CN1595518A - 用于数据再现的装置及方法 - Google Patents

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Abstract

一种用于光盘数据再现的能产生优化信道特性的优化参考电平的装置和方法，该装置包括：信道识别器，用于接收均衡器的输入信号并检测最佳电平；和自适应处理器，用于通过使用检测出的最佳电平来更新均衡器的系数。因此，该数据再现装置和方法可检测能将维特比解码器的性能最大化的参考电平值并限制由倾斜引起的噪声以及因盘或拾取设备的形状而可能产生的其他影响。

Description

用于数据再现的装置及方法
本申请要求于2003年9月9日在韩国知识产权局提交的第2003-63360号韩国专利申请的利益，该申请公开于此以资参考。
                         技术领域
本发明涉及一种使用维特比解码的数据再现装置和方法，更具体地讲，涉及一种可获得优化信道特性的参考电平并可应用于在光盘上的数据再现的数据再现装置及方法。
                         背景技术
在光盘中，二进制信号被记录在盘表面，并通过当使用激光束时读取来自盘的反射波形来再现原始二进制信号。从盘表面读取的信号称为射频(RF)信号。由于盘的物理和光学特性，RF信号具有模拟信号的特性。因此，模拟信号应被转换成数字信号，该转换需要二进制化和锁相环(PLL)处理。多种二进制化装置是可用的，在多种二进制化装置中，维特比解码器是已知的能够获得具有最少错误的二进制信号的解码设备。另外，已知维特比解码器能够在最佳条件下检测二进制信号，以适合信道特性并具有比简单的符号检测电路或游程纠正方法的性能更好的性能。
在第2000-56149号韩国专利申请“用于再现光记录媒体上的数据的选择性干扰补偿设备及方法(Selective disturbance compensation apparatus andmethod in reproducing data on an optical recording medium)”和第1998-49542号韩国专利申请“数据再现装置(Data reproduction device)”中，对具有维特比解码器的检测器的例子进行了充分解释。
图1是传统技术的具有维特比解码器的数据再现设备的方框图。通过由模数转换器110对其采样和保持，从光盘(未显示)读取的模拟信号101被转换成量化的数字信号102。偏移消除单元120使用偏移信号103补偿量化的数字信号102的DC分量。均衡器通常由有限冲激响应(FIR)滤波器130来实现，并放大在预定频带中的每个输入信号104，以使信道特性变得清楚，该输入信号是由偏移信号103补偿的数字信号102，将该信号延迟，然后输入。由于维特比解码器140内部的分支量度发生器(未显示)通过获得每个参考电平和实际输入信号105之差来产生状态米制，所以输入到维特比解码器140的参考电平107对维特比解码器140的性能具有很大的影响。然而，由于盘的物理特性和环境变化，所以具有用于来自每个媒体的信号输入105的最佳条件的参考电平107是不同的，应确定将维特比解码器140的性能最大化的参考电平107。
一种解决上述问题的方法是将电平检测器150添加到该设备，如图1所示。该方法或装置详细地公开于第2000-00965号韩国专利中。电平检测器150从FIR滤波器130的输出105中产生输入到维特比解码器140的最佳参考电平107。电平检测器150通过监测均衡器130的输出105来确定在维特比解码器140中使用的多个参考电平107之一，包括+/-最大电平、+/-中间电平、和零电平。然后，通过使用确定的值作为确定的维特比解码器140的电平，减小数据位的误码率并提高数据检测106性能。部件110、120、130、140、和150中的每个从锁相环单元160接收信号109，在该锁相环单元中相位环路锁定输入信号104。
然而，在图1中的传统数据再现装置中，通过选择具有例如+/-最大电平和+/-中间电平的预定电平的信号107来选择最佳参考电平。因此，如果噪声发生在确定的电平，则该电平107不对应于原始参考电平，而对应于另一个电平，这在解码过程中引起严重的问题。通常，光盘的记录密度越高，再现信号106的质量越低。通常，由盘基底或拾取设备的变形引起的切向倾斜或径向倾斜在这种高记录密度盘中引起噪声，并且因这种噪声导致的增加的误码率在普通盘再现装置中引起更严重的问题。
                          发明内容
本发明一方面提供了一种可由其确定参考电平和限制比如由切向倾斜引起的噪声的数据再现装置及方法，该参考电平能通过最优地确定多种光盘的信号特性来优化维特比解码器的性能。
根据本发明的一方面，提供了一种具有维特比解码器的数据再现装置，包括：均衡器，用于均衡输入信号的预定频率；信道识别器，用于基于均衡器的输入信号，检测维特比解码器的参考电平；和自适应处理器，用于基于检测出的参考电平以及均衡器的输入和输出信号，确定均衡器滤波系数。
根据本发明的一方面，信道识别器基于以预定时间周期输入的均衡器输入信号来检测参考电平。
根据本发明的一方面，信道识别器通过获得均衡器输入信号和先前参考电平值的平均值来检测参考电平。
根据本发明的一方面，信道识别器包括：选择信号发生器，用于从维特比解码器的输出信号中产生选择信号；电平选择器，用于根据选择信号从均衡器输入信号中选择待检测的电平；和平均值滤波器，用于对于选择的电平，基于先前电平值和以选择的电平输入的输入信号的电平值来产生新的电平值。
根据本发明的一方面，选择信号发生器通过将信号多路复用来产生选择信号，该信号通过将维特比解码器的输出信号延迟与维特比解码器的抽头数相同数量的时钟信号来获得。
根据本发明的一方面，平均值滤波器根据下面的方程检测参考电平值：参考电平值＝先前电平值+(延迟的输入信号-先前电平值)/常数。
根据本发明的一方面，自适应处理器根据最小均方(LMS)方法检测参考电平。
根据本发明的一方面，自适应处理器基于均衡器的输出信号和检测出的电平之差来确定均衡器的新系数。
根据本发明的一方面，自适应处理器根据下面的方程来确定均衡器的系数：
WK+1＝Wk+2μekXk
其中，WK+1代表均衡器的新系数，Wk代表在更新之前的均衡器的先前系数，μ代表跟踪速度，ek代表误差信号(误差信号＝检测出的电平值-均衡器的输出)，Xk代表均衡器的输入信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种使用由维特比解码器进行维特比解码的数据再现方法，包括：通过使用均衡器来均衡输入信号的预定频率；基于均衡器的输入信号来检测维特比解码器的参考电平，以识别信道；和基于检测出的参考电平以及均衡器的输入信号和输出信号来确定均衡器的滤波系数，以产生系数。
根据本发明的另一方面，信道识别包括基于以预定时间周期输入的均衡器的输入信号来检测参考电平。
根据本发明的另一方面，信道识别包括：从维特比解码器的输出信号中产生选择信号；根据选择信号从均衡器输入信号中选择待检测的电平；和对于选择的电平，基于先前电平值和以选择的电平输入的输入信号的电平值来产生新的电平值，以检测电平值。
在下面的描述中将部分地阐明本发明另外的方面和/或优点，通过描述，其会变得更加清楚，或者通过实施本发明可以了解。
                        附图说明
通过结合附图对本发明的示例性实施例进行详细描述，本发明的上述和/或其他特性和优点将会变得更清楚和更易于理解，其中：
图1是传统的具有维特比解码器的数据再现设备的方框图；
图2是表示根据本发明实施例的数据再现装置的示图；
图3是表示根据本发明实施例的信道识别器的内部结构的示图；
图4是本发明实施例的使用(1，7)代码的5抽头维特比解码器的格子图；
图5是表示当在图4中的维特比解码器中操作本发明实施例时的电平估计结果的示图；
图6和7是表示当使用本发明实施例时，由两种类型倾斜引起的信号误码率(SER)的程度的示图；和
图8是根据使用图2的数据再现装置的本发明实施例的记录设备的方框图。
                           具体实施方式
现在对本发明实施例进行详细的描述，其示例表示在附图中，其中，相同的标号始终表示相同部件。下面通过参照附图对实施例进行描述以解释本发明。
图2是根据本发明实施例的数据再现装置的方框图。为简便起见，模数转换器110、DC偏移消除单元120、和锁相环单元160未在图2中表示，但应将其理解为与在图1中所示的对应部分是相同的。首先将解释均衡器130的输入信号104。
在图2中所示的本发明实施例包括信道识别器170和自适应处理器180。信道识别器170与图1中的电平检测器150类似。然而，尽管电平检测器150的输入信号105只是均衡器130的输出信号105，但信道识别器170的输入却是均衡器130的输入信号104(201或204)和维特比解码器140的输出信号106(202)。为了产生估计电平值203，使用均衡器130的输入信号104(201或204)而非均衡器130的输出信号105(205)，以便当再现光盘上的数据时，能够减小由倾斜引起的再现误差。
另外，使用信道识别器170来估计维特比解码器140的输出信号106(202)的电平，以产生选择信号来确定待估计的电平。
图2所示的本发明实施例还包括自适应处理器180。自适应处理器180具有电平估计值203，即信道识别器170的输出信号，以及均衡器130的延迟输入信号206和延迟输出信号207作为输入。自适应处理器180使用输入信号203、206、和207来产生更新的系数208，也就是说，自适应处理器180改变均衡器130的滤波系数。
现在将使用图3中所示实施例来解释信道识别器170和自适应处理器的工作原理。图3是表示根据本发明实施例的信道识别器170的内部结构的示图。信道识别器170包括选择信号发生器330、电平选择器350、和平均值滤波器340。选择信号发生器330接收维特比解码器140的输出信号202并产生选择信号331。如图所示，维特比解码器140的输出信号202是具有0和1中任一值的二进制信号，是由维特比解码器140解码的最终输出。根据维特比解码器140的工作原理，维特比解码器140的输出信号与维特比解码器140的输入信号105，即均衡器130的输出信号105(205)，是相关的。换句话说，维特比解码器140的输出信号106(203)可以确定输入到维特比解码器140的电平的类型。
现在解释例子。当由PR(1，2，1)产生信号电平并且代码类型为(1，7)时，可能出现的理想电平值为4、2、-2、-4。如果输入信号的电平为4、4、4、2、-2、-4、-4、-4、-2、2，则维特比解码器的输出信号将为1、1、1、-1、-1、-1、-1、-1、1、1。此时，如果将与维特比解码器140的抽头数相同数量的输出信号分路复用，则输出将为111、11-1、1-1-1、-1-1-1、…，如果以二进制信号表示，输出将为111、110、100、000、…。因此，这些二进制信号表示4、2、-2、-4、…分别输入，以便111、110、100、000、…可用作选择信号，以确定电平值的类型，比如4、2、-2、-4、…。
维特比解码器140的输出信号202(106)被输入到信道识别器170，并由与维特比解码器140的抽头数-1相同数量的延迟单元361将其延迟、分割和输入到选择信号发生器330。由选择信号发生器330结合延迟的输入信号321、322、…，以产生具有二进制信号形式的选择信号331。例如，当维特比解码器140的抽头数为3时，延迟361的数量为2，那么选择信号的形式包括111、110、100、000、…。使用延迟361的原因是，…，维特比解码器140的输出信号202(106)不是立即输出的。也就是说，维特比解码器140的输出信号202(106)是在预定系统时钟的工作后输出的。因此，为了选择与维特比解码器140的输出信号202(106)对应的输入信号201(104)，与工作对应的延迟时间也应被分配给信道识别器170的输入信号202(106)。另外，当选择信号331对应于根据最短信号的条件可去除的维特比路径时，可去除该选择信号。例如，在使用(1，7)代码的3抽头结构维特比解码器的情况下，与1T对应的010和101的选择信号331被去除，有6个选择信号可用，包括000、001、011、100、110、和111。类似地，在使用(1，7)代码的5抽头结构维特比解码器的情况下，只需要16个电平，并且产生的选择信号的数量也是16。如果维特比解码器的输出是正确的，则1T信号不在维特比解码器的输出信号本身中产生，因此，不需要单独的用于产生选择信号的部分。
信道识别器170的另一个输入是输入信号201。输入信号201是具有模拟值的电信号，并且是解码的对象。该信号201具有与理想参考电平有一定差异的实际值。识别器的输入信号201经与维特比解码器的存储器数(M)相同数量的延迟单元311、312、…被输入到电平选择器350，并输出延迟的输入信号335。电平选择器350基于选择信号331将信道识别器的输入信号335传送到与每个电平对应的平均值滤波器340。平均值滤波器340对应于维特比解码器140的各电平。因此，平均值滤波器340的数量与连接的维特比解码器140的电平数相同。另外，可去除不必要的路径。
每个平均值滤波器340经预定时间获得选择的信号341、342、343、…的平均值，并输出该平均值作为新的电平值351、352、353、…。如图所示，平均值滤波器340包括多个滤波器340。通常，可使用低通滤波器作为平均值滤波器340。低通滤波器跟踪DC平均值的特性得到使用。通过平均值滤波器340获得平均值的另一种形式是使用下面的方程1：
L′＝L+(I-L)/C……(1)
这里，L′表示由新输入的信号更新的电平值351、352、…，L表示先前电平值，I表示延迟的输入信号341、342、343、…，C表示常数。常数C的值越高，电平L′和跟随的程度的变化越小。
再参照图3，检测出的新电平351、352、353、…作为信号203被输入到图1中所示的自适应处理器180。自适应处理器180基于检测出的电平误差来产生均衡器130的新系数208。检测出的电平误差是均衡器130的输出信号205(105)和检测出的电平203之差。对于均衡器130的新系数208，根据本发明的一方面，采用了一种通过使用最小均方(LMS)方法来更新先前系数的方法。例如，可使用的方程如方程2所示：
WK+1＝Wk+2μekXk……(2)
这里，WK+1代表均衡器130的新系数208，Wk代表均衡器130的先前系数，μ代表跟踪速度(实数)，ek代表误差信号，是通过从检测出的电平值208中减去均衡器130的输出信号205(105)来获得的值，Xk代表均衡器的输入信号204。
如图2中所示，输入信号Xk 204(104)由延迟单元190延迟，延迟的信号206被输入到自适应处理器180。这是因为自适应处理器180需要预定时钟的延迟，以获得电平误差ek。类似地，均衡器130的输出信号205(105)由延迟单元200延迟预定时间，延迟的信号207被输入到自适应处理器180。这是因为对于自适应处理器180有一个时间延迟，以检测新电平。
根据本发明的几个方面，跟踪速度μ是用于确定跟踪程度的参数，可由微型计算机(未显示)或其他控制工具调整。跟踪速度μ的值越高，电平跟踪程度的增加越多。这是在稳定范围内发生的，但是，如果该值不在稳定范围内，则其将发散并变得不稳定。
本发明一方面的自适应处理器180用于稳定信道。这与用于产生适合维特比解码器140的电平值的传统的自适应处理器(即电平检测器150)是不同的。在传统的自适应处理器中，维特比解码器140的电平被设置为固定值，均衡器130的输入信号104通过自适应处理器被改变为对于维特比解码器的电平最佳的值。然而，在所示的本发明实施例中，信道识别器170基于均衡器130的输入信号201(104或204)来产生维特比解码器140的最佳电平。另外，通过重新调整均衡器130(也就是说，滤波器)的系数和通过使用分析出的最佳电平，自适应处理器180仅去除噪声，以便均衡器130的输出信号105(205)能够保持原始信道的几乎所有频率特性。这个处理向一直成问题的LMS算法系数和发散性的稳定提供更高的稳定性。
图4是本发明一方面的使用(1，7)代码的5抽头维特比解码器140的格子图，图5是表示当在图4中的维特比解码器中操作本发明一方面时的电平估计结果的示图。
参照图4，可以看出：当1T信号输入时的路径被去除。因此，路径数量总共为16，所以电平数是16。
参照图4，显示了16个理想电平(00000、00001、00011、00110、00111、…)。此外，输入到信道识别器170的信号201为39、37、-18、-68、…，此时，选择信号为11100、11000、10000、00000、00001、…，选择信号331的数量与电平数相同。如果根据选择信号331选择工作的电平，则选择的电平信号为47(在11100的情况下)、27(在11000的情况下)、-22(在10000的情况下)、-63(在00000的情况下)、…，也就是说，可以看出：选择的电平信号与输入信号非常相似。另外，可以看出：如果平均值是从根据方程1延迟每个电平的信道识别器170的输入信号201、202获得的，则获得了最理想的电平值。
图6和7是表示当使用本发明一方面时，两种类型倾斜的信号误码率(SER)的程度的示图。显示了当使用本发明一方面的装置在23G盘上记录33G数据并再现该数据时的多种倾斜角的信号误码率。
图6表示有切向倾斜时的SER。参照图6，当使用根据本发明一方面的自适应处理器180时，与当使用图7中传统的5抽头维特比解码器时的SER510相比，SER 520减小很多。随着倾斜角的增加，这种效果变得更加清楚。图7表示当有径向倾斜时的SER。可以看出：虽然没有观察到如切向倾斜中那样的显著效果，但与图1中所示装置的SER 710相比，SER 720减小了一些。
图8是根据使用图2的数据再现装置的本发明实施例的记录设备的方框图。参照图8，该记录设备包括记录/读取单元1001、控制器1002、和存储器1003。记录/读取单元1001将数据记录在盘1000上并从盘1000上读取数据。控制器1002根据如上结合图2和3所述的本发明来记录和再现数据。
尽管并非在所有方面都必要，但应该理解控制器1002可以是使用在计算机可读媒体上编码的计算机程序来实现方法的计算机。计算机可实现为具有固件的芯片，或者可以是可编程以执行方法的通用或专用计算机。
另外，应该理解盘1000可以是任何类型的光盘或磁光盘，包括但并不限于光盘(CD)、数字多用途光盘(DVD)、蓝光光盘(Bluray disc)、和/或先进光盘(AOD，AdVanced Optical Discs)。
尽管表示并参照本发明的实施例对其几个方面进行了描述，但本领域的技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求及其等同物限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行形式和细节的各种修改。应仅从描述的意义看待实施例，而不应将其认为是用于限制的目的。因此，本发明的范围是由所附权利要求而非对本发明的详细描述来限定的，所有在该范围内的差别将被解释为包含在本发明中。
根据如上所述的本发明的几个方面，提供了一种数据再现装置和方法，其用于检测能将维特比解码器的性能最大化的参考电平值并限制由倾斜引起的噪声和因盘形状或拾取设备的形状而可能产生的其他影响。
另外，根据本发明的一方面，通过使用其最佳电平由检测而得的维特比解码器，信号错误工作的概率降低，结果，可以制造可靠的光盘装置。
如上所述，本发明的几个方面可用于使用维特比解码器的数据再现装置中。

Claims (22)

1、一种具有维特比解码器的数据再现装置，包括：
均衡器，用于使用滤波系数均衡输入信号的预定频率，以产生输出信号；
信道识别器，用于基于均衡器的输入信号检测维特比解码器的参考电平；和
自适应处理器，用于基于检测出的参考电平以及均衡器的输入和输出信号来确定新的应用于均衡器的滤波系数。
2、如权利要求1所述的数据再现装置，其中，均衡器是有限冲激响应(FIR)滤波器。
3、如权利要求1所述的数据再现装置，其中，信道识别器基于延迟的均衡器输入信号来检测参考电平。
4、如权利要求3所述的数据再现装置，其中，信道识别器通过获得均衡器输入信号和先前参考电平值的平均值来检测参考电平。
5、如权利要求3所述的数据再现装置，其中，信道识别器包括：
选择信号发生器，用于从维特比解码器的输出信号中产生选择信号；
电平选择器，用于根据选择信号从均衡器输入信号中选择待检测的电平；和
平均值滤波器，用于对于选择的电平，基于先前电平值和以选择的电平输入的输入信号的电平值来产生新的电平值。
6、如权利要求5所述的数据再现装置，其中，选择信号发生器通过将信号多路复用来产生选择信号，该信号通过将维特比解码器的输出信号延迟与维特比解码器的抽头数相同数量的时钟信号来获得。
7、如权利要求5所述的数据再现装置，其中，平均值滤波器是低通滤波器。
8、如权利要求5所述的数据再现装置，其中，平均值滤波器根据下面的方程检测参考电平值：
参考电平值＝先前电平值+(延迟的输入信号-先前电平值)/常数。
9、如权利要求5所述的数据再现装置，其中，自适应处理器根据最小均方(LMS)方法检测参考电平。
10、如权利要求5所述的数据再现装置，其中，自适应处理器基于均衡器输出信号和检测出的电平之差来确定新的应用于均衡器的滤波系数。
11、如权利要求9所述的数据再现装置，其中，自适应处理器根据下面的方程来确定新的应用于均衡器的滤波系数：
WK+1＝Wk+2μekXk
其中，WK+1代表新的均衡器滤波系数，Wk代表在更新之前的先前均衡器滤波系数，μ代表跟踪速度，ek代表误差信号(误差信号＝检测出的电平值-均衡器输出)，Xk代表均衡器输入信号。
12、一种使用维特比解码器的数据再现方法，包括：
根据滤波系数使用均衡器均衡输入信号的预定频率，以产生输出信号；
基于均衡器输入信号来检测维特比解码器的参考电平，以识别信道；和
基于检测出的参考电平以及均衡器的输入信号和输出信号来确定新的应用于均衡器的滤波系数。
13、如权利要求12所述的数据再现方法，其中，由有限脉冲响应(FIR)滤波器执行均衡。
14、如权利要求12所述的数据再现方法，其中，识别信道的步骤包括基于延迟的均衡器输入信号检测参考电平。
15、如权利要求14所述的数据再现方法，其中，识别信道的步骤包括获得均衡器输入信号和先前参考电平值的平均值，以检测参考电平。
16、如权利要求14所述的数据再现方法，其中，识别信道的步骤包括：
从维特比解码器的输出信号中产生选择信号；
根据选择信号从均衡器输入信号中选择待检测的电平；和
对于选择的电平，基于先前电平值和以选择的电平输入的输入信号的电平值来产生新的电平值，以检测电平值。
17、如权利要求16所述的数据再现方法，其中，产生选择信号的步骤包括通过将信号多路复用来产生选择信号，该信号通过将维特比解码器的输出信号延迟与维特比解码器的抽头数相同数量的时钟信号来获得。
18、如权利要求16所述的数据再现方法，其中，通过经低通滤波器获得平均值来执行检测电平值的步骤。
19、如权利要求16所述的数据再现方法，其中，检测电平值的步骤包括根据下面的方程检测参考电平：
参考电平值＝先前电平值+(延迟的输入信号-先前电平值)/常数。
20、如权利要求12所述的数据再现方法，其中，产生新滤波系数的步骤包括根据最小均方(LMS)方法检测参考电平。
21、如权利要求20所述的数据再现方法，其中，产生新滤波系数的步骤包括基于均衡器输出信号和检测出的电平之差来确定新的应用于均衡器的滤波系数。
22、如权利要求21所述的数据再现方法，其中，产生新滤波系数的步骤包括根据下面的方程确定新的均衡器滤波系数：
WK+1＝Wk+2μekXk
其中，WK+1代表新的均衡器滤波系数，Wk代表在更新之前的先前均衡器系数，μ代表跟踪速度，ek代表误差信号(误差信号＝检测出的电平值-均衡器输出)，Xk代表均衡器输入信号。
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