KR100364155B1 - 정보기록재생장치 - Google Patents

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시모다다쯔야
오사와히사시
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세이코 엡슨 가부시키가이샤
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Abstract

기록의 향상 및 비트 오류 정정율의 개선이 가능한 광자기 기록 재생 장치를 제공하는 것이다. 광자기 기록 재생 장치는 디지탈 정보열{Ai}을 (1,7) RLL 부호 · NRZI 부호화하는 부호화 변조기(11)와, 그 부호열{ai}을 광자기 기록 매체에 기록하고, 그 매체로부터 광 헤드에 의해 아날로그 신호를 소자 파형 열 e(t)로서 재생하는 기록 재생계(3)와, 부호열의 셀 폭(Tb)을 지연 시간으로 하는 지연 연산자를 D로 하면 부호열의 소자 파형을 PR(1,2,2,1)의 전달 함수 (1 + 2D + 2D2+ D3)로 연산한 파형으로 되도록 파형열 e(t)를 파형 등화하는 횡단형 필터의 파형 등화기(14)와, 저역 통과 필터(15)와, 등화 파형열 x(t)를 표본 · 양자화하는 A/D 변환기(16)와, 그 출력{ai}을 소정의 기대치와 대비하여 최우 경로를 복호열{Ai}로 하는 비터비 복호기(18)를 가지고 있다. PR(1,2,2,1)의 전달 함수는 기록 재생계(3)와 등화기(14)의 총합 전달 함수에 잘 근사하여, 파형간 간섭의 억제가 강하고, 고밀도 기록이 달성되며, 또한, 비터비 복호기에서는 최소 자유 거리가 길고, 오류 정정율이 개선된다.

Description

정보 기록 재생 장치
산업상의 이용 분야
본 발명은 광자기 기록 재생 장치, 광기록 재생 장치 등의 광 헤드에 의해 정보를 재생하는 정보 기록 재생 장치에 관한 것으로, 특히 고밀도 기록 및 오류 정정율의 개선을 목적으로 비터비 복호기와 조합하여 사용하기에 가장 적합한 PR(부분 응답) 방식에 관한 것이다.
종래의 기술
최근 디지탈 자기 기록의 재생계 신호 처리 기술에서는 일본 특개평 4-221464 호와 일본 특개평 5-2842 호에 개시되어 있는 바와 같이, 신호 검출법으로서 피크 검출 방식(레벨 검출 방식) 대신에 고밀도 기록 등의 개선을 목적으로 부분 응답(Partial Response:PR) 방식이 제안되고 있다. 또한, 오류율 특성의 개선을 목적으로 최우(最尤) 복호법(오류 정정 복호법)으로서 비터비 복호법을 복조계에 가미하는 것이 유효한 수단으로 주목되고 있다. 다른 한편으로, 광기록, 광자기 기록의 분야에서 부분 응답 방식 및 비터비 복호법을 적용한 예로서 오오자와, 야마우치, 다자기의 논문 「새로운 가변 길이 블록 부호와 d 제약을 이용한 비터비 복호법의 광자기 기록에의 응용」 (텔레비젼지 44, 10, pp1369∼1375(1990))이 공지되어 있다.
제 11 도는 부분 응답 방식 및 비터비 복호법을 사용한 종래의 광자기 기록 재생 시스템의 구성을 도시한 블록도이다.
이 광자기 기록 재생 시스템에서는 후술하는 기록 재생계(광자기 드라이브)(3)의 대역 제한에 의한 소자 파형(판독 파형)의 간섭(부호간 간섭)의 억제나 소자 파형열로부터의 동기 정보의 추출의 용이화 등을 도모하기 위해 기록 재생계(3)의 특성 등에 적합한 부호화측에 따라 부호화하는 소요의 부호화 변조기(1)를 구비하고 있고, 예컨대 이 부호화 변조기(1)로서는 기록해야할 입력 데이타 비트열(디지탈 정보열){Ai}을 동일한 부호 기호의 연속인 런(Run)의 최소치 파라미터 d = 2, 최대치 파라미터 K = 7로 하는 RLL(Run-Length-Limited) 부호로 부호화하기 위한 (2.7) RLL 부호기와, 또한 그 (2,7) RLL 부호열을 NRZI(Non Return to ZeroInversion) 부호로 변환하는 (심볼 0인 때는 레벨 반전하지 않고 심볼 1인 때만이 셀 전단에서 레벨 반전을 행함) NRZI 변조기로 구성된다. (2,7) RLL 부호측의 K 제약(= 7)은 부호간 간섭(파형 간섭)을 억압할 수 있는 이점이 있다.
또한, NRZI 변조기의 마크 길이 변조는 고기록 밀도의 향상에 이바지하는 이점을 갖고 있다.
또한, 제 11 도의 광자기 기록 재생 시스템에서는 부호화 변조기(1)로부터 일어나는 부호화 데이타열{ai}은 후출하는 파형 등화기(4)의 역전달 특성을 갖게 한 회로인 특성[1/(1+D)]mod2의 프리코더(Precoder)(2)에 미리 입력하고 파형 등화기(4)의 출력에 있어서 후단의 비터비 복호기(7)에는 기록 재생의 특성이 말소되고 오류 파급(오류 전반)을 일으키지 않도록 배려되어 있다.
프리코더(2)로부터의 기록 부호 계열{di}은 기록 소자 파형열로서 기록 재생계(3)의 반도체 레이저 등의 열 효과를 사용해서 광자기 기록 매체의 자성 박막에 기록된다.
한편, 재생 처리에 있어서는 기록 재생계(3)의 광 헤드에 의해 광자기 기록 매체로부터 읽어내어 프리앰프로 증폭되어 얻은 재생 소자 파형열 e(t)가 고밀도 기록화를 도모하기 위해 파형을 수정해서 파형 간섭을 보상하는 파형 등화기(4)로 파형 등화된다. 이 파형 등화기(4)의 일반적 구성으로서는 횡단 필터(Transversal Filer)가 사용되고 제 12 도에 도시한 바와 같이 지연 시간 T의 지연 회로(4a)를 (2L)단만큼 직렬로 접속한 직렬 지연단(SR)과 신호의 식별점을 형성하는 각 탭에서그 출력에 가중 계수 Cj(j = -L, ..., -1, 0, +1, ..., +L)을 곱하는 (2L+1)개의 가중 회로(승산기)(4b)와, 그들의 층계를 구하는 가산기(4C)로 구성되어 있다. 또한, 지연 회로(4a)의 지연 시간 T는 부호 기호열의 셀 폭 Tb와 동일해야할 필요가 없고, 파형 등화의 등화 오차를 적게 하려면, 예컨대 지연 시간 T=Tb/m의 지연 회로(4a)를 사용할 수 있다. 단, m은 자연수이다.
그런데, 여기서 재생 소자 파형열 e(t)를 정확하게 표본점 kTb에서만 표본화 하였을 때 샘플치가 해당 부호 기호에 대응하는 소자 파형만에 의존하고 인접한 소자 파형에 영향을 주지 않도록 파형간 간섭을 없애기 위해서는 다음의 나이키스트(Nyquist)의 조건(나이키스트의 제1무왜곡조건)을 만족하지 않으면 안된다.
[식 1]
단, Tb는 부호 기호열의 시간 단위인 셀 폭이다. δk0은 주지된 크로넥커(Kronecker)의 델타 기호로, δij, = 1(i=j) δij= 0(i=j)이다. 이 나이키스트의 조건을 만족하는 소자 파형 e0에는 방형(方形) 펄스 파형, 나이키스트 파형 등의 각 가지의 것이 알려져 있지만, 가장 기본적인 파형은 다음의 나이키스트 파형(표본화 함수) r(t)이다.
[식 2]
그러나, 소자 파형으로서 나이키스프 파형 r(t)을 사용하였더라도 장치마다의 정밀도 분산이나 고밀도 기록에서는 분해 능력이 나빠져, 더욱더 파형 간섭을 불가피하게 일으키고 부호간 간섭을 초래하기 때문에, 오히려 PR 방식에서는 파형 등화기(4)로 파형간 간섭을 적극적으로 이용하고 있다. 즉, 여기서 프리코더(2), 기록 재생계(3) 및 파형 등화기(4)의 종합 전달 함수에 대해 프리코더(2)의 입력에 임펄스를 가했을 때의 파형 등화기(4)의 출력 파형(임펄스 응답 파형)을 h(t)라고 하면 일반적으로 프리코더(2)로의 입력이 부호화 데이타열{ai}인 때 파형 등화기(4)의 출력 x(t)는 다음 식으로 부여된다.
[식 3]
단, ak는 시점 k에서의 데이타 입력으로 하고, T = Tb로 하고 있다.
여기서, 파형 등화기(4)는 제 12 도에 도시한 바와 같이 지연 시간 T의 지연 회로(4a)를 가진 횡단 필터이면, h(t)는 나이키스트 파형 r(t)를 콘벌루션하여 나타낸다.
[식 4]
여기서, n≠0인 때 나이키스트 파형은 지연 연산에 의한 응답 부분에 해당하고 부분 응답이라 칭하지만 수식 3, 4에 의해, 결국
[식 5]
이다. 여기서
[식 6]
이고, 수식 1로부터
[식 7]
로서 검출된다.
즉, 파형 등화기(4)의 출력 x(t)는 시간 이산적인 식별점(kTb)이고, 신호 레벨이 (mod N)인 많은 값으로서 식별된다. 여기서, 일반적으로 각 가중 계수 Cj사이는 적당한 정수비로 설정된다. 이와 같이 가중 계수 Cj가 정수비로 되도록 설정된 파형 등화기(4)는 PR(부분 응답) 회로로도 칭하고, PR 방식에서는 이 PR 회로의 가중 계수 Cj를 사용하여 PR(C0, C1, ..., CL)로 일반화 표현된다. 또한, 필요한 경우에 가중 계수 Cj는 실수까지 확장해도 좋다. 때문에, PR 방식의 발안자 Kretzmer는 대표적인 PR 방식으로서 5 개의 형식, 즉 PR(1,1), PR(1,2,1), PR(2,1,-1), PR(1,0,-1), PR(-1,0,2,0,-1)를 나타내고 있다.
그 중에서 제 11 도의 광 자기 기록 재생 시스템에서는 광자기 기록에서의 광학적 전달 함수 OTE가 SINC 함수를 가짐으로써, 이와 유사한 주파수 특성을 가진 PR(1,1) 방식을 채용하고 있다. PR(1,1) 방식에서는 C0= C1= 1이므로 파형 등화기(4)의 출력 파형(임펄스 응답) h(t)은 r(t/Tb)로 그 지연파 r(t/Tb-1)의 합성파이다. 식별점은 Tb마다이므로 그 진폭치는 0→1→1→0으로 추이되며, 이것을 식별함으로써 임펄스 입력을 검출하게 된다. PR(1,1) 방식의 경우 지연 연산자 D를 사용하면 디지탈인 경우에 G(D) = 1 ÷ D로 표시할 수 있으므로 입력이 dk인 때 그 출력은 (dk+ dk-1)로 표현된다. dk= dk-1= 1인 때 출력은 2로 되므로 파형 등화기(4)의 출력 레벨은 3 치(0,1,2)이다.
PR 방식은 기억되는 단일의 소자 파형에 대해 재생 신호의 복수의 식별점에서 그 응답이 영이 아닌 파형(상관 파형 : Correlative Waveform)을 적극적으로 활용한 것으로 파형 간섭이 있더라도 레벨의 일정 시간 추이의 상관성을 검출하며, (2,7) RLL 부호 등과 같은 레벨 상관 부호에 관한 기록 재생 특성에 적합한 등화 방법으로 주목되고 있다.
다음에, 제 11 도의 파형 등화기(4)의 출력 x(t)은 저역 필터(LPF)(5)에 있어서 재생 과정 및 등화 과정에서 상가(相加)된 백색 잡음이 제거된 후 A/D 변환기(6)에서 셀 폭의 시간 이산점에서 표본화됨과 함께 샘플치의 양자화가 행해진다.
그런데, 파형 등화기(4)에는 잡음이 상가되어 실제로는 오류 계열로서 출력된다. 이 때문에, A/D 변환기(6)로 양자화된 재생 디지탈 신호는 비터비(Viterbi) 복호기(7)로 비터비 알고리즘에 의해 최우복호(Maximum Likelihood : ML) 법이 행해진다. 최우복호란 식별 및 복호 처리에 있어서 각 식별점마다의 신호치를 대상으로 하는 것은 아니고 어떤 유한 길이의 신호 계열(구속 길이)을 대상으로 하는 것이다. 비터비 알고리즘은 최우복호법의 한 형식이고 수신(재생) 신호 계열이 유한 오토매톤(automaton) 모델로 표현되는 것을 전제로 하고 있다. 제 12 도에 도시한 횡단 필터의 파형 등화기(4)는 말하자면 콘벌루션 부호기라 말할 수 있으므로, 그 출력은 유한 오토매톤 모델(출력이 내부 상태와 입력으로 결정되는 기기)의 표현이 된다. 그래서, 비터비 알고리즘이란 유한 상태 기기인 부호기의 트렐리스(trellis) 선도(입력 정보 계열에 따라 부호기의 상태 변화 과정에서 생성하는 출력 부호 계열을 나타낸 선도)의 시간 추이점마다 각 시점에 입력하는 매트릭스치(우도(尤度)의 기준)가 최소로 되는 경로(내부 상태의 추이 경로)를 구하는 것이다.
제 11 도에 도시한 광자기 기록 재생 시스템에서는, (2,7) RLL 부호와 PR(1,1) 방식의 조합에 대해 비터비 복호법을 사용하고 있다. 여기서, 기록 재생계(3) 및 파형 등화기(4)를 유한 상태 기기(콘벌루션 부호기)로서 잡은 경우에, 그 내부 상태의 상태 추이도를 제 13 도에 도시한다. 입력 정보 계열은 프리코더(2)의 출력 dt(= 0,1)이고 출력 부호 계열은 파형 등화기(4)의 출력 xt이다. 파형 등화기(4)는 PR(1,1) 회로이고 그 검출되는 출력 xt은 0, 1 또는 2이다. 또한, 유일한 지연 소자를 포함하므로, 내부 상태는 21= 2 그대로이고 내부 상태를 Ut-1로 나타내면, 여기서 Ut-1=0인 때는 상태 S1, Ut-1= 1인 때를 상태 S2에 대응시킨다. 그로 인해, 상태 S1의 경우에, 입력 0인 때는 상태 S1의 그대로로서 그 출력은 0으로 된다. 이와 같은 경우에, 제 13 도에서는 입력/출력 = dt/xt를 %로 나타내고 있다. 입력(1)인 때에는 상태 S2로 추이하여 그 출력은 1로 된다. 상태 S2의 경우 입력 1인 때는 상태 S2그대로에서 출력은 2로 된다. 입력 0인 때는 상태 S1로 추이하여 그 출력은 1로 된다.
제 14 도는 제 13 도의 상태 추이도를 기초로 한 시간적인 내부 상태의 변화과정을 나타낸 트렐리스(격자) 선도이다. 제 14 도의 파선의 유향선(有向線)은 입력 0에 의한 추이를 나타내고, 실선의 유향선은 입력(1)에 의한 추이를 표시하고 있으며, 유향선에는 dt/xt가 첨부되어 있다. 비터비 알고리즘을 간단히 설명하면, 먼저 각 시점(t-2∼t+2)에서 상해에 합류하는 복수의 가지(枝)의 매트릭스를 계산한다. 이 가지 매트릭스로서 예컨대 하밍 거리를 사용한다. 그 중에서 가장 작은 가지 매트릭스치가 가진 경로를 살아남은 경로라고 한다. 가지 매트릭스값이 동일한 때는 임의의 경로를 선택한다. 시작 상태, 부호 열의 상관성의 눈짐작인 구속 길이, 및 종기 상태는 복조측이라도 이미 알 수 있으므로, 유일한 종기 상태에서 살아남은 경로를 과거에 소급하여 유일한 초기 상태로 되돌아갈 수 있고, 최우 경로를 정할 수 있다. 이와 같은 상태 추이의 상관성을 고려하면, 기록 재생계(3) 및 파형 등화기(4)의 비트 오류를 극복해서 정확한 정보 계열이 복조되게 된다.
비터비 복호기(7)의 구성의 상세한 설명은 생략하지만, 일반적으로 제 15 도에 도시한 바와 같이 구속 길이에 대응한 비트 수의 데이타 열의 파형이 구해진 기대치를 격납하는 가정 경로 메모리(7a), 가산기(A), 비교기(B) 및 선택기(C)를 포함하고 있고, A/D 변환기(6)로부터의 샘플치와 가정 경로 메모리(7a)로부터의 기대치와의 차의 2 승 출력과 앞 회에 산출한 경로 매트릭스치와의 합을 가산기(A)로 구해서 가산 출력을 비교기(C)에 의해 비교하고 적은 편을 선택기(C)로부터 선택 출력하는 ACS 회로(76), 선택된 가정 경로의 최후미의 값이 격납되는 경로 메모리(7C), 및 경로 매트릭스치의 최소치의 경로를 선택해서 최후미의 데이타를 복조 데이타로 하는 경로 선택기(7d)로 구성되어 있다.
또한, 제 11 도에서의 시스템의 최종단의 복조기(8)는 비터비 복호기(7)에서 얻어진 오류 정정 부호{ai}를 복조해서 정보열{Ai}로 되돌리는 것으로, (2,7) RLL 부호화 및 NRZI 부호화의 역변환에 해당한다.
발명이 해결하려고 하는 과제
그러나, 상기한 광자기 기록 재생 시스템에서는 다음과 같은 문제점이 있었다.
① 제 11 도의 광자기 기록 재생 시스템에 있어서 기록 재생계(광자기 드라이브)(3)의 전달 함수를 H(f), 파형 등화기(4)의 전달 함수를 E(f)로 하면, 부분 응답 PR(1,1)의 경우 다음 식을 만족시키도록 파형 등화기(4)의 가중 계수 Cj를 결정할 필요가 있다.
[식 8]
단, PR11(f)은 PR(1,1)의 전달 함수이다. 지연 연산자 D = exp(-jωTb)을 사용하면, PR(1,1)는 G(ω) = (1+D)로 표현될 수 있다. 단, ω = 2πf이다. 따라서, 전달 함수 PR11(f)는 │G(f)│=│2cos(πfTb)│이다. 여기서, 차단 주파수는 f11= 1/2Tb이다. 제 16 도는 기록 밀도가 낮은 경우의 전달 함수의 주파수 특성을 표시한다. 기록 밀도가 낮기 때문에, 기록 재생계의 전달 함수 H(f)의 차단 주파수 fh는 PR11(f)의 차단 주파수 f11보다도 높다. 이와 같은 경우에, 차단 주파수 f11에서 영으로 되는 전달 함수 E(f)를 가진 파형 등화기(4)를 구성하면 원리적으로 등화 오차가 없는 상태를 실현할 수 있다.
그러나, 기록 밀도를 올려 가면, 파형간 간섭에 의해 전달 함수 H(f)의 차단 주파수 fH가 저하되고, 제 17 도에 도시한 바와 같이, 결국은 PR11(f)의 차단 주파수f11보다도 상대적으로 낮아진다. 이와 같은 경우, 수식 8을 만족하지 않는 영역(fH≤f≤f11)이 존재하게 되고, 원리적으로 등화 오차가 커지는 문제가 있다. 등화 오차가 커지는 것은 부호간 간섭의 시정(是正)이 약해지는 것을 의미하고, 그 때문에 스스로 고밀도 기록 재생의 한계가 생긴다.
② 제 16 도에 도시한 바와 같이, 기록 밀도가 비교적 낮은 경우라도 전달 함수를 E(f)의 고역측은 1 이상의 값을 가지고 있고, 이 때문에 잡음을 강조하는 작용을 이루고 있다, 또한, 등화 오차(최소 2 승 오차)를 저감시키기 위해 지연 시간이 짧은 지연 회로(4a)를 사용한 파형 등화기(4)의 탭(tap) 수를 하드웨어적으로 증가시키는 것은 가능하지만, 파형 등화기(4)의 구성의 복잡성이 증가하는 것은 물론이고, 지연 소자 수의 증대에 의해 잡음의 상가가 한층 현저하게 되고 잡음의 고역 강조가 일어나고, 반대로 등화 오차의 억제는 거의 유효하지 않게 된다. 오히려 비트 오류율이 높아져 비터비 복호를 실시해도 비트 오류율은 현저히 개선되지 않는 문제가 있었다.
여기서, 상기 ① 및 ②의 문제를 감안하여, 본 발명의 과제는 부호측, 기록 재생계 및 보조측으로 이루어진 시스템 전체를 일괄하는 최적 특성으로 되도록 비터비 복호와 조합시킬 수 있는 최적의 PR 방식을 찾아봄으로써 고밀도 기록의 향상 및 비트 오류율의 저감이 가능한 정보 기록 재생 장치를 제공하는 데에 있다.
과제를 해결하기 위한 수단
상기 과제를 해결하기 위해, 본 발명을 광자기 기록 재생 장치, 광기록 재생장치 등의 광 헤드에 의해 정보를 재생하는 정보 기록 재생 장치에 있어서 가중 계수를 특수화한 부분 응답(PR) 방식을 채용한 것이다.
즉, 본 발명의 제 1수단은 디지탈 정보열을 RLL 부호화한 후 NRZI 부호화하는 부호화 변조 수단과, 그 부호 기호열을 정보 기록 매체에 기록하고 그 정보 기록 매체에서 광 헤드에 의해 아날로그 신호를 소자 파형열로 하여 재생하는 기록 재생 수단과, 상기 부호 기호열의 셀 폭 Tb을 지연 시간으로 하는 지연 연산자를 D, 가중 계수를 각각 C0, C1, ..., Cn로 하면 예컨대 Tb/m 등의 소정의 지연 시간의 지연 소자를 가진 횡단형 필터이고, 상기 부호 기호의 소자 파형을 전달 함수 G(D) = PR(C0, C1, ..., Cn) = (C0= C1D + C2D2+ ... + CnDn)로 연산한 파형으로 되도록 상기 기록 재생 수단으로부터의 소자 파형을 파형 등화하는 파형 등화 수단과, 그 등화 파형열을 예컨대 샘플링 주기 Tb/m로 표본화해서 양자화하는 A/D 변환 수단과, 그 디지탈 출력을 소정의 기대치와 대비해서 최우 경로를 복호 기호열로 하는 비터비 복호 수단과, 그 복호 기호열에 대해 RLL 부호 및 NRZI 부호의 역변환을 실시하여 복호 디지탈 정보열을 복조하는 복조 수단과, 상기 파형 등화 수단 또는 상기한 A/D 변환 수단의 후단에서 그 출력에서 고주파 잡음을 제거하는 저역 통과 필터를 갖춘 정보 기록 재생 장치에 있어서, 상기 가중 계수의 수치열{C0,C1, ..., Cn}은 실 수치열이고, 또한 열첨자의 승(昇)순열과 강(降)순열은 동일열로서, 적어도 가중 계수 C0, C1, C2≠ 0인 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 제 2 수단은 디지탈 정보열을 RLL 부호화한 후 NRZI 부호화하는 부호화 변조 수단과, 그 부호 기호열을 정보 기록 매체를 기록하고 그 정보기록 매체로부터 광 헤드에 의해 아날로그 신호를 소자 파형열로서 재생하는 기록 재생 수단과, 그 재생 소자 파형열을 상기 부호 기호열의 셀 폭 Tb의 1/m(단 m은 자연수)의 샘플링 주기로 표본화해서 양자화하는 A/D 변환 수단과, 예컨대 Tb/m 등의 소정의 지연 시간 사이의 지연 소자를 가진 횡단형 필터이고, 셀 폭 Tb을 지연 시간으로 하는 지연 연산자를 D, 가중 계수를 각각 C0, C1, ..., Cn로 하면, 상기 부호 기호의 소자 파형을 상기 A/C 변환 수단으로부터의 디지탈 신호를 전달 함수 G(D) = PR(C0, C1, ..., Cn) = (C0+ C1D + C2D2+ ... - CnDn)로 연산한 파형으로 되도록 상기 A/D 변환 수단으로부터의 디지탈 신호를 파형 등화하는 파형 등화 수단과, 파형 등화한 신호로부터 고주파 잡음을 제거하는 저역 통과 필터와 그 필터 출력을 소정의 기대치과 대비해서 최우 경로를 복호 기호열로 하는 비터비 복호 수단을 갖춘 정보 기록 재생 장치에 있어서, 상기 가중 계수및 수치열{C0,C2, ..., Cn}은 실수치열이고, 또한, 열첨자의 승순열과 강순열에서는 동일열로서 최소한 가중 계수 C0, C1, C2 0인 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 가중 계수의 수치열 {C0,C1, ..., Cn}은 정(正)의 실수의 중고(中高) 분포열인 것이 바람직하다. 특히, 상기 PR 방식의 전달 함누 G(D) =PR(C0,C1, ..., Cn)는 PR(1,2,1), PR(1,2,2,1), PR(1,3,3,1), PR(1,4,6,4,1)으로 이루는 군에서 선택된 전달 함수인 것이 바람직하다. 그 중에서도 D에 대해서 3 차 전달 함수 PR(C0,C1,C1,C0) = (C0+ C1D + C1D2+ C0D3)이 바람직하다. 전달 함수 G(D)로는 PR(1,2,2,1) = (1 + 2D + 2D2+ D3)인 것이 가장 좋다.
이와 같은 정보 기록 재생 장치에서 저역 통과 필터의 차단 주파수는 1/2Tb∼ 1/6Tb의 범위 내로 할 수 있다.
또한, 상기 PR(1,2,2,1) 방식을 위한 비터비 복호 수단으로는 상기 기록 재생 수단 및 상기 파형 등화 수단을 콘벌루션 부호기로서 보아 그 입력인 상기 부호 기호의 상태도 내부 상태로서 포함시키고 이로부터 (1,7) RLL 부호 및 NRZI 부호에서 금지되는 상태 추이를 공제하여 상태 수 10의 내부 상태 S0∼S9로 하고 그 상태 추이를 기초로 한 트렐리스 선도를 사용하여 이루어진 것이 바람직하다. 구체적으로, 이와 같은 내부 상태 S0∼S9의 상태 추이도는 상태 S0에서 상기 기록 재생 수단으로의 입력 0인 때 상태 S0그대로에서 상기 파형 등화 수단의 출력 0, 상태 S0에서 상기 입력 1인 때 상태 S1로 추이하여 상기 출력 1, 상태 S1에서 상기 입력 1인때 상태 S2로 추이하여 상기 출력 3, 상태 S2에서 상기 입력 0인 때 상태 S8로 추이하여 상기 출력 4, 상태 S2에서 상기 입력 1인 때 상태 S3로 추이하여 상기 출력 5,상태 S3에서 상기 입력 0인 때 상태 S5로 추이하여 상기 출력 5, 상태 S3에서 상기 입력 1인 때 상태 S4로 추이하여 상기 출력 6, 상태 S4에서 상기 입력 0인 때 상태 S5로 추이하여 상기 출력 5, 상태 S4에서 상기 입력 1인 때 상태 S4그대로에서 상기 출력 6, 상태 S5에서 상기 입력 0인 때 상태 S6으로 추이하여 상기 출력 3, 상태 S6에서 상기 입력 0인 때 상태 S7로 추이하여 상기 출력 1, 상태 S6에서 상기 입력 1인 때 상태 S9로 추이하여 상기 출력 2, 상태 S7에서 상기 입력 0인 때 상태 S0로 추이하여 상기 출력 0, 상태 S7에서 상기 입력 1인 때 상태 S1로 추이하여 상기 출력 1, 상태 S8에서 상기 입력 0인 때 상태 S6으로, 추이하여 상기 출력 3, 및 상태 S9에서 상기 입력 1인 때 상태 S2로 추이하여 상기 출력 3이다.
작용
PR 방식의 가중 계수의 수치열{C0,C1, ..., Cn}이 실수 수치열이고, 또한, 열첨자의 승순열과 강순열에서는 동일열로서 최소한 계수 C0, C1, C2 0인 PR 방식을 채용하면 기억 수단의 전달 함수 H(f)와 파향 등화 수단 자체의 전달 함수 E(f)의 곱이 채용된 PR 방식의 전달 함수에 잘 일치하도흑 되고 등화 오차를 저감시킬 수 있고, 고밀도 기록이 달성된다. 종전의 PR(1,1)에 비해서 구속 길이가 길어지므로 비터비 복호 수단에 의해 비트 오류 정정의 개선이 달성된다.
그 중에서도 가중 계수의 수치열 {C0, C1, ..., Cn}이 증고 분포열인 PR 방식 예컨대 PR(1,2,1), PR(1,2,2,1), PR(1,3,3,1), PR(1,4,6,4,1)를 채용하는 것이 적합하지만 흡사 PR(12,2,1) 방식으로 하면 고밀도 기록 및 비트 오류 정정에 뛰어난 것이 판명되었다.
PR(1,1)의 전달 함수의 차단 주파수는 1/2Tb인데 비해 PR(1,2,2,1)의 전달 함수의 차단 주파수는 1/3Tb로 낮은 값으로 되어 있기 때문에 등화 수단의 탭 수를 증가시키지 않아도 등화 오차를 상당히 낮은 값으로 억제할 수 있고 파형간 간섭의 억제력이 높다. 등화 수단의 탭 수를 증가시키지 않아도 되는 것은 등화 수단의 구성의 간소함에 이바지하는 것은 물론, 잡음 상가를 피할 수 있고 비트 오류를 억제할 수 있다. 이점에서도 복조 능력을 향상시킬 수 있다.
PR(1,2,2,1)의 전달 함수의 차단 주파수가 1/3Tb이기 때문에 저역 통과 필터의 차단 주파수를 1/2Tb이하(1/2Tb∼ 1/6Tb)로 설정이 가능하게 되어 잡음 제거의 효과도 현저하다. 따라서, 오류 정정율의 향상에 이바지한다.
비터비 복호 수단에 있어서 기록 재생 수단 및 파형 등화 수단을 콘벌루션 부호기로서 보아 그 입력인 부호 기호의 상태도 내부 상태로서 포함시키고 이것으로부터 (1,7) RLL 부호 및 NRZI 부호에서 금지되는 상태 추이를 공제하여 상태수 10의 내부 상태 S0~S9로 하고 그 상태 추이를 기초로 한 트렐리스 선도를 사용한 경우에는 내부 상태수가 증가하는 몫, 최소 자유 거리가 길어지므로 부호의 상관성이강해지고 오류 정정율이 향상한다.
실시예
다음에, 본 발의 실시예를 첨부 도면에 의거해서 설명한다.
실시예 1
제 1 도는 본 발명에 관한 광자기 기록 재생 장치의 실시예 1의 전체 구성을 도시한 블록도이다.
본 예의 부호화 변조기(11)는 입력 데이타 비트열(디지탈 정보열{Ai}을 런(Run)의 최소치 파라미터 d=1, 최대치 파라미터 k=7로 하여 부호화하는 (1,7) RLL 부호기와, 또한 그 (1,7) RLL 부호열을 NRZI 부호로 변환하는 NRZI 변조기로 구성된다. (1,7) RLL 부호측의 K 제약(= 7)은 부호간 간섭을 역압할 수 있는 이점이 있다. 또한, NRZI 변조기의 마크 길이 변조는 고기록 밀도의 향상에 이바지하는 이점을 갖고 있다. 부호화 변조기(11)로부터 출력되는 부호열{ai}은 기록 소자 파형열로서 기록 재생계(광자기 드라이브)(3)의 반도체 레이저 등의 열 효과를 사용해서 광자기 기록 매체의 자성 박막에 기록된다. 정보 재생 처리에 있어서는 기록 재생계(3)의 광 헤드로부터 판독된 재생 소자 파형열 e(t)은 신호 검출계로서의 후술하는 파형 등화기(14)에서 파형 등화된다. 본 예의 파형 등화기(14)도 횡단 필터가 사용되고 제 12 도에 도시한 바와 같이 탭을 갖춘 일정 간격(지연 시간) T의 지연 회로(4a)를 (2L)단 만큼 직렬로 접속한 직렬 지연단(SR)과, 신호의 식별점으로 되는 각 탭에서 그 출력에 가중 계수 Cj(j = -L, ..., -1,0,+1, ..., +L)를 곱하는(2L+1)개의 가중 회로(승산기)(4b)와, 이들의 총계를 구하는 가산기(4c)로 구성되어 있다. 또한, 지연 회로(4a)의 지연 시간 T는 부호 기호열 열셀 폭 Tb와 동일할 필요는 없으며, 파형 등화의 등화 오차를 적게 하려면 T=Tb/m의 지연 회로(4a)를 사용할 수 있다.
그리고, 본 예의 파형 등화기(14)는 그 자신도 포함된 기록 재생계가 부분 응답 PR(1,2,2,1) 특성을 실현하도록 등화기(14)의 가중 계수 Cj가 설정되어 있다. PR(1,2,2,1)에서는 C0=1, C1=2, C2=2, C3=1이므로 식 4에 의해 기록 재생계(3)의 입력에 임펄스를 더한 때의 파형 등화기(4)의 출력 파형(임펄스 응답 파형)인 h(t)는 다음과 같이 부여된다.
[식 9]
여기서, T = Tb이므로 응답 파형의 식별점은 Tb마다이고, 임펄스 응답의 진폭치는 제 2 도에 도시한 바와 같이, 0→1→2→2→1→0으로 추이되므로 이것을 식별함으로써 임펄스 입력을 검출할 수 있게 된다. 여기서, 지연 연산자 D = exp(-jωTb)를 사용하면, PR(1,2,2,1)는 디지탈에서 G(D) = (1 + 2D + 2D2+ D3)로 표현된다. 단, ω = 2πf이다. 시점 K에서의 입력이 ak인 때 그 출력은(ak+ 2ak-1+ 2ak-2+ ak-3)로 표현된다. ak= 2k-1= ak-2= ak-3= 1인 때 출력은 6으로 되므로 파형등화기(14)의 출력 신호 레벨은 7 치(0,1,2,3,4,5,6)이다. 따라서, PR(1,2,2,1)의 전달 함수 RP1221(f)는 │G(f)│=│2cos(πfT){1 + 2cos(2πfT)}1/2│이다. 여기서 차단 주파수는 f1221= 1/3Tb이다.
다음에, 파형 등화기(14)의 출력 x(t)은 저역 통과 필터(LPF)(15)에 있어서 재생 통과 및 등화 과정에서 상가한 백색 잡음이 제거된다. 필터(15)의 차단 주파수는 전달 함수 PR1221(f)의 차단 주파수가 f1221= 1/3Tb이므로 1 비트몫의 지연 시간(셀 폭)을 Tb라고 하면 1/3Tb∼1/6Tb의 범위로 한다. 바람직하기로는 1/4Tb∼1/6Tb로 한다. 그리고, 다음의 A/D 변환기(16)에 있어서 셀 폭의 시간 이산점에서 표본화됨과 함께 샘플값의 양자화가 행해진다.
이후, A/D 변환기(16)에서 양자화된 재생 디지탈 신호는 비터비 복호기(17)에서 비터비 알고리즘에 의해 최우 복호법이 행해진다. 본 예에서는 (1,7) RLL 부호 및 NRZI 부호와 PR(1,2,2,1) 방식의 조합에 대해 그것에 적합한 비터비 복호법을 사용하고 있다. 여기서, 기록 재생계(3) 및 파형 등화기(4)를 유한 상태 기기(구속 길이(4)의 트렐리스 부호기)로서 받아들인 경우의 그 내부 상태의 상태 추이도가 제 3 도에 도시되어 있다. 입력 정보 계열은 부호화 변조기의 출력 at(0,1)이고 출력 부호 계열을 과형 등화기(4)의 출력 xt이다. 파형 등화기(14)의 출력 xt의 레벨은 0, 1, 2, 3, 4, 5 또는 6이다. 또한, 3 개의 지연 소자 T를 포함하므로 내부 상태는 최대 23= 8 가지이지만, (1,7) RLL의 d = 1의 제약에 의해 실제의 내부 상태는 6 가지이다. 내부 상태를 (ut-1, ut-2, ut-3)로 나타내면, 상태 S0=(0,0,0), 상태 S1=(1,0,0), 상태 S2=(1,1,0), 상태 S3=(1,1,1), 상태 S4=(0,1,1), 상태 S5=(0,0,1)가 존재하고, 상태(1,0,1)와 상태(0,1,0)는 존재하지 않는다.
때문에, 상태 S0의 경우 입력이 0인 때에는 상태 S1그대로에서 그 출력은 0으로 된다. 또한, 입력/출력 = at/xt을 0/0로 나타낸다. 또한, 입력 1인 때는 상태 S1로 추이하여 그 출력은 1로 된다. 상태 S1의 경우 다음의 입력도 1로 되어 상태 S2로 추이하여 그 출력은 3으로 된다. 상태 S2의 경우, 입력 1인 때는 상태 S3로 추이하여 그 출력은 5로 되고 입력 0인 때는 상태 S4로 추이하여 그 출력은 4로 된다. 상태 S3의 경우 입력 1인 때는 상태 S3인 채로 그 출력은 6으로 되고 입력 0인 때는 상태 S4로 추이하여 그 출력은 5로 된다. 상태 S4의 경우 다음의 입력도 0으로 되고 상태 S5로 추이하여 그 출력은 3이다. 상태 S5의 경우 입력 0인 때는 상태 S0로 추이하여 그 출력은 1이고, 입력 1인 때는 상태 S1로 추이하여 그 출력은 2이다.
제 4 도는 제 3 도의 상태 추이도를 기초로 한 시간적인 변화 과정을 나타낸 트렐리스선도이다. 제 4 도의 파선의 유향선은 입력 0에 의한 추이를 도시하고 실선의 유향선은 입력 1에 의한 추이를 표시하고 있으며, 유향선 위에는입력/출력=atxt가 부가되어 있다. 이와 같은 트렐리스 선도를 가진 콘벌루션 부호계에 대한 비터비 알고리즘도 상술한 수법과 같고, 먼저 각 시점(t-3∼t+3)에서 상태에 합류하는 복수의 가지의 매트필스를 계산하고 그 중에서 최소의 가지 매트릭스값을 가진 경로를 살아남은 경로를 찾아 초기 상태에서 살아남은 경로를 과거에 거슬러 유일한 시작 상태로 정리해가는 것으로 최우 경로를 결정한다. 또한, 이 비터비 복호기(17)도 제 15 도에 도시한 구성과 같은 구성이다.
다른 편으로 오류 정정율을 향상시킬 목적으로, 현 입력 dt= ut도 포함시킨 내부 상태를 상태(ut, ut-1, ut-2, ut-3)로 나타내면 구속 길이(5)의 콘벌루션 부호기(트렐리스 부호기)로 간주할 수 있다. 이 부호계의 내부 상태는 최대 24= 16 가지이나, (1,7) RLL의 d = 1의 제약에 의해 시제의 내부 상태 수는 10 가지(S0∼S9)이다. 제 3 도의 경우에 비해서 내부 상태 수가 4 가지만 증가되어 있는 몫, 최소 자유 거리(트렐리스 선도 위에서 초기 상태로부터 출발해서 다른 상태를 경유해서 재차 초기 상태로 되돌아가는 되돌림 경로의 하밍 가중의 최소치)가 길어져 있고 부호의 상관성이 강해져 오류 정정율이 향상된다.
제 5 도는 이와 같은 확장된 내부 상태의 시간 변화 과정을 나타낸 트렐리스 선도이다. 이 상태 추이도에서 상태 S0에서 입력 부호 0인 때 상태 S0인 채로 등화기 출력 0이고, 상태 S0에서 입력 1인 때 상태 S1로 추이해서 출력 1이고 상태 S1에서 입력 1인 때 상태 S2로 추이해서 출력 3이고, 상태 S2에서 입력 0인 때 상태 S8로 추이해서 출력 4이고, 상태 S2에서 입력 1인 때 상태 S3으로 추이해서 출력 5이고, 상태 S3에서 입력 0인 때 상태 S5로 추이해서 출력 5이고, 상태 S3에서 입력 1인 때 상태 S4로 추이해서 출력 6이고, 상태 S4에서 입력 0인 때 상태 S5로 추이해서 출력 5이고, 상태 S4에서 입력 1인 때 상태 S4인 채에서 출력 6이고, 상태 S5에서 입력 0인 때 상태 S6으로 추이해서 출력 3이고, 상태 S6에서 입력 0인 때 상태 S7로 추이해서 출력 1이고, 상태 S6에서 입력 1인 때 상태 S9로 추이해서 출력 2이고 상태 S7에서 입력 0인 때 상태 S0로 추이해서 출력 0이고 상태 S7에서 입력 1인 때 상태 S1로 추이해서 출력 1이고 상태 S8에서 입력 0인 때 상태 S6로 추이해서 출력 3이고, 그래서 상태 S9에서 입력 1인 때 상태 S2로 추이해서 출력 3이다.
제 1 도에 있어서 최종 층의 복조기(18)는 비터비 복호기(17)에서 얻어진 오류 정정 부호{ai}를 복조하여 정보열{Ai}로 되돌리는 것으로 (1,7) RLL 부호화 및 NRZI 부호화의 역변환에 해당한다. 또한, 복조기(18)에는 파형 등화기(14)의 역전달 특성을 갖게 한 포스트(post) 코드 회로가 포함되어 있다.
제 6 도는 본 예의 PR(1,2,2,1)의 전달 함수 PR1221(f)를 도시한 그래프이다. fb= ft로 한 규격화 주파수로 하고 있다. 상술한 바와 같이, 전달 함수 PR1221(f)는│2cos(πfb) {1+2cos(2πfb)}1/2│이고, 그 차단 주파수는 fb1221= 1/3Tb≒ 0.33이다. 다른 한편으로, PR(1,1)의 전달 함수 PR11(f)는 │2cos(πfb)│이고, 그 차단 주파수는 fb11= 1/2 = 0.5이다. 따라서, 차단 주파수 fb1221는 차단 주파수 fb11보다 반드시 저주파수쪽으로 되어 있다. 따라서, 고밀도 기록에 의해 파형간 간섭이 생기고 기록 재생계(3)의 전달 함수 H(f)의 주파수 특성의 차단 주파수 fbH가 PR11(f)의 차단 주파수 fb11보다 상대적으로 낮아져도 fbH가 fb1221이하로 될 때까지는 다음 식을 만족하는 파형 등화기(14)의 전달 함수 E(f)가 존재한다.
[식 10]
따라서, 파형 등화의 보증에 의해 종래에 비해 한층 더 고밀도 기록을 실현할 수 있다. 또한, 제 2 도에서는 전달 함수 PR11(f)보다도 PR221(f)의 편이 기록 재생계의 전달 험수 H(f)에 따라 접근하고 있으므로 파형 등화기(14)의 전달 함수 E(f)는 종전의 PR(1,1)의 것에 비해 낮아지고 보다 한층 가까이 할 수 있다. 노이즈의 고역 강조를 억제할 수 있고 비트 오류의 저감에 기여한다.
제 7 도는 (1,7) RLL의 NRZI 부호를 재생한 경우의 파형 등화기(14)의 등화 파형의 이상적인 아이 패턴(아이 다이어그램)을 도시한다. 주지한 바와 같이, 이것은 소자 파형열의 단위 간격(셀쪽) Tb의 2 개의 인접 셀에 대해 일어날 수 있는 모든 파형의 조합을 겹친 것으로, 예컨대 t/Tb= 1의 시점에서 명백한 바와 같이 7값(0,1,2,3,4,5,6)의 이산점에 있어서 곡선군이 집중적으로 교차하고 있으며, 이산점 사이에 곡선군이 통과하지 않았다. 이 때문에, 마진이 충분히 넓어지고 각 정수치 사이에 역치를 가진 역치 소자를 설치함으로써 신호 식별이 용이해져 있다.
제 8 도는 파형 등화기의 탭 수에 대한 등화 오차의 의존성을 도시한 그래프이다.
종전의 PR(1,1) 방식에서는 등화 오차(이상 PR(1,1) 파형과 현실의 파형 등화기의 출력 파형과의 최소 2 승 오차)의 값이 높게 되어 있다. 이것은 제 6 도의 전달 함수의 곡선형의 비교로 판단되는 바와 같이 PR(1,1) 방식의 전달 함수는 기록 재생계의 전달 함수 H(f)로부터 더욱 크게 괴리되어 있고, 파형 등화하기 어렵게 되어 있기 때문이다. 파형 등화기의 탭(식별점) 수가 5의 경우는 약 0.13이고, 탭 수를 증가해서 파형 등화기를 구성하면, 물론 등화 오차는 감소하기 때문에 탭 수가 21인 때라도 약 0.03으로 높은 값으로 되어 있다. 탭 수를 증대시키는 것은 지연 회로(4a)의 수를 증가시키는 것을 의미하므로, 등화기 자체의 구성의 복잡함을 초래하고, 또한, 잡음 상가가 문제로 되고 비트 오류를 유발시킴을 나타낸다. 이에 대해 본 예의 PR(1,2,2,1) 방식에서는 탭(식별점) 수가 5인 경우에 등화 오차는 이미 0.02 이하이고, PR(1,1) 방식에 비해서 대단히 뛰어난 것으로 판단된다. 탭 수가 최소한 등화 오차를 근소하게 할 수 있으므로 부호간 간섭의 억제할 수 있고 한층 더 고밀도 기록화를 실현할 수 있음과 함께, 파형 등화기(14) 자체의 구성의 간략화가 가능하여 파형 등화기로도 잡음 상가를 저감할 수 있다.
제 9 도는 본 장치에 있어서 기록 데이타로서 최대 장주기 계열(M 계열)의 0.1의 데이타를 사용하여 0.25μM/bit∼ 0.35μm/bit의 기록 밀도로 광기록 매체에 기록하고 그 재생 신호의 신호대 잡음비(S/N)와 그 재생 신호의 복조 후의 데이타의 비트 오류율(BER)과의 관계를 도시한 그래프이다. 비트 오류율은 PR(1,1)→PR(1,2,1)→PR(1,3,3,1) ≒ PR(1,4,6,4,1,)→PR(1,2,2,1)의 순으로 저감하고 있다. 이 점에서 유추할 수 있는 것은 PR 방식의 가중 계수의 수치열{c0, c1, ..., cn}에 대해 열첨자의 승순열과 강순열은 동일한 증고 분포열(co=cn, c1=cn-1, c2=cn-2,...)로서 최소한 계수 c0, c1, c2 0인 것이 바람직하다. 또한, 필요한 경우에 가중 계수는 정수에 한정되지 않고 실수이어도 좋다.
특히, PR(1,2,2,1)의 경우에는 PR(1,1)의 경우에 비해 수 dB 이상의 현저한 개선이 엿보였다. 제 9 도에서는 중간적인 개량의 부분 응답이 여러 종류로 표시되어져 있다. 이 도면으로부터 알 수 있는 바와 같이, PR(1,3,3,1), PR(1,4,6,4,1,)도 가장 적합하게 채용된다. 가중 계수의 수치열은 정의 실수의 중고열이 양호한 것으로 고찰된다. 단, PR(1,3,3,1)이 9 값인데 비해 PR(1,4,6,4,1,)은 17 값이기 때문에, 파형 등화기의 지연 소자수의 증대나 A/D 변환기의 구성의 복잡함이 증가함과 함께, 잡음의 상가에 의해 S/N 비의 저하를 보완할 필요가 있다. 따라서, PR(1,4,6,4,1)보다도 PR(1,3,3,1)의 편을 채용하는 것이 요망된다. 따라서, 일반적으로 가중 계수의 수치열은 정의 실수의 중고열로 4 원 요소(c0, c1, c2(=c1),c3(=C0))인 것이 양호한 것으로 고찰된다. 때문에, PR(1,4,4,1), PR(2,3,3,2)에서는 11 값이고, PR(1,5,5,1)에서는 13 값이며, PR(1,6,6,1), PR(2,5,5,2), PR(3,4,4,3)에서는 15 값이고, PR(1,7,7,1), PR(3,5,3)에서는 17 값이다. 또한, 필요한 경우 가중 계수는 정수에 한정되는 것이 아니고 실수이어도 좋다.
또한, 상기 실시예에서, 저역 통과 필터(15)는 아날로그 필터로서 파형 등화기(14)의 직후에 설치되어 있지만, A/D 변환기(16)의 직후에 디지탈 필터로서 설치해도 좋다.
실시예 2
제 10 도는 본 발명에 관한 광자기 기록 재생 장치의 실시예 2의 전체 구성을 도시한 블록도이다. 또한, 제 10 도에 있어서 제 1 도에 도시한 부분과 동일부분에는 동일 참조 부호를 붙여 그 설명은 생략한다.
본 예에서는, 기록 재생계(3)의 직후에 A/D 변환기(26)를 접속하고, 그 뒤에 디지탈형 파형 등화기(24)를 설치하고 있다. 15는 디지탈형 저역 통과 필터이다. A/D 변환기(26)의 샘플링 주파수는 셀 폭 Tb이어도 좋지만, 등화 오차를 저감하기 위해서는 Tb/m(단, m은 자연수)으로 하는 것이 좋다. 디지탈형 파형 등화기(24)는 일반적으로 비순회형 디지탈 필터(FIR)이고, 이 필터를 구성하는 지연 회로의 지연시간은 Tb/m이다.
이와 같이 파형 등화기를 디지탈 회로로 구성함으로써 고밀도 기록의 향상과 오류 정정율의 개선을 도모할 수 있다.
제 1 도는 본 발명에 관한 광자기 기록 재생 장치의 실시예 1의 전체 구성을 도시한 블록도.
제 2 도는 PR(1,2,2,1) 방식을 포함하는 PR 방식을 설명하는 파형도.
제 3 도는 실시예 1에서 기록 재생계 및 파형 등화기를 구속 길이 4의 트렐리스(trellis) 부호기로서 포착한 경우의 내부 상태의 상태 추이도.
제 4 도는 제 3 도의 상태 추이도를 기초로 한 시간적인 내부 상태의 변화 과정을 나타낸 트렐리스선도.
제 5 도는 실시예 1에서 기록 재생계 및 파형 등화기를 구속 길이 5의 트렐리스 부호기로서 포착한 경우의 내부 상태의 상태 추이도를 기초로 한 트렐리스선도.
제 6 도는 실시예 1에서 기록 재생계의 전달 함수 H(f) 및 PR 방식의 전달함수 PR11(f), PR1221(f)를 도시한 그래프.
제 7 도는 실시예 1에서 (1,7) RLL의 NRZI 부호를 재생한 경우의 파형 등화기의 등화 파형의 이상적인 아이 패턴도.
제 8 도는 실시예 1에 있어서 PR(1,2,2,1) 방식과 PR(1,1)에 관해서 파형 등화기의 텝(tap) 수에 대한 등화 오차의 의존성을 도시한 그래프.
제 9 도는 실시예 1에서 기록 데이타로서 최대 길이 주기 계열(M 계열)의 0.1의 데이타를 사용해서 0.25μm/bit∼ 0.35μm/bit의 기록 밀도로 광기록 매체에 기록하고, 그 재생 신호의 신호대 잡음비(S/N)와 그 재생 신호의 복조 후의 데이타의 비트 오류율(BER)과의 관계를 도시한 그래프.
제 10 도는 본 발명에 관한 광자기 기록 재생 장치의 실시예 2의 전체 구성을 도시한 블록도.
제 11 도는 종래의 광자기 기록 재생 장치의 일예의 전체 구성을 도시한 블록도.
제 12 도는 광자기 기록 재생 장치에 사용하는 횡단(transversal)형 파형 등 화기의 일반적인 구성을 도시한 블록도.
제 13 도는 제 11 도에서 기록 재생 및 파형 등화기를 유한 상태 기기(구속길이 1의 콘벌루션 부호기)로서 포착한 경우의 내부 상태의 추이도.
제 14 도는 제 13 도의 상태 추이도를 기초로 한 트렐리스 선도.
제 15 도는 광자기 기록 재생 장치에 사용하는 비터비 복호기의 일반적인 구성을 도시한 블록도.
제 16 도는 제 11 도에서 기록 밀도가 낮은 경우에 대해 기록 재생계의 전달함수 H(f), 파형 등화기의 전달 함수 H(f), 및 PR(1,1) 방식의 전달 함수 PR11(f)를 도시한 그래프.
제 17 도는 제 11 도에서 기록 밀도가 높은 경우에 대해 기록 재생계의 전달함수 H(f), 파형 등화기의 전달 함수 H(f) 및 PR(1,1) 방식의 전달 함수 PR11(f)를 도시한 그래프.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
1, 11 : 부호화 변조기 3 : 기록 재생계(광자기 드라이브)
4,14,24 : 파형 등화기 4a : 지연 회로
4b : 가중 처리 회로(승산기) 4c : 가산기
5,15 : 저역 통과 필터(LPF) 6,16,26 : A/D 변환기
7,17 : 비터비 복호기 8,18 : 복조기
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명은 PR 방식의 가중 계수의 수치열{c0, c1, ..., cn}이 실수치열이고, 또한, 별첨자의 승순열과 강순열에서는 동일열로서 최소한 계수 c0, c1, c2 0인 PR 방식을 비터비 복호 수단과 조합시킨 점에 특징이 있다. 따라서 다음과 같은 효과를 갖는다.
① 기억 재생 수단의 전달 함수 H(f)와 파형 등화 수단 자체의 전달 함수 E(f)의 곱이 채용된 PR 방식의 전달 함수에 잘 일치하게 되고, 등화 오차를 저감시킬 수 있으며, 고밀도 기록이 달성된다. 종전의 PR(1,1)에 비해서 구속 길이가 길어지므로 비터비 복호 수단에 의해 비트 오류 정정의 개선이 달성된다.
② 상기 PR 방식 중에서도 가중 계수의 수치열{c0, c1, ..., cn}은 중고 분포열인 PR 방식, 예컨대 PR(1,2,1), PR(1,2,2,1), PR(1,3,3,1), PR(1,4,6,4,1)를 채용하면 상기 효과가 현저한 것으로 판명되었다.
③ 특히, PR(1,2,2,1) 방식을 채용하면 고밀도 기록 및 비트 오류 정정에 상당히 뛰어나다. PR(1,1)의 전달 함수의 차단 주파수는 1/2Tb인데 비해 PR(1,2,2,1)의 전달 함수의 차단 주파수는 1/3Tb로 낮은 값으로 되어 있기 때문에, 파형 등화 수단의 탭 수를 증가시키지 않아도 등화 오차를 상당히 낮은 값으로 억제할 수 있고 부호간 간섭의 억제력이 높다. 파형 등화 수단의 탭 수를 증가시키지 않아도 좋은 것은 등화 수단의 구성의 간소함에 이바지하는 것은 물론, 잡음 상가를 피할 수 있고 비트 오류를 억제할 수 있다. 이와 같은 점에서도 복조 능력을 향상시킬 수 있다. PR(1,2,2,1)의 전달 함수의 차단 주파수가 1/3Tb이기 때문에 저역 통과 필터의 차단 주파수를 1/2Tb이하로 설정하는 것이 가능해지고. 잡음 제거의 효과도 현저하다. 그 때문에 오류 정정율의 향상에 이바지한다. 또한,다른 지연 연산자 D의 3차 전달 함수에 비해 PR(1,2,2,1) 방식은 7 값으로 부호 검출이 가능하므로 파형 등화기의 지연 소자 수의 증대나 A/D 변환기의 구성의 복잡함을 억제할 수 있다.
④ 또한, (1,7) RLL 부호측, NRZI 부호측 및 PR(1,2,2,1) 방식을 채용하는 경우에, 비터비 복호 수단에 있어서 입력인 부호 기호의 상태도 내부 상태로 확장되고, 그 상태 추이를 기초로 한 트렐리스선도를 사용한 경우에는 내부 상태 수가 증가하는 몫, 최소 자유 거리가 길어지므로 부호의 상관성이 강해지고 오류 정정율이 향상된다.

Claims (8)

  1. 디지탈 정보열을 RLL 부호화한 후 NRZI 부호화하는 부호화 변조 수단과,
    그 부호 기호 열을 정보 기록 매체에 기록하고, 이 정보 기록 매체로부터 광 헤드에 의해 아날로그 신호를 소자 파형열로서 재생하는 기록 재생 수단과,
    상기 부호 기호열의 셀 폭 Tb을 지연 시간으로 하는 지연 연산자를 D, 가중 계수를 각각 c0, c1, .., cn으로 하면, 소정의 지연 시간의 지연 소자를 가진 횡단형 필터이고, 상기 부호 기호의 소자 파형을 전달 함수 G(D) = PR(c0, c1, ..., cn) = (c0+ c1D + c2D2+ ... + cnDn)로 연산한 파형으로 되도록 상기 기록 재생 수단으로부터의 소자 파형을 파형 등화하는 파형 등화 수단과,
    그 등화 파형열을 표본화하여 양자화하는 A/D 변환 수단과,
    그 디지탈 출력을 소정의 기대치와 대비하여 최우(最尤) 경로를 복호 기호열로 하는 비터비 복호 수단과,
    그 복호 기호열에 대해 RLL 부호 및 NRZI 부호의 역변환을 실시하여 복호 디지탈 정보열을 복조하는 복조 수단과,
    상기 파형 등화 수단 또는 상기 A/D 변환 수단의 후단에서 그 출력으로부터 고주파 잡음을 제거하는 저역 통과 필터를 가진 정보 기록 재생 장치로서,
    상기 가중 계수의 수치열{c0, c1, ..., cn}은 실수치 열이고, 또한 별첨자의승순열과 강순열는 동일열로서, 적어도 가중 계수 c0, c1, c2 0인 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  2. 디지탈 정보열을 RLL 부호화한 후 NRZI 부호화하는 부호화 변조 수단과,
    그 부호 기호열을 정보 기록 매체에 기록하고, 그 정보 기록 매체로부터 광 헤드에 의해 아날로그 신호를 소자 파형열로서 재생하는 기록 재생 수단과,
    그 재생 소자 파형열을 상기 부호 기호열의 셀 폭 Tb의 1/m(단, m은 자연수)의 샘플링 주기로 표본화하여 양자화하는 A/D 변환 수단과,
    소정의 지연 시간간의 지연 소자를 가진 횡단형 필터이고, 상기 셀 폭 Tb을 지연 시간으로 하는 지연 연산자를 D, 가중 계수를 각각 c0, c1, ..., cn로 하면, 상기 부호 기호의 소자 파형을 상기 A/D 변환 수단으로부터의 디지탈 신호를 전달 함수 G(D) = PR(c0, c1, ..., cn) = (c0+ c1D + c2D2+ ... + cnDn)로 연산한 파형으로 되도록 상기 A/D 변환 수단으로부터의 디지탈 신호를 파형 등화하는 파형 등화 수단과,
    파형 등화된 신호로부터 고주파 잡음을 제거하는 저역 통과 필터와,
    그 필터 출력을 소정의 기대치와 대비하여 최우 경로를 복호 기호열로 하는 비터비 복호 수단을 가진 정보 기록 재생 장치로서,
    상기 가중 계수적 수치열 {c0, c1, ..., cn}은 실수치 열이고, 또한 별첨자의승순열과 강순열에서는 등일계로서, 적어도 가중 계수 c0, c1, c2 0인 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 가중 계수의 수치열{c0,c1, ..., cn}은 정의 실수의 중고분포열인 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 전달 함수 G(D) = PR(c0, c1, ..., cn)는 PR(1,2,1), PR(1,2,2,1), PR(1,3,3,1), PR(1,4,6,4,1)로 이루어진 군에서 선택된 전달 함수인 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 전달 함수 G(D)는 PR(1,2,2,1) = (1 + 2D + 2D2+ D3)인 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터의 차단 주파수는 1/2 Tb∼1/6 Tb의 범위 내에 있는 것을특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 비터비 복호 수단은, 상기 기록 재생 수단 및 상기 등화 수단을 콘벌루션 부호기로 보아 그 입력인 상기 부호 기호의 상태를 내부 상태로서 포함시키고, 이것으로부터 (1,7) RLL 부호 및 NRZI 부호에서 금지되는 상태 추이를 공제하여, 상태 수 10의 내부 상태 S0∼S9로 하고, 그 상태 추이를 기초로 한 트렐리스 선도를 사용하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 내부 상태 S0∼S9의 상태 추이도는, 상태 S0에서 상기 기록 재생 수단으로의 입력 0인 때 상태 S0그대로에서 상기 파형 등화 수단의 출력 0, 상태 S0에서 상기 입력 1인 때 상태 S1로 추이하여 상기 출력 1, 상태 S1에서 상기 입력 1인 때 상태 S2로 추이하여 상기 출력 3, 상태 S2에서 상기 입력 0인 때 상태 S8로 추이하여 상기 출력 4, 상태 S2에서 상기 입력 1인 때 상태 S3으로 추이하여 상기 출력 5, 상태 S3에서 상기 입력 0인 상태 S5로 추이하여 상기 출력 5, 상태 S3에서 상기 입력 1인 때 상태 S4로 추이하여 상기 출력 6, 상태 S4에서 상기 입력 0인 상태 S5로 추이하여 상기 출력 5, 상태 S4에서 상기 입력 1인 때 상태 S4그대로에서 상기 출력 6, 상태 S5에서 상기 입력 0인 때 상태 S6로 추이하여 상기 출력 3, 상태 S6에서 상기 입력 0인 때 상태 S7로 추이하여 상기 출력 1, 상태 S6에서 상기 입력 1인 때의 상태 S9로 추이하여 상기 출력 2, 상태 S7에서 상기 입력 0인 때 상태 S0로 추이하여 상기 출력 0, 상태 S7에서 상기 입력 1인 때 상태 S1로 추이하여 상기 출력 1, 상태 S8에서 상기 출력 0인 때 상태 S6로 추이하여 상기 출력 3, 및 상태 S9에서 상기 입력 1인 때 상태 S2로 추이하여 상기 출력 3인 것을 특징으로 하는 정보 기록 재생장치.
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