化器の出力ジッタはさらに小さいことを特徴とする請求項９に記載の等化器。
(2，10)RLLコードのための前記ハイブーストフィルターは、
直列に連結され、前記入力信号を遅延させる4本の基本遅延ラインと、
前記入力信号と前記基本遅延ラインの最終出力信号とをインバートするインバータと、
前記インバータの出力信号と前記基本遅延ラインの各出力信号とを加算する加算器とを含み、
前記ハイブーストフィルターの出力信号d(t)は、
d(t)=-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)+a(t-3T)-a(t-4T)
で表され、ここで、a(t)はハイブーストフィルターの入力信号であり、Tは基本遅延ラインの遅延時間であることを特徴とする請求項１に記載の等化器。
(1，7)RLLコードのための前記ハイブーストフィルターは、
直列に連結され、前記入力信号を遅延させる3本の基本遅延ラインと、
前記入力信号と前記基本遅延ラインの最終出力信号とをインバートするインバータと、
前記インバータの出力信号と前記基本遅延ラインの各出力信号とを加算する加算器とを含み、
前記ハイブーストフィルターの出力信号d(t)は、
d(t)=-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)-a(t-3T)
で表され、ここで、a(t)はハイブーストフィルターの入力信号であり、Tは基本遅延ラインの遅延時間であることを特徴とする請求項１に記載の等化器。
高密度光記録媒体のための再生装置において、
入力信号の信号成分が所定のスレショルドレベルを超える時、前記入力信号の信号成分と前記スレショルドレベルとの差成分を検出する検出手段と、
前記入力信号の高周波数成分の振幅を拡大させて出力し、低い周波数成分は前記シンボル間干渉を増加させずにそのまま出力する振幅強化手段と、
前記振幅強化手段から出力される高周波数成分の振幅を前記差成分に応答して適応的に抑制し、前記出力信号のシンボル間干渉を減少させる振幅制御手段とを含む再生装置。
前記検出手段は前記入力信号が前記スレショルドレベルを超えれば、前記入力信号及び前記スレショルドレベルの差だけ出力し、前記入力信号が前記スレショルドレベル範囲以内であれば、前記入力信号を抑制することを特徴とする請求項１５に記載の等化器。
前記振幅制御手段は、前記高周波数成分の振幅を前記出力信号が最小ジッタを有するように抑制することを特徴とする請求項１５に記載の等化器。
高密度光ディスク再生装置のための等化方法において、
(a)入力信号を所定のスレショルドレベルによって変換し、変換された信号を出力する段階と、
(b)前記変換された信号の高周波数スペクトル成分の位相をインバートさせてインバートされた信号を出力する段階と、
(c)前記入力信号の高周波数スペクトル成分の振幅を拡大させ、増加された信号を出力する段階と、
(d)前記インバートされた信号と前記増加された信号とを加算する段階とを含む等化方法。
前記(a)段階は、
前記入力信号が前記スレショルドレベルを超えれば前記入力信号と前記臨界値の差値を出力する段階と、
前記入力信号が前記スレショルドレベル範囲以内であれば前記入力信号を完全に抑制する段階とを含み、
ここで前記(a)段階は次の式を用いて行われ、

ここで、a(t)及びb(t)は各々入力信号と変換された信号であり、U_T(-U_T)はスレショルドレベルであることを特徴とする請求項１８に記載の等化方法。
(2，10)RLLコードのための前記(b)段階は、
(b1)前記変換された信号を4T(Tは基本遅延時間)期間だけ遅延して遅延された信号を出力する段階と、
(b2)前記遅延された信号と前記入力信号とを加算し、加算された信号を出力する段階と、
(b3)前記加算された信号と定数係数mを乗算し、乗算された信号を出力する段階とを含み、
前記乗算された信号c(t)は、
c(t)=m(b(t)+b(t-4T))
で表されることを特徴とする請求項１８に記載の等化方法。
等化方法を通じて出力される出力信号のシンボル間干渉は前記入力信号の高周波数スペクトル成分のブーストの適応的な抑制により制御されることを特徴とする請求項２０に記載の等化方法。
前記シンボル間干渉は前記コサイン変換フィルターの定数係数mに依存することを特徴とする請求項２１に記載の等化方法。
前記出力信号のさらに少ないシンボル間干渉は前記定数係数mを選択することによって制御され、前記シンボル間干渉が少ないほど前記等化器の出力ジッタはさらに小さいことを特徴とする請求項２２に記載の等化方法。
前記定数係数m値は前記出力信号で最小ジッタ調整によりできるだけ大きく決定されることを特徴とする請求項２１に記載の等化方法。
(1，7)RLLコードのための前記(b)段階は、
(b1)前記変換された信号を3T(Tは基本遅延時間)期間だけ遅延させ、遅延された信号を出力する段階と、
(b2)前記遅延された信号と前記入力信号とを加算し、加算された信号を出力する段階と、
(b3)前記加算された信号と定数係数mを乗算し、乗算された信号を出力する段階とを含み、
前記乗算された信号c(t)は、
c(t)=m(b(t)+b(t-3T))
で表されることを特徴とする請求項１８に記載の等化方法。
前記等化方法を通じて出力される出力信号のシンボル間干渉は前記入力信号の高周波数スペクトル成分のブーストの適応的な抑制により制御することを特徴とする請求項２５に記載の等化方法。
前記シンボル間干渉は定数係数mに依存することを特徴とする請求項２６に記載の等化方法。
前記出力信号のさらに少ないシンボル間干渉は前記定数係数mを最適に選択することによって制御され、前記シンボル間干渉が少ないほど前記出力ジッタ値はさらに少ないことを特徴とする請求項２６に記載の等化方法。
前記定数係数m値は前記出力信号で最小ジッタ調整によりできるだけ大きく決定されることを特徴とする請求項２６に記載の等化方法。
(2，10)RLLコードのための前記(c)段階は、
(c1)前記入力信号を基本遅延時間T単位で遅延して1T遅延された信号、2T遅延された信号、3T遅延された信号、4T遅延された信号を出力する段階と、
(c2)前記入力信号と前記4T遅延された信号とをインバートして第1及び第2インバートされた信号を出力する段階と、
(c3)前記第1及び第2インバートされた信号と前記1T、2T及び3T遅延された信号とを加算し、加算された信号を出力する段階とを含み、
前記加算された信号d(t)は、
d(t)=-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)+a(t-3T)-a(t-4T)
で表されることを特徴とする請求項１８に記載の等化方法。
(1，7)RLLコードのための前記(c)段階は、
(c1)前記入力信号を基本遅延時間T単位で遅延し、1T、2T及び3T遅延された信号を出力する段階と、
(c2)前記入力信号と前記3T遅延された信号をインバートし、第1及び第2インバートされた信号を出力する段階と、
(c3)前記第1及び第2インバートされた信号と前記1T及び2T遅延された信号とを加算し、加算された信号を出力する段階とを含み、
前記加算された信号d(t)は、
d(t)=-a(t)+a(t-T)+a(t-2T)-a(t-3T)
で表されることを特徴とする請求項１８に記載の等化方法。
高密度光記録媒体の再生装置のための等化方法において、
(a)入力信号が所定のスレショルドレベルを超える信号成分に対して前記入力信号と前記スレショルドレベルとの差成分だけを検出する段階と、
(b)前記入力信号の高周波数成分の振幅を拡大させ、低周波数成分はそのまま出力する段階と、
(c)前記(b)段階で振幅が増加された高周波数スペクトル成分の振幅を前記差成分だけ適応的に抑制する段階とを含む等化方法。
前記(a)段階では、前記入力信号が前記スレショルドレベルを超えれば、それらの差だけをパスし、前記入力信号が前記スレショルドレベル範囲以内であれば、前記入力信号を完全に抑制することを特徴とする請求項３２に記載の等化方法。
前記(c)段階では、前記高周波数成分の振幅を、前記出力信号が最小ジッタを有するようにできるだけ大きく抑制することを特徴とする請求項３２に記載の等化方法。