CN1103106C - 信息录放装置 - Google Patents

Abstract

本发明的光磁录放装置设置有对数字信息序列{Ai}进行(1，7)RLL编码·NRZI编码的编码调制器11；把编码序列{ai}记录在光磁记录载体上，用光学传感头从记录载体上把模拟信号重放为单元波形序列e(t)的录放系统3；由横向滤波器构成的波形均衡器14，低通滤波器15；对均衡波形序列x(t)进行取样量化的A/D变换器16；以及把其输出{ai}与规定的期待值对比，把最大似然路径作为译码序列{Ai}的维特比译码器18。

Description

信息录放装置

本发明涉及用光磁录放装置、光学录放装置的光学传感头来播放信息的录放装置，特别是涉及为了改善高密度记录及纠错率而适用于用来与维特比译码器相组合的PR(局部响应)方式。

最近，在数字磁记录的重放系统信号处理技术中，如日本专利申请公开JP4-221464和JP5-2842提出了用来改善高密度记录等替代峰值检测方式(电平检测方式)作为信号检波方法的局部响应(Partial Response：PR)的方案，而且人们注意到为改善差错率特性，把维特比译码法加在解调系统中作为最准确译码法(纠错译码法)是有效的手段。另一方面，在光学记录、光磁记录领域中，作为适用局部响应方式和维特比译码法的例子，公知的文献有大沢、山内、田崎的论文“新的利用可变长数据块代码和d限定的维特比译码法在光磁记录中的应用”电视杂志，44，10，pp1369～1375(1990)。

图11是使用局部响应和维特比译码方法的现有的光磁记录重放系统的结构的方框图。

在这种光磁记录重放系统中，设置有为抑制由后述的录放系统(光磁驱动器)3的频带限制而造成的单元波形(读取波形)的干扰(码间干扰)以及为使来自单元波形序列的同步信息的取样简易化而按照适宜于录放系统3的特性的编码规则进行编码所需要的编码调制器1。例如作为这种编码调制器1，它是由(2，7)RLL编码器和NRZI调制器构成。RLL编码器用来把必须记录的输入数据比特串(数字信息串){Ai}编码成为串长(Run)最小值参数d＝2、最大值参数k＝7的RLL(有限串长)代码；NRZI调制器进一步把那个(2，7)RLL代码串变换成为NRZI(非归零转换)代码(符号0时，电平不翻转；只有在符号1时才在信息串的前端进行电平翻转)。(2，7)RLL编码规则的k限制(＝7)的优点是可以抑制码间干扰(波形干扰)，NRZI调制器的标识长调制的优点是有助于提高高记录密度。

另外，用图11的光磁录放系统，由编码调制器1产生的编码数据序列{ai}被预先输入到具有后述的波形均衡器4的逆传输特性的电路的特性[1/(1+D)]模2的预编码器2，不会在后级的维特比译码器7中引起在波形均衡中4的输出内抵消录放特性造成的误传送。来自预编码器2的记录代码系列{di]作为记录单元波形用录放系统3的半导体激光器等的热效应记录在光磁记录载体的磁性薄膜上。

另一方面，在重放处理过程中，为了进行高密度记录，修正波形并补偿波形干扰的波形均衡器4对用录放系统3的光学传感头从光磁记录载体读出并由前置放大器放大所得到的重放单元波形e(t)进行波形均衡。作为该波形均衡器4的一般结构，它由串联延迟级(SR)、(2L+1)个加权电路(乘法器)4b以及加法器4c构成。其中如图12所示，串联延迟级(SR)是由采用横向滤波器的延迟时间为T的延迟电路4a进行(2L)级串联而构成；加权电路4b把加权系数C_j(j＝-L，…，-1，0，+1，…，+L)乘在构成信号识别点的各分支的输出信号上，加法器4C用来求全部输出的总和。延迟电路4a的延迟时间T不必与代码符号序列的信息组宽度Tb相同，为了减少波形均衡的均衡误差，可以采用延迟时间为T＝T_b/M的延迟电路4a。其中m是自然数。

可是，在此仅在正确的取样点kT_b对重放单元波形序列e(t)进行取样时，为了使取样值只取决于对应于该代码符号的单元波形，而不存在不受相邻单元波形影响的波形间干扰，就必须满足下面的尼奎斯特(Nyquist)条件(尼奎斯特的第1无畸变条件)。

  ek＝e(kT_b)＝e₀δ_k0                   ……(1)

其中，T_b是代码符号序列的时间单位，即信息组宽度。δ_k0是众所周知的科罗奈卡(Kronecker)的戴尔他(δ)符号，δ_ij＝1(j＝i)，δ_ij＝0(i＝j)，在满足这个尼奎期特条件的单元波形e₀中，公知的各种波形有方脉冲波、尼奎斯特波形等，但是最基本的波形是下面的尼奎斯特波形(取样函数)r(t)。

r(t/T_b-n)＝sinc(t/T_b-n)

         ＝sin(t/T_b-n)/(t/T_b-n)  ……(2)

但是，既使用尼奎斯特波形r(t)作为单元波形，装置的每个精度偏离和高密度记录也会使分辨能力恶化，仍旧会不可避免地发生波形间干扰，而导致码间干扰，与其如此倒不如用波形均衡器4按PR方式积极利用波形间干扰。也就是说，对于预编码器2、录放系统3和波形均衡器4的综合传输函数，如果把脉冲加在预编码器2上时的波形波均衡器4的输出波形(脉冲应答波形)作为h(t)，一般在预编码器2的输入是编码数据序列{ai}时，波形均衡器4的输出x(t)由下式给出： $x$ $\left(t\right)$ $\underset{k}{\mathrm{\Σ}}$ $a_{k}h(\frac{t}{T_b}-k)\…\…\left(3\right)$

其中，a_k是作为k时刻的数据输入，使T＝T_b。

在此，若波形均衡器4是具有图12所示的延迟时间T的延迟电路4a的横向滤波器，h(t)用尼奎斯特波形r(t)的卷积表示。 $h\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{C}_n\mathrm{\γ}(\frac{t}{T_b}-n)\…\…\left(4\right)$

此处，当n≠0时，尼奎斯特波形相当于延迟运算得到的应答部分，被称之为局部响应，由(3)，(4)式得到的结果是： $x$ $\left(t\right)=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}$ $a_k\[\underset{n=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n\mathrm{\γ}(\frac{t}{T_b}-n-k)\]$ $=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{a^{\′}}_k\mathrm{\γ}(\frac{t}{T_b}-k)\…\…\left(5\right)$ 这里 ${a^{\′}}_k=\underset{n=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{c}_n{a}_{k-n}\…\…\left(6\right)$

由式(1)可以检出

x(t＝kT_b)＝a′_k|mod N                   ……(7)

总之，在时间离散的识别点(kT_b)，把波形均衡器4的输出x(t)作为信号电平(mod N)的多值来识别，在此，一般把各加权系数C_j间设定为适当的整数比。这样把加权系数C_j设定为整数比的波形均衡器4也称之为PR(局部响应)电路，在PR方式中，用该PR电路的加权系数C_j来一般性地表示为PR(C₀，C₁，…，C_L)。在必要的情况下，加权系数C_j也可以扩展到实际数字，因此，PR方式的方案提议人Kretzmer把作为代表性的PR方式表示为5种形式，即PR(1，1)，PR(1，2，1)，PR(2，1，-1)，PR(1，0，-1)，PR(-1，0，2，0，-1)。

其中，在图11的光磁记录重放系统中，因为光磁记录中的光学传输函数OTF呈现Sinc函数，所以采用具有与其相似的频率特性的PR(1，1)方式。因为在PR(1，1)方式中C₀＝C₁＝1，所以波形均衡器4的输出波形(脉冲应答波形)h(t)是r(t/T_b)及其延迟波r(t/T_n-1)的合成波形。由于识别点是每个T_b，其振幅值从0→1→1→0推移，所以按照对它的识别，就能检测出脉冲输入。在PR(1，1)的情况下，使用延迟运算因子D时，由于可以用作为G(D)＝1+D来表示，所以在输入为d_k时，其输出可以表示为(d_k+d_k-1)。当d_k＝d_k-1＝1时，输出为2，所以波形均衡器4的输出电平是3个值(0，1，2)。

PR方式对于存储单一的单元波形来说，是一种积极利用在重放信号的多个识别点其应答不是零的波形(相关波形)的方式，而且即使存在波形间干扰，也检出电平的一定时间延迟的相关性，所以人们把这种方式作为适合于与(2，7)PLL代码等电平相关代码有关的录放特性的均衡方法予以关注。

图11的波形均衡器4的输出x(t)在低通滤波器(LPF)5中除去重放过程和均衡过程相加产生的白色噪声之后，再在A/D变换器6中在信息组宽度的时间离散点取样，同时进行取样值的量化。

可是，在波形均衡器4中噪声相叠加，实际上作为错误序列输出去，为此，要在维特比(Viterbi)译码器7中用维特比算法执行最大似然译码方法(Maximum Likelihood：ML)。所谓最大似然译码是在识别及译码处理中不把各识别点上的信号值作为处理对象，而把某个有限长的信号序列(有限长)作为处理对象。维特比算法是最大似然译码方法的一种形式，其前提是接收(重放)信号序列可以用有限自动控制装置·模型来表示。因为图12所示的横向滤波器的波形均衡器4可以称之为卷积编码器，所以其输出也可以用有限自动控制装置·模型(用内部状态和输入决定输出的机器)来表示。而且，所谓维特比算法是在每个有限状态机器即编码器的格线图(按照输入信息系列表示编码器的状态变化过程所生成的输出代码系列的线图)的时间推移点上求出各时间点输入的测量值(似然度基准)成为最小的路径(内部状态的推移路径)的算法。

在图11所示的光磁记录重放系统中，针对(2，7)RLL代码和PR(1，1)方式的组合采用维特比译码方法，当把录放系统3和波形均衡器4作为有限状态机器(卷积编码器)时，图13上表示了其内部状态的状态推移图。输入信息系列是预编码器2的输出d_t(＝0，1)，输出代码系列是波形均衡器4的输出x_t。波形均衡器4是PR(1，1)电路，其检出的输出x_t是0，1或2。因为包含有唯一的延迟单元，内部状态就是2¹＝2个。若用u_t-1表示内部状态，u_t-1＝0时对应于状态S₁，u_t-1＝1时对应于状态S₂。因此在状态S₁的情况下，输入0时处于状态S₁的原状态下，其输出就为0，在这种情况下，在图13上把输入/输出＝d_t/x_t表示为0/0。在输入1的时候状态推移为状态S₂，其输出为1，在状态S₂的情况下，输入1的时候处于状态S₂的原状态，输出就成了2，输入0时，状态推移到状态S₁，其输出为1。

图14是一幅格线图，表示根据图13的状态推移图的时间的内部状态变化过程，图14的有向虚线表示从输入0引起的推移，有向实线表示由输入1引起的推移，在有向线上都加有d_t/x_t的值。下面简单说明维特比算法，首先计算在各时间点(t-2～t+2)上状态汇流的多个分支的量度值，例如用汉明距离作为该分支的量度值，其中把具有最小的分支量度值的通路作为保全通路。分支量度值相同时，选择任意通路。因为既使在解调方也已经知道初始状态，代码串的相关性的标准即约束长度以及终了状态，所以从唯一的终了状态向前回溯保全通路可以追溯到唯一的起始状态，从而能决定最正确的路径。考虑到这种状态推移的相关性，克服了录放系统3和波形均衡器4的比特差错，就使正确的信息系列得到解调。

虽然省略了维特比译码器7的结构的详细说明，但如图15所示，通常维特比译码器7由假定路径存储器7a、ACS电路7b、路径存储器7c和路径选择器7d构成。其中假定路径存储器7a用来存储从对应于约束长度的比特数的数据列的波形所求出的期待值；ACS电路包含有加法器(A)、比较器(B)及选择器(C)，用加法器(A)求出来自A/D变换器6的取样值和来自假定路径存储器7a的期待值之差的2倍输出与上次算出的路径量度值之和，然后用比较器(B)比较加法运算的输出，用选择器(C)从中选出小值；路径选择器7d用来选出路径量度值的最小值的路径，把最末尾的数据作为解调数据。

图11的系统的最末级的解调器8解调由维特比译码器7所得到的纠错码{ai]，而返回到信息序列{Ai}，这相当于(2，7)RLL编码和NRZI编码的逆变换。

但是，上述的光磁录放系统存在如下的问题。

①如果把图11的光磁录放系统中的录放系统(光磁驱动器)3的传输函数作为H(f)，波形均衡器4的传输函数作为E(f)，那么在局部响应PR(1，1)的情况下，为了满足下式，必须决定波形均衡器4的加权系数C_j。

H(f)·E(f)＝PR₁₁(f)             ……(8)其中，PR₁₁(f)是PR(1，1)的传输函数。若使用延迟运算因子D＝exp(-jωT_b)，PR(1，1)可以表示为：G(ω)＝(1+D)，其中ω＝2πf。因此，传输函数PR₁₁(f)是|G(f)|＝|2cos(πfT_b)|。在这里，截止频率f₁₁＝1/2T_b，图16表示记录密度低的情况下的传输函数的频率特性，因为记录密度低，录放系统的传输函数H(f)的截止频率f_H比PR₁₁(f)的截止频率f₁₁还高，这种情况下，如果构成在截止频率f₁₁之下具有传输函数E(f)为零的波形均衡器4，从原理上可以实现没有均衡误差的状态。

但是，把记录密度提高起来的话，如图17所示，由于波形间干扰使传输函数H(f)的截止频率f_H降低，随之使它比PR₁₁(f)的截止频率f₁₁还低。这种情况下，存在不满足(8)式的区域(f_H≤f≤f₁₁)，从原理上讲存在增大均衡误差的问题。均衡误差变大就意味着码间干扰纠正的削弱，因此，自然会产生高密度录放的极限。

②如图16所示，既使在记录密度比较低的情况下，传输函数E(f)的高端呈现为大于1的值，所以，噪音起了主要作用。而且为了减低均衡误差(最小二乘法误差)，虽然从硬件的角度来看可以增加使用延迟时间短的延迟电路4a的波形均衡器4的分支数，但自然会增大波形均衡器4的结构复杂性，从而由于延迟单元的数量的增大进一步使噪声变得显著，引起高端噪音的增强，均衡误差的抑制却变得不那么有效。存在的问题是由于比特误差率变高，即使实施维特比译码也不能明显改善比特差错率。

鉴于上述的第①和②的问题，本发明的任务是为达到汇总编码侧、录放系统及解调侧构成的整体的最佳特性，而发现与维特比译码相组合而得到的最佳PR方式，从而提供可以提高高密度记录和减低比特差错率的信息录放装置。

为实现上述任务，本发明是由光磁录放装置，光学录放装置等的光学传感头播放信息的信息录放装置中采用使加权系数特殊化的局部响应(PR)方式的装置。

本发明的第1装置具有：

把数字信息序列进行RLL编码后进行NRZI编码的编码调制装置；

把其编码符号序列记录在信息记录载体上，并作为单元波形序列从其信息记录载体上用光学传感头重放模拟信号的录放装置；

对来自上述录放装置的单元波形进行波形均衡的波形均衡装置，当把上述编码符号序列的数据组宽度T_b作为延迟时间的延迟运算因子设为D、加权系数分别为C₀，C₁，…，C_n时，该波形均衡装置是具有例如延迟时间为T_b/m等的延迟因子的横向滤波器，该波形均衡装置用传输函数把上述编码符号的单元波形变成为用传输函数G(D)＝PR(C₀，C₁，…，C_n)＝(C₀+C₁D+C₂D²+…+C_nDⁿ)运算出的波形；

把均衡波形序列按取样周期T_b/m取样并量化的A/D变换装置；

把数字输出与规定的期待值相对比，把最大似然路径作为译码符号序列的维特比译码装置；

对译码符号序列施以RLL编码和NRZI编码的逆变换，并对译码数字信息序列解调的解调装置；以及

在上述波形均衡装置或上述A/D变换装置的后级从其输出中除去高频噪声的低通滤波器；

其特征是上述的加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是实数值序列，且序列增字的上升顺序和下降顺序列是同一序列，至少加权系数C₀，C₁，C₂≠0；

所述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是正实数的中高分布序列。

本发明的第2装置具有：

把数字信息序列进行RLL编码后进行NRZI编码的编码调制装置；

把其编码符号序列记录在信息记录载体上，并作为单元波形序列从其信息记录载体上用光学传感头重放模拟信号的录放装置；

把其重放单元波形序列按上述编码符号序列的数据组宽度T_b/m(m是自然数)的取样周期取样，并量化的A/D变换装置；

把来自上述A/D变换装置的数字信号进行波形均衡的波形均衡装置，该波形均衡装置是具有例如规定延迟时间为T_b/m等的延迟单元的横向滤波器，当把数据组宽度T_b作为延迟时间的延迟单元设为D，把加权系数分别设为C₀，C₁，…，C_n时，该波形均衡装置把上述代码符号的单元波形变成为对来自上述A/D变换装置的数字信号用传输函数G(D)＝PR(C₀，C₁，…，C_n)＝(C₀+C₁D+C₂D²+…C_nDⁿ)运算所得到的波形；

从波形均衡过的信号中除去高频噪声的低通滤波器；以及

把滤波器输出与规定的期待值对比，并把最大似然路径作为译码信号序列的维特比译码装置；

其特征是上述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是实数值序列，并且序列增字的上升顺序列和下降顺序列是同一序列，至少加权系数C₀，C₁，C₂≠0；

所述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是正实数的中高分布序列。

上述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}最好是正实数中的高分布序列。特别是，上述PR方式的传输函数G(D)＝PR(C₀，C₁，…，C_n)最好是从PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)构，成的组中所选出的传输函数。其中最好是D的3次传输函数PR(C₀，C₁，C₁，C₀)＝(C₀+C₁D+C₁D²+C₀D³)，作为传输函数G(D)最好是PR(1，2，2，1)＝(1+2D+2D²+D³)。

在这样的信息录放装置中，低通滤波器的截止频率可以设置在1/2T_b～1/6T_b的范围内。

作为用于上述PR(1，2，2，1)方式的维特比译码装置，最好是把上述录放装置和上述波形均衡装置视为卷积编码器，作为内部状态也包含作为其输入的上述代码符号状态，并从其中抽出(1，7)RLL编码和NRZI编码所禁止的状态推移，作为10个状态数的内部状态S₀～S₉，并采用基于其状态推移的格线图。具体说，就是：这种内部状态S₀～S₉的状态推移图是在状态S₀下，向上述录放装置输入为0的时候，保持状态S₀的原样不动，上述波形均衡装置的输出为0；在状态S₀，其输入为1时，向状态S₁推移，其输出为1；在状态S₁，其输入为1时，向状态S₂推移，其输出为3；在状态S₂，其输入为0时，向状态S₈推移，其输出为4；在状态S₂，其输入为1时，向状态S₃推移，其输出为5；在状态S₃，输入为0时，向状态S₅推移，其输出为5；在状态S₃，其输入为1时，向状态S₄推移，其输出为6；在状态S₄，其输入为0时，向状态S₅推移，其输出为5；在状态S₄，其输出为1时，保持状态S₄原样，输出为6；在状态S₅，其输入为0时，向状态S₆推移，输出为3；在状态S₆，其输入为0时向状态S₇推移，输出为1；在状态S₆，输入1时，向状态S₉推移，输出为2；在状态S₇，其输入为0时，向状态S₀推移，输出为0；在状态S₇，输入为1时，向状态S₁推移，输出为1；在状态S₈，其输入为0时，向状态S₆推移，输出3；以及在状态S₉，其输入为1时，向状态S₂推移，输出为3。

当采用PR方式的加权系数的数据序列{C₀，C₁，…，C_n}是实数数值序列、而且序列增字的上升顺序列和下降顺序列是同一序列、至少系数C₀，C₁，C₂≠0的PR方式时，与采用录放装置的传输函数H(f)和波形均衡装置本身的传输函数E(f)的积的PR方式传输函数良好一致，这就可以减低均衡误差，而实现高密度记录。与原来的PR(1，1)方式相比，由于约束长度变长，从而从维特比译码装置实现了比特差错纠正的改善。

其中，最好采用加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}为中高分布序列的PR方式，例如：PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)，特别是取为PR(1，2，2，1)方式时，高密度记录和比特纠错方面都优越。

对于PR(1，1)的传输函数的截止频率为1/2T_b来说，因为PR(1，2，2，1)的传输函数的截止频率是更低值1/3T_b，所以，即使不增加均衡装置的分支数，也能把均衡误差压抑到很低的数值，从而提高对波形干扰的抑制力。可以不增加均衡装置的分支数，当然就可以实现均衡装置结构的简化，从而可以避免噪声的增大，并可抑制比特误差。从这一点来看也可以提高解调能力。

因为PR(1，2，2，1)的传输函数的截止频率是1/3T_b，就有可能把低通滤波器的截止频率设定在1/2T_b以下(1/2T_b～1/6T_b)，从而使噪声消除的效果也是显著的。因此，提高了纠错率。

在维特比译码装置中，把录放装置和波形均衡装置看作卷积编码器，作为其输入的代码符号的状态也包含作内部状态，从其中把(1，7)RLL代码和NRZI代码所禁止的状态推移抽出来。设成10个内部状态S₀～S₉，在采用以状态推移为基础的格线图的情况下，因为加长了可以增加内部状态的部分，即最小自由距离，从而加强了代码的相关性，提高纠错率。

附图简要说明

图1是表示按照本发明的光磁录放装置的实施例1的整体结构的方框图。

图2是包含PR(1，2，2，1)方式的PR方式的波形图。

图3是实施例1中，把录放系统和波形均衡器作为约束长度4的格线偏码器的情况下的内部状态的状态推移图。

图4是基于图3的状态推移图的时间的内部状态变化过程格线图。

图5是实施例1中，基于把录放系统和波形均衡器作为约束长度5的格线编码器的情况下的内部状态推移图的格线图。

图6是实施例1中，录放系统的传输函数H(f)及PR方式的传输函数PR₁₁(f)，PR₁₂₂₁(f)的曲线图。

图7是实施例1中，重放(1，7)RLL的NRZI代码的情况的波形均衡的均衡波行的理想的眼图。

图8是实施例1中，与PR(1，2，2，1)方式和PR(1，1)有关的均衡误差对于波形均衡器的分支数的依存关系曲线。

图9是实施例中，用最大长周期序列(M系列)的0，1数据作为记录数据，按0.25μm/bit～0.35μm/bit的记录密度在光记录载体上进行记录，其重放信号的解调后的数据的比特差错率(BER)与其重放信号的信噪比(S/N)的关系曲线。

图10是按照本发明的光磁录放装置的实施例2整体结构的方框图。

图11是原来的光磁录放装置的一个例子的整体结构的方框图。

图12是用于光磁录放装置的横向波形均衡器的一般结构的方框图。

图13是把图11中的录放系统和波形均衡器当作为有限状态机器(约束长度为1的卷积编码器)的情况下的内部状态的状态推移图。

图14是基于图13的状态推移图的格线图。

图15是用于光磁录放装置的维特比译码器的一般结构的方框图。

图16是图11中，在低密度记录的情况下，录放系统的传输函数H(f)、波形均衡器的传输函数H(f)以及PR(1，1)方式的传输函数PR₁₁(f)的曲线图。

图17是图11中高密度记录的情况下，录放系统的传输函数H(f)，波形均衡器的传输函数H(f)以及PR(1，1)方式的传输函数PR₁₁(f)的曲线图。

下面，按照附图说明本发明的实施例。

图1是按照本发明的光磁录放装置的实施例1的整体结构的方框图。

本例的编码调制器11由(1，7)RLL编码器和NRZI调制器构成。(1，7)RLL编码器的行程最小值参数d＝1，最大值参数k＝7，该编码器用来对输入数据比特序列(数字信息序列){Ai}进行编码；NRZI调制器进一步把(1，7)RLL编码序列变换成NRZI代码。(1，7)RLL编码规则的k限定(＝7)的优点是可以抑制码间干扰。由编码调制器11输出的编码序列{ai]作为记录单元波形序列用录放系统(光磁驱动器)3的半导体激光器等的热效应被记录在光磁记录载体的磁性薄膜上。在信息重放处理中，作为信号检测系统的后述的波形均衡器14对由录放系统的光学传感头读出的重放单元波形e(t)进行波形均衡。本例的波形均衡器14也由串联延迟级(SR)、(2L+1)个加权电路(乘法器)4b和加法器4c构成。如图12所示，串联延迟级(SR)把2L段使用横向滤波器具有分支的一定时间间隔(延迟时间)T的延迟电路4a串联而成；加权电路4b用来把加权系数C_j(j＝-L，…，-1，0，+1，…，+L)赋予来自信号识别点的各分支的输出信号。另外，延迟电路4a的延迟时间T不必与编码符号序列的数据组宽度T_b相同，为减低波形均衡的均衡误差，可以使用T＝T_b/m的延迟电路4a。

本例的波形均衡器14为使其自身所包含的录放系统实现局部响应PR(1，2，2，1)特性而设定有均衡器14的加权系数C_j。在PR(1，2，2，1)中，因为C₀＝1，C₁＝2，C₂＝2，C₃＝1，根据(4)式，在录放系统3上加以脉冲时的波形均衡器4的输出波形(脉冲应答波形)即h(t)由下式给出：

h(t)＝r(t/T_b)+2r(t/T_b-1)+2r(t/T_b-2_+r(t/T_b-3)    ……(9)在此，因为设T＝T_b，应答波形的识别点是每个T_b，如图2所示，脉冲应答波形的幅值按0→1→2→1→0推移，所以对此予以识别，就能检测出脉冲输出。当用延迟运算因子D＝exp(-jωT_b)时，PR(1，2，2，1)可以用数字形式表示为：G(D)＝(1+2D+2D²+D³)，其中ω＝2πf。若时刻k时的输入为a_k，那么其输出可以表示为：(a_k+2a_k-1+2a_k-2+a_k-3)，在a_k＝a_k-1＝a_k-2＝a_k-3＝1时，输出为6，所以波形均衡器14的输出信号有7个值(0，1，2，3，4，5，6)。因此，PR(1，2，2，1)的传输函数PR₁₂₂₁(f)是

|G(f)|＝|2cos(πfT){1+2cos(2πfT}^1/2}|

在这里，截止频率f₁₂₂₁＝1/3T_b。

然后，在低通滤波器(LPF)15除去在重放过程和均衡过程中叠加起来的白噪声，因为传输函数PR₁₂₂₁(f)的截止频率是f₁₂₂₁＝1/3T_b，所以1比特的延迟时间(数据组的宽度)设为T_b时，滤波器15的截止频率的范围是1/3T_b～1/6T_b，1/4T_b～1/6T_b为好。然后，在后面的A/D变换器16中，在数据组宽度的时间离散点取样的同时，进行取样值的量化。

此后，经A/D变换器16量化过的重放数字信号在维特比译码器17用维特比算法进行最大似然译码方法。本例中，对于(1，7)RLL编码、NRZI编码和PR(1，2，2，1)方式的组合采用了与其相适合的维特比译码方法。在这里，当把录放系统3和波形均衡器4用作有限状态机器(约束长度为4的格线编码器)时，图3表示了它的内部状态的状态推移图。输入信息序列是编码调制器的输出a_t(＝0，1)，输出编码序列是波形均衡器4的输出x_t。波形均衡器14的输出x_t的电平是0，1，2，3，4，5或6。因为包含有3个延迟元件T，所以内部状态最大有2³＝8种，但受(1，7)RLL的d＝1的限制，实际的内部状态只有6种。当用(u_t-1，u_t-2，u_t-3)表示内部状态时，存在状态S₀＝(0，0，0)，S₁＝(1，0，0)，S₂＝(1，1，0)，S₃＝(1，1，1)，S₄＝(0，1，1)，S₅＝(0，0，1)6种，而状态(1，0，1)和状态(0，1，0)不存在。

因此，在状态S₀的情况下，输入为0时，状态S₁为原样，其输出为0，且把输入/输出＝a_t/x_t表示作0/0。输入为1时，推移到状态S₁，其输出为1。在状态S₁的情况下，下一个输入也为1，推至状态S₂，其输出为3。在状态S₂，输入1时，推至状态S₃，其输出为5，输入0时，推至状态S₄，其输出为4。在状态S₃，输入1时，保持状态S₃原样，其输出为6，输入0时，推至状态S4，其输出为5。在状态S₄，下一个输入也为0，推至状态S₅，其输出为3。在状态S₅，输入0时，推至状态S₀，其输出是1，输入1时，推至状态S₁，其输出是2。

图4是基于图3的状态推移图的时间的内部状态的变化过程的格线图。图4的有向虚线表示由输入0的推移，有向实线表示由输入1的推移，有向线上註以输入/输出＝a_t/x_t。对应于具有这种格线图的卷积编码系统的维特比算法也与前述方法一样，首先在各时间点(t-3～t+3)计算汇合于状态的多个分支的量度，保全其中具有最小分支量度值的路径，并找出路径，从终了状态向前回溯保全路径，溯寻到唯一的初始状态，从而决定出最大似然路径。而且，该维特比译码器17也具有与图15所示结构相同的构成。

另一方面，为了提高纠错率把也包含有现有输入d_t＝u_t的内部状态用状态(u_t，u_t-1，u_t-2，u_t-3)来表示时，可以看作为约束长度为5的卷积编码器(格线编码器)。其编码系统的内部状态是最大2⁴＝16种，但是受(1，7)RLL的d＝1的限制，实际的内部状态数是(S₀～S₉)10种。与图3的情况相比，内部状态增加了4个，就加长了最小自由距离(从格线图上初始状态开始，经其他状态再回到初始状态的路径的汉明加权的最小值)，从而加强了代码的相关性，提高了纠错率。

图5是表示这样扩展了的内部状态的时间变化过程的格线图，在这个状态推移图中，在状态S₀，输入代码0时，保持状态S₀原状，均衡器输出为0，在状态S₀，输入1时，推至状态S₁，输出是1；在状态S₁，输入1时，推至状态S₂，输出是3；在状态S₂，输入0时，推至状态S₈，输出是4；在状态S₂，输入1时，推至状态S₃，输出是5；在状态S₃，输入0时，推至状态S₅，输出是5；在状态S₃，输入1时，推至状态S₄，输出是6；在状态S₄，输入0时，推至状态S₅，输出是5；在状态S₄，输入1时，保持状态S₄原状，输出是6；在状态S₅，输入0时，推至状态S₆，输出是3；在状态S₆，输入0时，推至状态S₇，输出是1；在状态S₆，输入1时，推至状态S₉，输出是2；在状态S₇，输入0时，推至状态S₀，输出是0；在状态S₇，输入1时，推至状态S₁，输出是1；在状态S₈，输入0时，推至状态S₆，输出是3；在状态S₉，输入1时，推至状态S₂，输出是3；

因为处于图1最末级的解调器18对维特比译码17所得到的纠错码{ai}进行解调，再返回信息序列{Ai}，所以相当于(1，7)RLL编码和NRZI编码的逆变换。而且在解调器18中包有具备波形均衡器14的逆传输特性的后编码器电路。

图6是表示本例的PR(1，2，2，1)的传输函数PR₁₂₂₁(f)的曲线图。取为f_b＝f_T的归一化频率。如前所述，传输函PR₁₂₂₁(f)是

|2coS(πf_b){1+2coS(2πf_b}^1/2}|，其截止频率是f_b1221＝1/3T_b≈0.33。另一方面，PR(1，1)的传输函数PR₁₁(f)是|2cos(πf_b)|，其截止频率是f_b11＝1/2＝0.5。因此，既使由密度记录产生波形间干扰，使录放系统3的传输函数H(f)的频率特性的截止频率f_bH变得比PR₁₁(f)的截止频率相对更低，直到f_bH达到fb1221以下，依然存在满足下式的波形均衡器14的传输函数E(f)。

H(f)·E(f)＝PR₁₂₂₁(f)            ……(10)

因此，波形均衡的保证可以实现比原来更进一步的高密度记录。在图6中，PR₁₂₂₁(f)比传输函数PR₁₁(f)更加接近于录放系统的传输函数H(f)，所以，波形均衡器14的传输函数E(f)可以比原来的PR(1，1)的传输函数更低，可以更接近于1。从而可以抑制噪声的高频区增强，而减小了比特误差。

图7表示的是重放(1，7)RLL的NRZI代码时的波形均衡器14的均衡波表的理想的眼图，众所周知，这是单元波形序列的单位间隔(数据组宽度)T_b的2个相邻数据且能产生的全部波形的组合重叠起来得到的图形，例如在t/T_b＝1的时间点所示的那样，在7个值(0，1，2，3，4，5，6)的离散点上，曲线群汇集交叉在一起，离散点之间没有曲线群通过。因此，区域变得很宽，在各整数值之间设置具有阈值的阈值因子就能使信号识别更加容易。

图8表示的是均衡误差对于均衡器分支数的依存性曲线。原来的PR(1，1)方式中均衡误差(理想PR(1，1)波形和现实的波形均衡器的输出波形的最小二乘法误差)值很高，这是因为从图6的传输函数的曲线形状的比较看出，PR(1，1)方式的传输函数偏离录放系统的传输函数H(f)更大，使波形均衡更难。波形均衡器的分支(识别点)数为5时，均衡误差约为0.13，增大分支数而构成波形均衡器时，当然均衡误差会减小，但，既使分支数为21时，均衡误差还高达0.03。分支数的增大意味着增加延迟电路4a的数量，所以会导致均衡器自身结构的复杂性，并导致噪声叠加的问题，还会诱发比特误差。与此相对应，用本发明的PR(1，2，2，1)的方式，在分支(识别点)数为5时，均衡误差已经在0.02以下，虽然分支数很少，但均衡误差极小，所以，能充分抑制码间干扰，能实现更高的高密度记录的同时，可以简化波形均衡器14自身的结构，在波形均衡器中也能减轻噪声叠加。

图9所示的曲线表示本买施例中使用最大长周期系列(M系列)的0，1数据作为记录数据，按0.25μm/比特～0.35μm/bit的记录密度在光记录载体上进行记录，其重放信号的信噪比(S/N)和其重放信号的解调后的数据的比特误差率(BER)的关系。比特误差率按如下顺序下降：PR(1，1)→PR(1，2，1)→PR(1，3，3，1)≈PR(1，4，6，4，1)→PR(1，2，2，1)。可以由这些点类推，有关PR方式的加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}，序列增字的上升顺序和下降顺序列最好是同一中高分布序列(C₀＝C_n，C₁＝C_n-1，C₂＝C_n-2，…)，至少系数C₀，C₁，C₂≠0。必要的情况下，加权系数不限于整数，只要是实数就可以。

特别是PR(1，2，2，1)的情况与PR(1，1)的情况相比可以看到数dB以上的明显的改善。在图9中表示了几种中间的改良局部响应。由该图可以理解，还可以采用PR(1，3，3，1)、PR(1，4，6，4，1)方式。可以推断加权系数的数值序列的正实数的中高序列是良好的。但是，由于与PR(1，3，3，1)为9个值相比，PR(1，4，6，4，1)是17值，所以在增大延迟单元数及增大A/D变换器结构的复杂性的同时有必要补偿由于噪声的增大引起的信噪比的下降。因此，与PR(1，4，6，4，1)方式相比，更希望采用R(1，3，3，1)方式。所以，通常在加权系数的数值序列的正实数的中高序列中，4元要素(C₀，C₁，C₂(＝C₁)，C₃(＝C₀))是良好的。顺便要提及的是，PR(1，4，4，1)，PR(2，3，3，2)中是11值；PR(1，5，5，1)中是13值；PR(1，6，6，1)，PR(2，5，5，2)，PR(3，4，4，3)中是15值； PR(1，7，7，1)，PR(3，5，5，3)中是17值。且在必要的情况下，加权系数不限于整数，只要是实数就行。

在上述的实施例中，低通滤波器15作为模拟滤波器紧接在波形均衡器14之后，也可以作为数字滤波器紧接在A/D变换器16之后。

实施例2

图10是本发明的光磁录放装置的实施例2的整体结构方框图。图10中，与图1所示部分相同的部分注以同一参考符号，省略了对其所作的说明。

在本实施例中，A/D变换器26紧接在录放系统3之后，A/D变换器26之后设有数字型波形均衡器24。15是数字型低通滤波器，A/D变换器26的取样频率也可以是数据组宽度Tb，但为了降低均衡误差，也可以设置为T_b/m(其中m是自然数)。通常，数字型波形均衡器24是非巡环形数字滤波器(FIR)，构成它的多个延迟电路的延迟时间是T_b/m。

这样，用数字电路构成波形均衡器可以用来提高高密度记录的密度并能改善纠错率。

如上所述，本发明的特征在于PR方式的加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是实数序列，且是把序列增字的上升顺序列和下降顺序列是同一序列的、至少系数C₀，C₁，C₂≠0的PR方式与维特比译码装置相组合。因此，能达到如下效果。

①由于与采用录放装置的传输函数H(f)和波形均匀衡装置自身的传输函数E(f)的乘积的PR方式的传输函数良好一致，所以可以降低均衡误差，实现高密度记录。与原来的PR(1，1)相比，因为约束长度变长，而用维特比译码装置实现了比特纠错的改善。

②既使在上述的PR方式中，加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}采用为中高分布序列的PR方式，如PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，3，1)，PR(1，4，6，4，1)时，上述的效果也是显著的。

③特别在采用PR(1，2，2，1)方式时，在高密度记录和比特纠错方面极为优越。相对于PR(1，1)的传输函数的截止频率为1/2T_b，因为PR(1，2，2，1)的传输函数的截止频率是1/3T_b的低值，既使不增大波形均衡装置的分支数，也能把均衡误差抑制为极低的值，码间干扰的抑制力很高。从这一点来看，也可以使解调能力提高。因为PR(1，2，2，1)的传输函数的截止频率是1/3T_b，这就能把低通滤波器的截止频率设置在1/2T_b以下，除去噪声的效果也很显著。因此，提高了纠错率。另外，与其他延迟运算因子D的3次传输函数相比，由于PR(1，2，2，1)方式能按7值检出代码，这就能抑制波形均衡器的延迟单元数的增大以及A/D变换器结构的复杂性。

④在采用(1，7)RLL编码规则、NRZI编码规则以及PR(1，2，2，1)方式的情况下，在维特比译码装置中，在把作为输入的编码符号的状态也作为内部状态予以扩展，在采用根据其状态推移图的格线图的情况下，由于增加内部状态数，使最小自由距离加长，这就增强了代码的相关性，从而提高纠错率。

Claims (7)

1.一种信息录放装置，具有：

把数字信息序列进行RLL编码后进行NRZI编码的编码调制装置；

把编码符号序列记录在信息记录载体上，并作为单元波形序列从信息记录载体上用光学传感头重放模拟信号的录放装置；

对来自上述录放装置的单元波形进行波形均衡的波形均衡装置，当把上述编码符号序列的数据组宽度T_b作为延迟时间的延迟运算因子设为D、加权系数分别为C₀，C₁，…，C_n时，该波形均衡装置是具有所规定延迟时间的延迟单元的横向滤波器，该波形均衡装置用传输函数把上述编码符号的单元波形变成为用传输函数G(D)＝PR(C₀，C₁，…，C_n)＝(C₀+C₁D+C₂D²+…+C_nDⁿ)运算出的波形；

把经均衡的波形序列取样并量化的A/D变换装置；

把数字输出与规定的期待值相对比，把最大似然路径作为译码符号序列的维特比译码装置；

对译码符号序列施以RLL编码和NRZI编码的逆变换，并对译码数字信息序列解调的解调装置；以及

在上述波形均衡装置和上述A/D变换装置的后级从其输出中除去高频噪声的低通滤波器；

所述信息录放装置的特征在于所述的加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是实数值序列；且序列增字的上升顺序列和下降顺序列是同一序列，至少加权系数C₀，C₁，C₂≠0；

所述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是正实数的中高分布序列。

把数字信息序列进行RLL编码后进行NRZI编码的编码调制装置；

把其编码符号序列记录在信息记录载体上，并作为单元波形序列从其信息记录载体上用光学传感头重放模拟信号的录放装置；

把其重放单元波形序列按上述编码符号序列的数据组宽度Tb/m(m是自然数)的取样周期取样，并量化的A/D变换装置；

把来自上述A/D变换装置的数字信号进行波形均衡的波形均衡装置，该波形均衡装置是具有规定延迟时间的延迟单元的横向滤波器，当把数据组宽度T_b作为延迟时间的延迟单元设为D，把加权系数分别设为C₀，C₁，…，C_n时，该波形均衡装置把上述编码符号的单元波形变成为对来自上述A/D变换装置的数字信号用传输函数G(D)＝PR(C₀，C₁，…，C_n)＝(C₀+C₁D+C₂D²+…+C_nDⁿ)运算所得到的波形；

从波形均衡过的信号中除去高频噪声的低通滤波器；以及

把滤波器输出与规定的期待值对比，并把最大似然路径作为译码信号序列的维特比译码装置；

所述信息录放装置的特征在于上述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是实数值序列，并且序列增字的上升顺序列和下降顺序列是同一序列，至少加权系数C₀，C₁，C₂≠0；

所述加权系数的数值序列{C₀，C₁，…，C_n}是正实数的中高分布序列。

3.根据权利要求1或2的信息录放装置，其特征在于所述传输函数G(D)＝PR(C₀，C₁，…，C_n)是从PR(1，2，1)，PR(1，2，2，1)，PR(1，3，，3，1)，PR(1，4，6，4，1)构成的组中选出的传输函数。

4.根据权利要求3的信息录放装置，其特征在于前述传输函数G(D)是PR(1，2，2，1)＝(1+2D+2D²+D³)。

5.根据权利要求4的信息录放装置，其特征在于所述低通滤波器的截止频率的范围是1/2T_b～1/6T_b。

6.根据权利要求4或5的信息录放装置，其特征在于所述的维特比译码装置把所述录放装置和所述均衡装置视作为卷积编码器，把作为其输入的所述编码符号的状态也包含作为内部状态，从其中抽出(1，7)RLL编码和NRZI编码所禁止的状态推移，作成为10个状态的内部状态S₀～S₉，并用基于其状态推移的格线图来形成。

7.根据权利要求6的信息录放装置，其特征在于所述内部状态S₀～S₉的状态移图是：在状态S₀，向所述录放装置输入0时，保持状态S₀原状，前述波形均衡装置的输出是0；在状态S₁，该输入为1时，推移至状态S₁，其输出是1；在状态S₁，其输入为1时，推移至状态S₂，其输出是3；在状态S₂，其输入是0时，推移至状态S₈，其输出是4；在状态S₂，其输入是1时，推移至状态S₃，输出是5；在状态S₃，其输入是0时，推移至状态S₅，其输出是5；在状态S₃，其输入是1时，推移至状态S₄，其输出是6；在状态S₄，其输入是0时，推移至状态S₅，其输出是5；在状态S₄，其输入是1时，保持状态S₄原样，其输出为6；在状态S₅，其输入为0时，推移至状态S₆，其输出是3；在状态S₆，其输入是0时，推移至状态S₇，其输出是1；在状态S₆，其输入是1时，推移至状态S₉，其输出是2；在状态S₇，其输入是0时，推移至状态S₀，其输出是0；在状态S₇，其输入是1时，推移至状态S₁，其输出是1；在状态S₈，其输入是0时，推移至状态S₆，其输出是3；以及在状态S₉，其输入为1时，推移至状态S₂，其输出是3。

8.根据权利要求7的信息录放装置，其特征在于，当重放单元接收到一个输入的0作为在状态S₀的一个输入时，在内部状态S₀-S₁的状态推移图中，其状态维持为状态S₀，并从波形均衡装置输出0；

当接收到1作为在状态S₀的一个输入时，则推移至状态S₁并输出1；

当接收到1作为在状态S₁的一个输入时，则推移至状态S₂并输出3；

当接收到0作为在状态S₂的一个输入时，则推移至状态S₃并输出4；

当接收到1作为在状态S₂的一个输入时，则推移至状态S₃并输出5。

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