JP2000285600A - 光記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】高密度記録の向上および誤り訂正率の改善が可
能な光記録再生装置を提供する。 【解決手段】ディジタル情報列をＲＬＬ符号化したの
ち、ＮＲＺＩ符号化する符号化変調手段１１と、その符
号化記号列を情報記録媒体に記録し、その情報記録媒体
から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列として再
生する記録・再生系１２（光ディスクドライブ）と、符
号列の素子波形をＰＲ（ １，α，α，１）の伝達関数
（１＋αＤ＋αＤ^２ ＋Ｄ^３ ）で演算した波形になるよ
うに波形列ｅ（ｔ）を波形等化する波形等化器１３と、
その等化波形列ｘ（ｔ）を標本化して量子化するＡ／Ｄ
変換器１４と、そのディジタル出力を所定の期待値と比
較して最尤パスを復号列とするビタビ復号器１５を有す
る。なお、αは伝達関数により最適化し、α=1.75とす
ることで良好な結果が得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、光記録再生装置な
どの光ヘッドにより情報を再生する情報記録再生装置に
関し、特に、高密度記録および誤り訂正率の改善を目的
に、ビタビ復号器と組み合わせて用いるのに好適なパー
シャルレスポンス方式に関する。

【０００２】

【従来の技術】最近、ディジタル磁気記録の再生系信号
処理技術においては、特開平４−２２１４６４号公報や
特開平５−２８４２号公報に開示されているように、信
号検出法として、ピーク検出方式（レベル検出方式）の
代わりに、高密度記録などの改善を目的にパーシャルレ
スポンス（Partial Response：ＰＲ）方式が提案されて
いる。また、誤り率特性の改善を目的に最尤復号法（誤
り訂正復号法）として、ビタビ復号法を復調系に加える
ことが有効な手段として注目されている。

【０００３】他方、光記録、光磁気記録の分野におい
て、パーシャルレスポンス方式およびビタビ復号法を適
用した例として、大沢、山内、田崎の論文「新たな可変
長ブロック符号とｄ制約を利用したビタビ復号法の光磁
気記録への応用」テレビ誌、44、10、pp1369〜1375（１９
９０）が知られている。

【０００４】図８はパーシャルレスポンス方式およびビ
タビ復号法を用いた従来の光磁気記録再生システムの構
成を示すブロック図である。

【０００５】この光磁気記録再生システムにおいては、
後述する記録・再生系（光磁気ドライブ）３の帯域制限
による素子波形（読み取り波形）の干渉（符号間干渉）
の抑制や素子波形列からの同期情報の抽出の容易化など
を図るため、記録・再生系（光磁気ドライブ）３の特性
などに適合した符号化則に従って符号化する符号化変調
器１を備えており、たとえば、この符号化変調器１とし
ては、記録すべき入力データビット列（ディジタル情報
列）｛Ａｉ｝を、同一の符号記号の重なりであるラン
（Ｒｕｎ）の最小値パラメータｄ＝２，最大値パラメー
タｋ＝７とするＲＬＬ（Run Length Limited)符号に符
号化するための（２，７）ＲＬＬ符号器１ａと、さらに
その（２，７）ＲＬＬ符号列をＮＲＺＩ（Non Return t
o Zero Inversion）符号へ変換する（シンボル０のとき
はレベル反転せず、シンボル１のときだけセル前端でレ
ベル反転を行う）ＮＲＺＩ変調器１ｂとからなる。

【０００６】（２，７）ＲＬＬ符号則のｋ制約（＝７）
は、符号間干渉（波形干渉）を抑圧できる利点がある。
また、ＮＲＺＩ変調器１ｂのマーク長変調は高記録密度
の向上に資する利点を有している。

【０００７】さらに、図８の光磁気記録再生システムで
は、符号化変調器１から生起する符号化データ列｛ａ
ｉ｝は、後述する波形等化器４の逆伝達特性を持たせた
回路であるところの特性〔１／（１＋Ｄ）〕mod２のプ
リコーダ（Precoder）２に予め入力させて、波形等化器
４の出力において後段のビタビ復号器７には記録・再生
の特性が打ち消され、誤り波及（誤り伝搬）を起こさせ
ないように配慮されている。プリコーダ２からの記録符
号系列（ｄ_ｉ）は記録素子波形列として記録・再生系３
の半導体レーザなどの熱効果を用いて光磁気記録媒体の
磁気薄膜に記録される。

【０００８】一方、再生処理においては、記録・再生系
３の光ヘッドにより光磁気記録媒体から読み出されて、
プリアンプで増幅されて得た再生素子波形列ｅ（ｔ）
が、高密度記録化を図るために、波形を修正して波形干
渉を補償する波形等化器４で波形等化される。この波形
等化器４の一般的構成としては、トランスバーサルフィ
ルタ（Transversal Filter)が用いられ、図９に示すよ
うに、遅延時間Ｔの遅延回路４ａを（２Ｌ）段だけ直列
に接続した直列遅延段（ＳＲ）と、信号の識別点となる
各タップからその出力の重み係数ｃ_ｊ（ｊ＝−Ｌ，・・
・，−１，０，＋１，・・・，＋Ｌ）を掛ける（２Ｌ＋
１）個の重み付け回路（乗算器）４ｂと、それらの総和
を求める加算機４ｃとから構成されている。なお、遅延
回路４ａの遅延時間Ｔは符号記号列のセル幅Ｔｂと同一
である必要はなく、波形等化の等化誤差を少なくするに
は、たとえば、遅延時間Ｔ＝Ｔｂ／ｍの遅延回路４ａを
用いることができる。ただし、ｍは自然数である。

【０００９】ところで、ここに再生素子波系列ｅ（ｔ）
を正しく標本点ｋＴ_ｂでのみ標本化したとき、サンプル
値が当該符号記号に対応する素子波形だけに依存し、隣
接の素子波形に影響されないよう波形間干渉を無くすた
めには、次のナイキスト（Nyquist）の条件（ナイキス
トの第１無歪み条件）を満足しなければならない。

【００１０】 ただし、 Ｔ_ｂは符号記号列の時間単位であるセル幅で
ある。δ_ｋ０は周知のクロネッカ（Kronecker)のデルタ
記号で、δ_ｉｊ＝１（ｉ＝ｊ）、δ_ｉｊ＝０（ｉ≠ｊ）
である。このナイキストの条件を満足する素子波形ｅ_０
には、方形パルス波形、ナイキスト波形など様々なもの
が知られているが、最も基本的な波形は、次のナイキス
ト波形（標本化関数）ｒ（ｔ）である。

【００１１】 ｒ（ｔ／Ｔ_ｂ−ｎ）＝sinc（ｔ／Ｔ_ｂ−ｎ） ＝ sinc（ｔ／Ｔ_ｂ−ｎ）／（ｔ／Ｔ_ｂ−ｎ） （２） しかし、素子波形として上述のようなナイキスト波形ｒ
（ｔ）を用いたとしても、装置ごとの精度バラツキや高
密度記録では分解能が悪くなり、なおも波形間干渉を不
可避的に生じて符号間干渉を招くため、むしろ、ＰＲ方
式では波形等化器４で波形間干渉を積極的に利用してい
る。すなわち、個々にプリコーダ２、記録・再生系３お
よび波形等化器４の総合伝達関数に対して、プリコーダ
２の入力インパルスを加えたときの波形等化器４の出力
波形（インパルス応答波形）をｈ（ｔ）とすれば、一般
に、プリコーダ２への入力が符号化データ列｛ａ_ｉ｝の
とき、波形等化器４の出力ｘ（ｔ）は次式で与えられ
る。

【００１２】

【数１】

【００１３】ただし、 ａ_ｋは時点ｋでのデータ入力と
し、Ｔ＝ Ｔ_ｂとしてある。

【００１４】また、波形等化器４が図９に示す如く遅延
時間Ｔの遅延回路４ａを持つトランスバーサルフィルタ
であると、ｈ（ｔ）は、ナイキスト波形ｒ（ｔ）の畳み
込みで表される。

【００１５】

【数２】

【００１６】ここに、 ｎ≠０のときナイキスト波形は
遅延演算による応答部分に相当しており、パーシャルレ
スポンスと称するが、（３）式、（４）式により、結
局、

【００１７】

【数３】

【００１８】である。ここに、

【００１９】

【数４】

【００２０】であり、（１）式より、

【００２１】

【数５】

【００２２】として検出できる。

【００２３】つまり、波形等化器４の出力ｘ（ｔ）は時
間離散的な識別点（ ｋＴ_ｂ）で、信号レベルが（ｍｏ
ｄ Ｎ）の多値として識別される。ここで、一般に、各
重み係数Ｃ_ｊ間は適当な整数比に設定される。このよう
に重みづけ係数Ｃ_ｊが整数比になるように設定された波
形等化器４はＰＲ（パーシャルレスポンス）回路とも呼
ばれ、ＰＲ方式ではこのＰＲ回路の重み係数Ｃ_ｊを用い
て、ＰＲ（Ｃ_０， Ｃ_１，・・・． Ｃ_Ｌ）と一般化表現
される。なお、必要な場合、重みづけ係数Ｃ_ｊは実数ま
で拡張してもよい。ちなみに、ＰＲ方式の発案者Kretzm
erは、代表的なＰＲ方式として、５つの形式、すなわ
ち、ＰＲ（１，１）、 ＰＲ（１，２，１）、 ＰＲ
（２，１，−１）、 ＰＲ（１，０，−１）、 ＰＲ（−
１，０，２，０，−１）を示している。

【００２４】その中で、図８で示される従来の磁気記録
再生システムにおいては、光磁気記録での光学的関数Ｏ
ＴＦがsinc関数を呈することから、これと似た周波数特
性を持つＰＲ（１，１）方式を採用している。ＰＲ
（１，１）方式では、（Ｃ_０＝Ｃ_１＝１であるから、波
形等化器４の出力波形（インパルス応答）ｈ（ｔ）は、
ｒ（ｔ／ Ｔ_ｂ）とその遅延波ｒ（ｔ／ Ｔ_ｂー１）の合
成波である。識別点はＴ_ｂごとであるので、その振幅値
は０→１→１→０と推移するので、これを識別すること
で、インパルス入力を検出できることになる。このＰＲ
（１，１）方式の場合、遅延演算子Ｄを用いると、ディ
ジタルではＧ（Ｄ）＝１＋Ｄとして表し得るので、入力
がｄ_ｋのとき、その出力は（ ｄ_ｋ＋ ｄ_ｋ−１）と表現
できる。ｄ_ｋ＝ ｄ_ｋ−１＝１のとき、出力は２となる
ので、波形等化器４の出力レベルは３値（０，１，２）
である。

【００２５】ＰＲ方式は、記憶される単一の素子波形に
対して、再生信号の複数の識別点でその応答が零でない
波形（相関波形：Correlative Waveform）を積極的に活
用したもので、波形間干渉があっても、レベルの一定時
間推移の相関性を検出することであり、（２，７）ＲＬ
Ｌ符号などのようなレベル相関符号に関する記録再生特
性に適合した等化方法として注目されている。

【００２６】次に、波形等化器４の出力ｘ（ｔ）は、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）５において再生過程および等
化過程で相加した白色雑音が除去されたのち、Ａ／Ｄ変
換器６においてセル幅の時間離散点で標本化されると共
に、サンプル値の量子化が行われる。

【００２７】ところで、波形等化器４には雑音が相加さ
れて実際には誤り系列として出力される。このため、Ａ
／Ｄ変換器６で量子化された再生ディジタル信号は、ビ
タビ（Viterbi）復号器７によって、ビタビアルゴリズ
ムにより最尤復号（Maximum Likelihood）が行われる。
最尤復号とは、識別および復号処理において、各識別点
ごとの信号値を対象とするのではなく、ある有限長の信
号系列（拘束長）を対象とするものである。

【００２８】ビタビアルゴリズムは最尤復号法の一形式
であり、受信（再生）信号系列が有限オートマン・モデ
ル（出力が内部状態と入力で決まるマシン）の表現がで
きる。そして、ビタビアルゴリズムとは、有限状態マシ
ンである符号器のレトリス線図（入力情報系列にしたが
って符号器の状態変化過程で生成する出力符号系列を表
した線図）の時間推移点ごとに、各時点に入力するメト
リック値（尤度の基準）が最小になるパス（内部状態の
推移経路）を決めることである。

【００２９】図８に示す光磁気記録再生システムでは、
（２，７）ＲＬＬ符号とＰＲ（１，１）方式の組み合わ
せに対し、ビタビ復号法を用いている。そこで、記録・
再生系３および波形等化器４を有限状態マシン（畳み込
み符号器）として捉えると、その内部状態の状態遷移図
を図１０に示す。

【００３０】入力情報系列はプリコーダ２の出力ｄ
_ｔ（＝０，１）であり、出力符号系列は波形等化器４の
出力Ｘ_ｔである。波形等化器４がＰＲ（１，１）回路で
あり、その検出される出力Ｘ_ｔは、０，１，または２で
ある。また、唯一の遅延素子を含むので、内部状態は２
^１＝２通りとなり、内部状態をｕ_ｔ−１で表すと、ここ
で、 ｕ_ｔ−１＝０のときを状態Ｓ１、 ｕ_ｔ−１＝１の
ときを状態Ｓ２に対応させる。

【００３１】ちなみに、状態Ｓ１の場合、入力０のとき
は状態Ｓ１のままで、その出力は０となる。このような
場合、図９では、入力／出力＝ｄ_ｔ／ｘ_ｔを０／０とし
て表してある。入力１のときは状態Ｓ２に推移し、その
出力は１となる。状態Ｓ２の場合、入力１のときは状態
Ｓ２のままで、その出力は２となる。また、入力０のと
きは状態Ｓ１に推移し、その出力は１となる。

【００３２】図１１は図１０の状態遷移図を基にした時
間的な内部状態の変化過程を表すトレリス（格子）線図
である。図１１の破線の有向線は、入力０による推移を
示し、実線の有向線は入力１による推移を示しており、
有向線上にはｄ_ｔ／ｘ_ｔが付されている。

【００３３】ビタビアルゴリズムを簡単に説明すると、
まず、各時点（ｔ−２〜ｔ＋２）で状態に合流する複数
の枝のメトリックを計算する。この枝メトリックとして
たとえば、ハミング距離を用いる。その中で、最小の枝
メトリック値の持つパスを生き残りパスとする。枝メト
リック値が同一のときは任意のパスを選択する。始期状
態、符号列の相関性の目安である拘束長、および終期状
態は復調側でも既知であるので、唯一の終期状態から生
き残りパスを過去に遡り、唯一の始期状態にたどりつく
ことができ、最尤パスを定めることができる。このよう
な状態推移の相関性を考慮すると、記録・再生系３およ
び波形等化期４のビット誤りを克服して、正確な情報系
列が復調されることになる。

【００３４】ビタビ複合機に詳細な説明は割愛するが、
一般に、図１２に示すように、拘束長に対応したビット
列の波形から求められた期待値を格納する仮定パスメモ
リ７ａ、加算器（Ａ）、比較器（Ｂ）、セレクタ（Ｃ）
を含みＡ／Ｄ変換器６からのサンプル値と仮定パスメモ
リ７ａからの期待値との差の２乗出力と、前回算出した
パスメトリック値との和を加算器（Ａ）で求め、加算出
力を比較器（Ｂ）により比較し、小さい方をセレクタ
（Ｃ）から選択するＡＣＳ回路７ｂ、選択された仮定パ
スの最後尾の値が格納されるパスメモリ７ｃ、パスメト
リック値の最小値のパスを選択して最後尾のデータを復
調データとするパスセレクタ７ｄから構成されている。

【００３５】なお、図８に示される光磁気記録再生シス
テムの最終段の復調器８は、ビタビ復号器７で得られた
誤り訂正符号（ａ_ｉ）を復調して情報列（Ａ_ｉ）に戻す
もので、（２，７）ＲＬＬ符号化およびＮＲＺＩ符号化
の逆変換に相当している。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
光磁気再生システムにあっては、次のような幾つかの問
題点がある。

【００３７】〔１〕．図８の光磁気記録再生システムに
おける記録・再生系（光磁気ドライブ）３の伝達関数を
Ｈ（ｆ）、波形等化器４の伝達関数をＥ（ｆ）とすれ
ば、パーシャルレスポンスＰＲ（１，１）の場合、次式
を満たす用に波形等化器４の重み係数Ｃｊを決定する必
要がある。

【００３８】 Ｈ（ｆ）・Ｅ（ｆ）＝ＰＲ_１１（ｆ） （８ ） この式において、 ＰＲ_１１（ｆ）はＰＲ（１，１）の
伝達関数である。遅延演算子Ｄ＝ｅｘｐ（−ｊωＴ_ｂ）
を用いると、ＰＲ（１，１）はＧ（ω）＝（１＋Ｄ）と
表現できる。ただし、ω＝２πｆである。したがって、
伝達関数ＰＲ_１１（ｆ）は、｜Ｇ（ｆ）｜＝｜２ｃｏｓ
（πｆＴ_ｂ）｜である。ここで、遮断周波数は、ｆ_１１
＝１／２Ｔ_ｂである。

【００３９】図１３は記録密度が低い場合の伝達関数の
周波数特性を示す。記録密度が低いため、記録・再生系
の伝達関数Ｈ（ｆ）の遮断周波数ｆ_ＨはＰＲ_１１（ｆ）
の遮断周波数ｆ_１１よりも高い。かかる場合、遮断周波
数ｆ_１１で零となる伝達関数Ｅ（ｆ）を持つ波形等化器
４を構成すれば、原理的に等化誤差の無い状態を実現で
きる。

【００４０】しかし、記録密度を上げて行くと、波形間
干渉により伝達関数Ｈ（ｆ）の遮断周波数ｆ_Ｈが低下
し、図１４に示す如く、ついにはＰＲ_１１（ｆ）の遮断
周波数ｆ_１１よりも相対的に低くなる。かかる場合、
（８）式を満足しない領域（ ｆ_Ｈ≦ｆ≦ ｆ_１１）が存
在することとなり、原理的に等化誤差が大きくなるとい
う問題がある。等化誤差が大きくなることは符号間干渉
の是正が弱くなることを意味し、それゆえ、自ずと高密
度記録再生の限界が生じる。

【００４１】〔２〕．図１３に示す如く、記録密度が比
較的低い場合でも、伝達関数Ｅ（ｆ）の高域側は１以上
の値を呈しており、このため、雑音を強調する作用をな
している。また、等化誤差（最小２乗誤差）を低減させ
るための遅延時間の短い遅延回路４ａを用い、波形等化
器４のタップ数をハードウエア的に増やすことは可能で
あるが、波形等化器４の構成の複雑さが増すことは勿論
のこと、遅延素子数の増大により雑音の相加が一層顕著
になり、雑音の高域強調が起こり、等化誤差の抑制はさ
ほど有効的ではなくなる。むしろ、ビット誤り率が高く
なり、ビタビ復号を施してもビット誤り率は顕著には改
善されないという問題があった。

【００４２】そこで本発明は、上述の〔１〕、〔２〕の
問題点を改善するため、符号側、記録・再生系、および
復調側からなるシステム全体を一括した最適特性となる
ように、ビタビ復号と組み合わせ得るＰＲ方式を見いだ
すことにより、高密度記録の向上およびビット誤り率の
低減を可能とする光記録再生装置を提供することを目的
としている。

【００４３】

【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明の光記録再生装置は、ディジタル情報列を
符号化したのち、ＮＲＺＩ符号化する符号化変調手段
と、その符号化記号列を情報記録媒体に記録し、その情
報記録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形
列として再生する記録再生手段と、所定の遅延時間の遅
延素子を持つトランスバーサルフィルタであり、前記符
号化記号列のセル幅Ｔ_ｂを遅延時間とする遅延演算子を
Ｄ、重み係数の数値列をそれぞれＣ_０，Ｃ_１， Ｃ_２，
・・・，Ｃ_ｎとすると、前記符号記号列の素子波形を伝
達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ）
＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ^ｎ ）
で演算した波形になるように前記記録再生手段からの素
子波形を波形等化する波形等化手段と、その等化波形列
を標本化して量子化するＡ／Ｄ変換手段と、そのディジ
タル出力を所定の期待値と比較して最尤パスを復号記号
列とするビタビ復号手段と、その復号記号列を復調する
復調手段とを有し、前記伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ
_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ）＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ
^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ^ｎ ）において、ｎ＝３とし、重み
係数の数値列Ｃ_０，Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎを、 Ｃ
_０＝１，Ｃ_１＝ α，Ｃ_２＝α，Ｃ_３＝１として、αを
記録再生系の伝達関数により最適化するようにしてい
る。

【００４４】また、本発明の光記録再生装置は、ディジ
タル情報列を符号化したのち、ＮＲＺＩ符号化する符号
化変調手段と、その符号化記号列を情報記録媒体に記録
し、その情報記録媒体から光ヘッドによりアナログ信号
を素子波形列として再生する記録再生手段と、その再生
素子波形列を前記符号記号列のセル幅Ｔ_ｂの１／ｍ（た
だし、ｍは自然数）のサンプリング周期で標本化して量
子化するＡ／Ｄ変換手段と、所定の遅延時間の遅延演算
子を有するトランスバーサル型フィルタであり、前記セ
ル幅Ｔ_ｂを遅延時間とする遅延素子をＤ、重み係数の数
値列をそれぞれＣ_０，Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎとす
ると、前記符号記号の素子波形を前記Ａ／Ｄ変換手段か
らのディジタル信号を伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（
Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ）＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２
Ｄ^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ^ｎ ）で演算した波形になるよう
に前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号を波形等化
する波形等化手段と、その波形等化した信号を所定の期
待値と比較して最尤パスを復号記号列とするビタビ復号
手段と、その復号記号列を復調する復調手段とを有した
構成であってもよく、このような構成における光記録再
生装置であっても、前記伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ
_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ）＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ
^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ^ｎ ）において、ｎ＝３とし、重み
係数の数値列Ｃ_０，Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎを、 Ｃ
_０＝１，Ｃ_１＝ α，Ｃ_２＝α，Ｃ_３＝１として、αを
伝達関数により最適化するようにしている。

【００４５】そして、これら各発明において、前記αを
α=1.75とする。

【００４６】このように、ＰＲ方式の重み係数の数値列
｛ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ｝において、 ｎ＝４と
し、重み係数の数値列Ｃ_０，Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ
_ｎを、Ｃ_０＝１，Ｃ_１＝ α，Ｃ_２＝α，Ｃ_３＝１とし
て、αを伝達関数により最適化することにより、記録再
生系の伝達関数Ｈ（ｆ）と波形等化器自体の伝達関数Ｅ
（ｆ）の積が、採用されたＰＲ方式の伝達関数によく一
致するようになり、等化誤差を低減させることができ、
高密度記録が可能となる。特に、αをα=1.75とするこ
とにより、その効果がより一層、顕著に現れる。

【００４７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て説明する。

【００４８】図１は本発明に係わる光記録再生装置の実
施の形態の全体構成を示すブロック図であり、大きく分
けると、符号化変調器１１、記録・再生系（光ディスク
ドライブ）１２と波形等価器１４、Ａ／Ｄ変換器１５、
ビタビ復号器１６、復調器１７などにより構成されてい
る。なお、この実施の形態では、記録媒体としてＭＯ
（Magneto Optical Disc）を用いる光記録再生装置の例
について説明する。

【００４９】符号化変調器１１は、入力データビット列
（ディジタル情報列）｛Ａ_i｝を、ラン（Run）の最小値
パラメータｄ＝１、最大値パラメータｋ＝７として符号
化する（１，７）ＲＬＬ符号器１１ａと、その（１，
７）ＲＬＬ符号列をＮＲＺＩ符号へ変換するＮＲＺＩ変
調器１１ｂからなる。（１，７）ＲＬＬ符号則のｋ制約
（＝７）は符号間干渉を抑圧できる利点がある。また、
ＮＲＺＩ変調器１１ｂのマーク長変調は高記録密度の向
上に資する利点を有している。

【００５０】符号化変調器１１から出力される符号列
｛ａ_ｉ｝は、記録素子波形列として記録・再生系（光デ
ィスクドライブ）１２の半導体レーザなどの熱効果を用
いて光磁気記録媒体の磁性薄膜に記録される。情報再生
処理においては、て記録・再生系１２の光ヘッドから読
み出された再生素子波形列ｅ（ｔ）は信号検出系として
の後述する波形等化器１３で波形当化される。

【００５１】本発明の波形等化器１３も図８で示した波
形等化器４と同様、トランスバーサルフィルタが用いら
れ、図９に示したように、タップを有する一定間隔（遅
延時間）Ｔの遅延回路４ａを（２Ｌ）段だけ直列に接続
した直列遅延段（ＳＲ）と、信号の識別点となる各タッ
プからの出力に重み係数Ｃ_ｊ(ｊ＝−Ｌ，・・・，−
１，０，＋１，・・・，＋Ｌ）を掛ける（２Ｌ＋１）個
の重み付け回路（乗算器）４ｂと、それらの総和を求め
る加算機４ｃとから構成されている。なお、遅延回路４
ａの遅延時間Ｔは符号記号列のセル幅Ｔ_ｂと同一である
必要はなく、波形等化の等化誤差を少なくするには、た
とえば、遅延時間Ｔ＝ Ｔ_ｂ／ｍの遅延回路４ａを用い
ることができる。ただし、ｍは自然数である。

【００５２】そして、本発明の波形等化器１３は、それ
自身も含めた記録・再生系がパーシャルレスポンスＰＲ
（１，α，α，１）特性を実現するように波形等化器１
３の重み係数Ｃ_ｊが設定されている。ここで、αは記録
・再生系１２の伝達関数によって最適な値が選ばれる。
この実施の形態では、α=1.75とするが、本発明の実施
の形態であるα＝1.75とした場合の説明に先立って、パ
ーシャルレスポンスＰＲ（１，２，２，１）とした場合
について説明する。このように、ＰＲ（１，２，２，
１）としたときも、従来行われているパーシャルレスポ
ンスＰＲ（１，１）に比べると良好な結果が得られるこ
とがわかった。

【００５３】ＰＲ（１，２，２，１）では、 Ｃ_０＝
１， Ｃ_１＝２， Ｃ_２＝２， Ｃ_３＝１であるから、
（４）式により、記録・再生系１２の入力にインパルス
を加えたときの波形等化器１３の出力波形（インパルス
応答波形）であるｈ（ｔ）は、次式で与えられる。

【００５４】 ｈ（ｔ）＝ｒ（ｔ／Ｔ_b）＋２ｒ（ｔ／Ｔ_b−１）＋２ｒ（ｔ／Ｔ_b−２） ＋ｒ（ｔ／Ｔ_b−３） （９ ） ここでは、Ｔ＝Ｔ_ｂとしてあるから、応答波形の識別点
はＴ_ｂごとであり、インパルス応答の振幅値は、図２に
示す如く、０→１→２→２→１→０と推移するので、こ
れを識別することで、インパルス入力を検出できること
になる。ここで、遅延演算子Ｄ＝ｅｘｐ（−ｊωＴ_ｂ）
を用いると、 ＰＲ（１，２，２，１）はディジタルで
はＧ（Ｄ）＝（１＋２Ｄ＋２Ｄ^２＋Ｄ^３）＝と表現でき
る。ただし、ω＝２πｆである。

【００５５】時点ｋでの入力がａ_ｋであるとき、その出
力は、ａ_ｋ＋２ａ_ｋー１ ＋２ａ_ｋー２＋ａ_ｋー３と表
現できる。 ａ_ｋ＝ａ_ｋー１ ＝ａ_ｋー２＝ａ_ｋー３＝１
のとき、出力は６となるので、波形等化器１３の出力信
号レベルは７値（０，１，２，３，４，５，６）であ
る。したがって、 ＰＲ（１，２，２，１）の伝達関数
ＰＲ_１２２１（ｆ）は、｜Ｇ（ｆ）｜＝｜２ｃｏｓ（π
ｆＴ）｛１＋２ｃｏｓ（２πｆＴ）^1/2｜である。ここ
で、遮断周波数ｆ_１２２１＝１／３Ｔ_ｂである。

【００５６】この波形等化器１３の出力Ｘ（Ｔ）は、Ａ
／Ｄ変換器１４によってセル幅の時間離散点で標本化さ
れるとともに、サンプル値の量子化が行われ、その量子
化された再生ディジタル信号は、ビタビ復号器でビタビ
アルゴリズムにより、最尤復号法が行われる。ここで
は、（１，７）ＲＬＬ符号、ＮＲＺＩ符号とＰＲ（１，
２，２，１）方式の組み合わせに対し、それに適合した
ビタビ復号法を用いている。

【００５７】図２は本例におけるＰＲ（１，２，２，
１）の伝達関数ＰＲ_１２２１（ｆ）を示すグラフであ
る。ｆ_ｂ＝ｆＴとした規格化周波数としてある。前述し
たように、伝達関数ＰＲ_１２２１（ｆ）は、｜２ｃｏｓ
（πｆ_ｂ）｛１＋２ｃｏｓ（２πｆ_ｂ）^1/2｜であり、
その遮断周波数はｆ_{ｂ１２２１}＝１／３Ｔ_ｂ≒0.33であ
る。他方、ＰＲ（１，１）の伝達関数ＰＲ_１１（ｆ）
は、｜２ｃｏｓ（πｆ_ｂ）であり、その遮断周波数はｆ
_ｂ１１＝１／２＝0.5である。したがって、遮断周波数
ｆ_{ｂ１２２１}は、遮断周波数ｆ_ｂ１１よりも必ず低周波
側になっている。従って、高密度記録によりたとえ波形
間干渉が生じて、記録・再生系１２の伝達関数Ｈ（ｆ）
の周波数特性の遮断周波数ｆ_ｂＨが、 ＰＲ_１１（ｆ）
の遮断周波数ｆ_ｂ１１よりも相対的に低くなっても、
ｆ_ｂＨがｆ_{ｂ１２２１}以下になるまでは次式を満足する
波形等化器１３の伝達関数Ｅ（ｆ）が存在する。

【００５８】 Ｈ（ｆ）・Ｅ（ｆ）＝ ＰＲ_１２２１（ｆ） （ １０） したがって、波形等化の補償により、従来に比して一層
の高密度記録を実現することができる。

【００５９】また、図２では伝達関数ＰＲ_１１（ｆ）よ
りも伝達関数ＰＲ_１２２１（ｆ）の方が記録・再生系１
２の伝達関数Ｈ（ｆ）に添って接近しているので、波形
等化器１３の伝達関数Ｅ（ｆ）は従前のＰＲ（１，１）
のそれに比較して低くでき、より近くに寄せることがで
き、その分、ノイズの高域強調を抑制でき、ビットエラ
ーの低減に寄与できる。

【００６０】図３は波形等化器１３のタップ数に対する
等化誤差の依存性を示すグラフである。従前のＰＲ
（１，１）方式では等化誤差（理想ＰＲ（１，１）波形
と現実の波形等化器１３の出力波形との最小二乗誤差）
の値が高くなっている。これは、図２の伝達関数の曲線
形の比較でわかるように、ＰＲ（１，１）方式の伝達関
数は記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）からなおも大きく
離れており、波形等化しがたくなっているためである。

【００６１】波形等化器１３のタップ（識別点）数が５
の場合は、約0.13であり、タップ数を増やして波形等化
器を構成すると、勿論、等化誤差は減少するものの、減
少の度合いはそれほど大きくはない、ちなみに、タップ
数が２１のときでも、等化誤差は0.03と高い値になって
いる。タップ数を増やすことは遅延回路４ａの数を増や
すことを意味するので、等化器自体の構成の複雑さを招
き、また、雑音相加が問題となり、ビット誤りを誘発す
ることにもなる。

【００６２】これに対して、ＰＲ（１，２，２，１）方
式では、タップ（識別点）数が５の場合、等化誤差は既
に0,02以下であり、ＰＲ（１，１）方式に比べて優れて
いることがわかる。タップ数が少なくても等化誤差を僅
少にできるので、符号間干渉を抑制でき、一層の高密度
化を実現できるとともに、波形等化器１３自体の構成の
簡素化が可能で、波形等化器での雑音相加を低減でき
る。なお、これは、本発明のＰＲ（１，α，α、１）方
式（αは記録・再生系の伝達係数によって最適化する
が、ここでは、α＝1.75としている）の場合も似たよう
な結果が得られる。

【００６３】また、図４は記録データとして、最大長周
期系列（Ｍ系列）の０，１のデータを用いて0.25μｍ／
bit〜0.35μｍ／bitの記録密度で光記録媒体に記録し、
その再生信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）と、その再生信
号の復調後のデータのビット誤り率（ＢＥＲ）との関係
を示すグラフである。

【００６４】このグラフからもわかるように、ＰＲ
（１，２，２，１）はＰＲ（１，１）に比べると数ｄＢ
以上の顕著な改善が見られることがわかる。

【００６５】このように、従来から用いられていたＰＲ
（１，１）方式の代わりに、ＰＲ（１，２，２，１）を
用いることで、一層の高密度記録を実現することがで
き、しかも、ノイズの高域強調を抑制でき、ビットエラ
ーの低減に寄与できることがわかるが、本発明では、こ
れよりもさらに好結果の得られるＰＲ（１，α，α，
１）方式を提案する。ここで、αは伝達関数によって最
適な値が選ばれる。この実施の形態では、前述したよう
に、α=1.75とする。

【００６６】図５はＰＲ（１，α，α，１）方式のαの
値を幾つかに設定した場合の周波数特性を示している。
図５において、曲線Ｗ１は記録・再生系１２の周波数特
性を示し、曲線Ｗ２はα=1.75としたＰＲ（１，1.75，
1.75，１）方式による周波数特性を示し、曲線Ｗ３はα
=1.25としたＰＲ（１，1.25，1.25，１）方式による周
波数特性を示し、曲線Ｗ４はα=1.5としたＰＲ（１，1.
5，1.5，１）方式による周波数特性を示し、る曲線Ｗ５
は、α=２としたＰＲ（１，２，２，１）方式による周
波数特性を示している。

【００６７】この周波数特性からもわかるように、どれ
も比較的良い結果を出しているが、とりわけ、α＝1.75
としたときが、記録・再生系１２の周波数特性に最も近
い周波数特性を持つことがわかる。

【００６８】また、図６はαをα＝1.25、つまり、ＰＲ
（１，1.25，1.25，１）のとき、α＝1.5、つまり、Ｐ
Ｒ（１，1.5，1.5，１）のとき、α＝1.75、つまり、Ｐ
Ｒ（１，1.75，175，１）のとき、α＝2、つまり、ＰＲ
（１，２，２，１）のときの再生信号の信号対雑音比
（Ｓ／Ｎ）と、その再生信号の復調後のデータのビット
誤り率（ＢＥＲ）との関係を示すグラフである。なお、
これら図５および図６は先に説明した図２および図４と
は異なったシミュレーションにより得られた結果を示し
ている。

【００６９】この図６の場合も、曲線Ｗ２はα=1.75と
したＰＲ（１，1.75，1.75，１）方式によるＳ／Ｎ比特
性を示し、曲線Ｗ３はα=1.25としたＰＲ（１，1.25，
1.25，１）方式によるＳ／Ｎ比特性を示し、曲線Ｗ４は
α=1.5としたＰＲ（１，1.5,1.5，１）方式によるＳ／
Ｎ比特性を示し、曲線Ｗ５は、α=２としたＰＲ（１，
２，２，１）方式によるＳ／Ｎ比特性を示している。

【００７０】この図６のＳ／Ｎ比特性からもわかるよう
に、α＝1.75としたときが最も良好な結果が得られるこ
とがわかる。

【００７１】このように、 ＰＲ方式の重み係数の数値
列｛ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ｝において、 ＰＲ
（１， α，α，１）として、αを伝達関数により最適
化することにより、記録再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）と波
形等化器自体の伝達関数Ｅ（ｆ）の積が、採用されたＰ
Ｒ方式の伝達関数によく一致するようになり、等化誤差
を低減させることができ、高密度記録が可能となる。特
に、αをα=1.75とすることにより、その効果がより一
層、顕著に現れる。

【００７２】なお、本発明は以上説明した実施の形態に
限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範
囲で種々変形実施可能となるものである。たとえば、光
記録再生装置を図７に示すような構成とすることもでき
る。なお、図７において図１と同一部分には同一符号を
付し、その説明は省略する。この図７に示される構成で
は、記録・再生系（光ディスクドライブ）１２の直後に
Ａ／Ｄ変換器２１を設け、その後に、ディジタル型の波
形等化器２２を設けている。Ａ／Ｄ変換器２１のサンプ
リング周波数はセル幅Ｔ_ｂでもよいが、等化誤差を低減
するためには、Ｔ_ｂ／ｍ（ただし、ｍは自然数）とする
のがよい。ディジタル型の波形等化器は一般に非巡回型
ディジタルフィルタ（ＦＩＲ）であり、それを構成する
複数の遅延回路の遅延時間はＴ_ｂ／ｍである。

【００７３】このように波形等化器２２をディジタル回
路で構成することによっても、高密度記録の向上と誤り
訂正率の改善を図ることができる。

【００７４】また、上述の実施の形態では、記録媒体と
してＭＯ（Magneto Optical Disc）を用いる光記録再生
装置に適用した例について説明したが、記録媒体として
ＭＤ（Mini Disc）を用いた光磁気記録再生装置にも適
用することができ、さらに、本発明は、たとえば、ＤＶ
Ｄ（Digital Video Disc）やＣＤ（Compact Disc）など
の記録媒体を使用する光記録再生装置にも適用できる。
ただし、これらに適用する場合には、それぞれ符号化変
調器における変調符号などが異なってくる。

【００７５】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｐ
Ｒ方式の重み係数の数値列｛ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ
_ｎ｝において、 ｎ＝４とし、Ｃ_０＝１，Ｃ_１＝ α，Ｃ
_２＝α，Ｃ_３＝１として、αを伝達関数により最適化す
ることにより、記録再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）と波形等
化器自体の伝達関数Ｅ（ｆ）の積が、採用されたＰＲ方
式の伝達関数によく一致するようになり、等化誤差を低
減させることができ、高密度記録が可能となる。特に、
αをα=1.75とすることにより、その効果がより一層、
顕著に現れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる光記録再生装置の実施の形態の
全体構成を示すブロック図である。

【図２】本発明を説明するに先だって、記録・再生系の
伝達関数Ｈ（ｆ）とＰＲ方式の伝達関数ＰＲ
_１１（ｆ）、ＰＲ_１２２１（ｆ）の周波数特性を示す図
である。

【図３】ＰＲ（１，１）方式とＰＲ（１，２，２，１）
方式における波形等化器のタップ数に対する等化誤差の
依存性を説明する図である。

【図４】本発明を説明するに先だって、幾つかのＰＲ方
式における再生信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）と、その
再生信号の復調後のデータのビット誤り率（ＢＥＲ）と
の関係を示す図である。

【図５】本発明のＰＲ（１αα１）方式のαの値を幾つ
かに設定したときの周波数特性を示す図である。

【図６】本発明のＰＲ（１αα１）方式のαの値を幾つ
かに設定したときの再生信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）
と、その再生信号の復調後のデータのビット誤り率（Ｂ
ＥＲ）との関係を示す図である。

【図７】本発明に係わる光記録再生装置の実施の形態
（第２の実施の形態）の全体構成を示すブロック図であ
る。

【図８】従来の光磁気記録再生装置の実施の一例の全体
構成を示すブロック図である。

【図９】図８で用いられるトランスバーサル型波形等化
器の一般的構成を示すブロック図である。

【図１０】図８における記録・再生系および波形等化器
を有限状態マシン（拘束長１の畳み込み符号器）として
捉えた場合の内部状態の状態遷移図である。

【図１１】図１０の状態遷移図を基にしたトレリス線図
である。

【図１２】ビタビ復号器の一般的構成を示すブロック図
である。

【図１３】図８において、記録密度が低い場合について
記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）、波形等化器の伝達関
数Ｅ（ｆ）、ＰＲ（１，１）方式の伝達関数周波数特性
を示す図である。

【図１４】図８において、記録密度が高い場合について
記録・再生系の伝達関数Ｈ（ｆ）、波形等化器の伝達関
数Ｅ（ｆ）、ＰＲ（１，１）方式の伝達関数周波数特性
を示す図である。

【符号の説明】

１１ 符号化変調器 １１ａ （１，７）ＰＬＬ符号器 １１ｂ ＮＲＺＩ変調器 １２ 記録・再生系（光ディスクドライブ） １３，２２ 波形等化器 １４，２１ Ａ／Ｄ変換器 １５ ビタビ復号器 １６ 復調器

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ディジタル情報列を符号化したのち、Ｎ
   ＲＺＩ符号化する符号化変調手段と、 その符号化記号列を情報記録媒体に記録し、その情報記
   録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列と
   して再生する記録再生手段と、 所定の遅延時間の遅延素子を持つトランスバーサルフィ
   ルタであり、前記符号化記号列のセル幅Ｔ_ｂを遅延時間
   とする遅延演算子をＤ、重み係数の数値列をそれぞれＣ
   _０，Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎとすると、前記符号記
   号列の素子波形を伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ_０，Ｃ
   _１，・・・，Ｃ_ｎ）＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ^２ ＋・
   ・・＋Ｃ_ｎＤ^ｎ ）で演算した波形になるように前記記
   録再生手段からの素子波形を波形等化する波形等化手段
   と、 その等化波形列を標本化して量子化するＡ／Ｄ変換手段
   と、 そのディジタル出力を所定の期待値と比較して最尤パス
   を復号記号列とするビタビ復号手段と、 その復号記号列を復調する復調手段と、 を有し、 前記伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，
   Ｃ_ｎ）＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ
   ^ｎ ）において、ｎ＝３とし、重み係数の数値列Ｃ_０，
   Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎを、 Ｃ_０＝１，Ｃ_１＝
   α，Ｃ_２＝α，Ｃ_３＝１として、αを記録再生系の伝達
   関数により最適化することを特徴とする光記録再生装
   置。
2. 【請求項２】 前記αをα=1.75としたことを特徴とす
   る請求項１記載の光記録再生装置。
3. 【請求項３】 ディジタル情報列を符号化したのち、Ｎ
   ＲＺＩ符号化する符号化変調手段と、 その符号化記号列を情報記録媒体に記録し、その情報記
   録媒体から光ヘッドによりアナログ信号を素子波形列と
   して再生する記録再生手段と、 その再生素子波形列を前記符号記号列のセル幅Ｔ_ｂの１
   ／ｍ（ただし、ｍは自然数）のサンプリング周期で標本
   化して量子化するＡ／Ｄ変換手段と、 所定の遅延時間の遅延演算子を有するトランスバーサル
   型フィルタであり、前記セル幅Ｔ_ｂを遅延時間とする遅
   延素子をＤ、重み係数の数値列をそれぞれＣ_０，Ｃ_１，
   Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎとすると、前記符号記号の素子波
   形を前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジタル信号を伝達関
   数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，Ｃ_ｎ）＝（
   Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ^ｎ ）で演算
   した波形になるように前記Ａ／Ｄ変換手段からのディジ
   タル信号を波形等化する波形等化手段と、 その波形等化した信号を所定の期待値と比較して最尤パ
   スを復号記号列とするビタビ復号手段と、 その復号記号列を復調する復調手段とを有し、 前記伝達関数Ｇ（Ｄ）＝ＰＲ（ Ｃ_０，Ｃ_１，・・・，
   Ｃ_ｎ）＝（ Ｃ_０＋Ｃ_１Ｄ＋Ｃ_２Ｄ^２ ＋・・・＋Ｃ_ｎＤ
   ^ｎ ）において、ｎ＝３とし、重み係数の数値列Ｃ_０，
   Ｃ_１， Ｃ_２，・・・，Ｃ_ｎを、 Ｃ_０＝１，Ｃ_１＝
   α，Ｃ_２＝α，Ｃ_３＝１として、αを伝達関数により最
   適化することを特徴とする光記録再生装置。
4. 【請求項４】 前記αをα=1.75としたことを特徴とす
   る請求項３記載の光記録再生装置。