JP2008287763A - ビタビ検出器、及び、情報再生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成で、マーク歪みがある場合でも良好に再生ができるビタビ検出器を提供する。
【解決手段】ＡＣＳ回路１２は、パスメトリックとブランチメトリックの加算、パスメトリック値の比較、及び、比較結果に基づいたパスの選択を行う。ＡＣＳ回路１２は、パスの選択では、パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行う。ＡＣＳ回路１２は、所定チャネルクロック数だけ前の時刻の入力信号がマークに対応した振幅であるときには、マークが連続するパスを選択し、マークに対応した振幅でないときには、パスメトリック値に基づくパス判定を行う。このようなパス選択を行うことにより、マーク歪みがある場合でも、マークが連続するパスが選択されることになり、検出データの誤検出を防止できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ビタビ検出器及び情報再生装置に関し、更に詳しくは、情報記録媒体の再生信号から記録データを識別するビタビ検出器、及び、そのようなビタビ検出器を有する情報再生装置に関する。

近年のマルチメディア化の進展により、映像情報を含む大量の情報を処理する必要がある。更に、これらの情報を記録するストレージ装置の大容量化が必要であり、特に高画質の映像情報のストレージ分野では、現状のＤＶＤ以上の容量が望まれている。しかし、光ディスク装置或いはＨＤＤ装置の記憶容量を増加させるためには記録密度を上げる必要があり、これに伴い、エラーレートの低減、信頼性の確保が重要課題となっている。これに対して、光ディスクでは、大別して媒体組成アプローチ、光学的アプローチ、信号処理的アプローチの３種類の方向で検討がなされてきた。以下では、主に信号処理的アプローチに関して説明する。

光ディスクは、光学素子により集光されたレーザービームをディスク媒体上に照射し、反射光の明暗或いは偏光により情報を検出する。集光されたビームスポットは有限であり、径が小さいほど高密度の記録再生が可能であるため、このビームスポットを小さくするための光学的なアプローチが進められてきている。スポット径は、対物レンズＮＡ（Natural Aperture）に逆比例し、レーザービーム波長λに比例する。従って、ＮＡを大きくし、λを小さくすることでスポット径を小さくすることが可能である。

しかし、ＮＡを大きくすると焦点深度が浅くなり、ディスク面とレンズとの距離を狭める必要があるため限界がある。また、レーザ波長に関しては、ＣＤに用いる赤外レーザ（λ＝７８０ｎｍ）、ＤＶＤに用いる赤色レーザ（λ＝６５０ｎｍ）、次世代ＤＶＤに用いる青色レーザ（λ＝４０５ｎｍ）へと、短波長化は徐々に進んでいるが、短波長レーザは、高出力発振の安定性や、長寿命化等に課題があり、短波長化にも限界がある。

ところで、光ヘッドとディスク媒体との間の伝送路周波数特性であるＭＴＦ（Modulation Transfer Function）は、有限なビームスポットのため、高域のゲインが低下するＬＰＦ（Low-Pass Filter）の形となる。従って、矩形波を記録しても、再生波形が鈍ってしまう。また、記録密度を高くすると、特定の時刻で読み出すべき波形が、他の時刻の波形と干渉して符号間干渉を生じる。この符号間干渉のため、ある長さ以下の短い記録マークの再生が困難となる。逆に記録マークが長い場合には、同期クロック抽出用の位相情報出力頻度低下が同期外れの原因となるため、ある長さ以下で制限する必要がある。以上の理由により、信号処理的なアプローチとして、光ディスクへの記録データは記録符号化されている。特に符号の反転距離を制限したＲＬＬ符号（Run Length Limited Code）が用いられることが多く、ＥＴＭ（Eight to Twelve Modulation）、ＥＦＭ（Eight to Fourteen Modulation）、（１，７）ＲＬＬ、８／１６符号などが使われている。このうち、ＣＤで用いられるＥＦＭ変調符号とＤＶＤで採用された８／１６変調符号の最小ラン長は２（ｄ＝２）であり、（１，７）ＲＬＬ、ＥＴＭ変調符号の最長ラン長は１である。ＥＴＭは、非特許文献１にその記述があるように、（１，１０）ＲＬＬ符号であり符号化率は（１，７）ＲＬＬと同様に２／３であるが、最短マークの連続数の制限とＤＣ（Direct Current）成分圧縮性能に特徴がある。

また、波形等化と呼ばれる技術がある。これは、符号間干渉を取り除くような逆フィルタを挿入することで誤り率を低下させるものである。この等化は、再生信号の高帯域成分を強調するため符号間干渉は抑えられるが、ノイズの高域成分も強調することになり、再生信号のＳＮＲ（Signal to Nose Ratio）を劣化させる場合がある。特に、記録密度を上げたときには、この波形等化によるＳＮＲの悪化が検出データの誤りの主要因となる。ＰＲ（Partial Response）等化は、既知の符号間干渉を故意に起こすような波形等化の一方式である。通常、高域成分を強調することがないため、ＳＮＲの悪化を抑えることができる。

一方、検出方式として有効なものとして最尤検出方式がある。この方式は、ある状態遷移をすることが分かっているデータ列に対して、考えられる全ての時系列パタンの中から誤差の二乗平均が最小になるものを選択することで検出性能を上げる方式である。ただし、実際の回路上で上述の処理を行うことは、回路規模及び動作速度の点で困難であるため、通常は、ビタビアルゴリズムと呼ばれるアルゴリズムを用いてパスの選択を漸化的に行うことにより実現している。この情報検出は、ビタビ復号或いはビタビ検出と呼ばれる。

前述のＰＲ等化にビタビ検出を組み合わせた検出方式はＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式と呼ばれ、一種の誤り訂正を行いながらデータを検出できる。ＰＲ等化により再生信号は、時間方向に相関を持たされている。このため、再生信号をサンプリングしたデータ系列には、特定の状態遷移しか現れなくなる。限られた状態遷移と、ノイズを含む実際の再生信号のデータ系列とを比較し、最も確からしい状態遷移を選ぶことで、検出データの誤りを低減できる。ＥＴＭ符号とＰＲ（１，２，２，２，１）チャネルを用いたＰＲＭＬ検出方式は、非特許文献２にその記述があり、高密度記録再生時に広い検出マージンを得ることが可能である。

ビタビ検出により検出性能を上げるためには、再生チャネルの周波数特性を特定のＰＲ等化特性に一致させる必要がある。その場合、再生チャネルになるべく近いＰＲ等化特性を選ぶようにするが、一般には波形等化器を用いて周波数特性を補正し、できるだけ所定のＰＲ特性に等しくなるようにしている。信号の経時劣化を適応的に補正して検出性能を高める技術として自動等化あるいは適応等化方式がある。逐次型の適応等化アルゴリズムは、非特許文献３に記載されているが、特にZero Forcing 法、Mean Square法などが一般的である。適応等化技術は、装置の初期調整が不要となるなど、その効果は大きい。

続いて、ビタビ検出動作に関して説明する。図８に、ＤＶＤの再生信号をチャネルクロック同期でサンプリングした後に、ＰＲ（１，２，２，１）等化した信号ｘ_ｎの状態遷移を示す。６つの状態から伸びる枝に付随する数字は、理想的なサンプル値を示し、例えば、４Ｔスペースと４Ｔマークが連続している領域の場合には、Ｓ_０→Ｓ_１→Ｓ_３→Ｓ_７→Ｓ_７→Ｓ_６→Ｓ_４→Ｓ_０→Ｓ_０→Ｓ_１→・・・と続くことになる。このときのｘ_ｎは、理想的には−３，−２，０，２，３，３，２，０，−２，−３，−３，−２，・・・であるが、実際には、ノイズ等によって、例えば、−２．９，−１．９，０．１，１．７，２．８，２．９，０．２，−１．６，−２．７，−２．９，−２．１，・・・となる。ＤＶＤに採用されている記録符号は、最小ラン長が２に制限されているため、Ｓ_３→Ｓ_６や、Ｓ_４→Ｓ_１パスが存在しない。

ここで、ｘ_ｎにはガウスノイズが重畳されていると仮定し、ｒ_ｎが５種類の基準レベル｛±３、±２、０｝の何れかを取るものとすると、Σ（ｘ_ｎ−ｒ_ｎ）^２を最小とするｒ_ｎを見つけることが、最尤検出に外ならない。しかしながら、全ての組み合わせを実時間で比較することは困難であるため、逐次的に行うのがビタビアルゴリズムである。

図９は、図８の状態遷移を時間軸上に展開したものであり、トレリス線図と呼ばれる。これを参照すると、ｘ_ｎは、その前後の値によって値が拘束されることがわかる。ＰＲＭＬでは、この拘束条件を使って識別精度を上げている。ところで、状態Ｓ_０とＳ_７のように、複数のパスが入力される箇所が存在するが、図１０のように、ある条件によりこれを１本に選択すると、パスを過去に遡ることで、パスが１本に収斂（パスマージ）することがわかる。この場合、マージ時刻より前の情報が確定できることになる。

さて、複数パスから１本を選択するために、メトリックという確からしさの指標を導入する。時刻ｎが状態Ｓａである確からしさＰａ_ｎをパスメトリックと名づける。またｘ_ｎと基準レベルｒの差の平方をブランチメトリックｂ_ｎ（ｒ）と定義する。ブランチメトリックは、下記式１で表される。
ｂ_ｎ（ｒ）＝（ｘ_ｎ−ｒ）^２ （１）
パスメトリックは、過去からのブランチメトリックの積算であるので、値が小さいほど確からしいことになる。パスメトリックＰ１_ｎは、１時刻前は必ず状態Ｓ_０なので、１時刻前に状態Ｓ_０であるパスメトリックＰ０_ｎ−１に、現時刻のブランチメトリックｂ_ｎ（−２）を加算したものとなる。すなわち、
Ｐ１_ｎ＝Ｐ０_ｎ−１＋ｂ_ｎ（−２） （２）
である。同様に、Ｐ３_ｎ、Ｐ４_ｎ、Ｐ６_ｎは以下のようになる。
Ｐ３_ｎ＝Ｐ１_ｎ−１＋ｂ_ｎ（０） （３）
Ｐ４_ｎ＝Ｐ６_ｎ−１＋ｂ_ｎ（０） （４）
Ｐ６_ｎ＝Ｐ７_ｎ−１＋ｂ_ｎ（２） （５）

Ｐ０_ｎは、１時刻前はＳ_０又はＳ_４であり、２本のパスが存在する。パス選択は、パスメトリックを用いて、値が小さい方を選択する。すなわち、Ｍｉｎ［ａ，ｂ］をａ，ｂのうち値の小さい方を選択する関数として、
Ｐ０_ｎ＝Ｍｉｎ［Ｐ０_ｎ−１＋ｂ_ｎ（−３），Ｐ４_ｎ−１＋ｂ_ｎ（−２）］ （６）
とする。Ｐ７_ｎについても、同様に、下記式７で定義する。
Ｐ７_ｎ＝Ｍｉｎ［Ｐ７_ｎ−１＋ｂ_ｎ（３），Ｐ３_ｎ−１＋ｂ_ｎ（２）］ （７）
毎時刻パスメトリックを更新し、パス選択を行うことで、全ての状態に入力されるパスが１本になる。これにより、ある時刻よりも過去に遡るとパスがマージして情報が確定することになる。ここで、式６、式７においては、パスメトリックの大小比較ができればよい。ｂ_ｎ（ｒ）のｘ_ｎ ^２項は、全てのパスメトリックに共通であるので、ブランチメトリックとして以下の式を用いてもよく、この場合、回路が簡略化できるという利点がある。
ｂ_ｎ（ｒ）’＝ｒ^２−２ｒｘ_ｎ

通常、上記処理は、チャネルクロック単位で行われるため、高速処理が要求される。例えば、ＤＶＤの８倍速では、チャネルクロック周波数が２００ＭＨｚを超えるため、上記処理は、一般的に専用回路によって処理がなされる。図１１に、ビタビ検出器の構成を示す。パスメトリックとブランチメトリックの加算回路（Ａｄｄ）、パスメトリック値の比較回路（Ｃｏｍｐａｒｅ）、比較結果に基づいたパスの選択回路（Ｓｅｌｅｃｔ）を、まとめてＡＣＳ回路１１と呼ぶ。これに、ブランチメトリック計算用のブランチメトリック生成回路（ＢＭＧ回路）１０、及び、パス選択情報を保持するためのパスメモリと呼ばれるメモリ（ＭＥＭ）１３が必要である。メモリ長が長ければパスはマージされるが、有限長のメモリでは、入力信号によっては、必ずしもマージしない場合が存在する。この場合、複数のパスメトリック値のうちの最も値の小さなパスを検索して情報を出力する最尤パス選択回路（ＳＥＬ）１４を設けることも可能である。

ＰＲＭＬ検出は、各基準レベルに対して、適応等化後の信号レベル分布が正規分布に近ければ、レベル検出で全く検出できないようなＳＮＲの低い信号でも、ビタビ検出器で検出できることが知られている。これらは、主に、記録マーク品質は良好だが、ジッタが大きい場合や、符号間干渉が大きい場合、ディスクチルトが発生した場合、或いは、デフォーカス状態で再生した場合などに相当する。

しかし、主に記録時のパワー制御の関係で、不完全な形状のマークがディスク上に記録されている場合に、従来のレベル検出系よりもＰＲＭＬ検出系の性能が劣化する場合が存在する。図１２に、波形歪みがある長マーク（１４Ｔ）の再生波形を示す。この波形は、長マークの中央部で記録パワーが小さくなるような記録ストラテジで形成されたマークの再生波形に相当する。この波形をレベル検出する場合を考えると、問題なく１４Ｔを検出することができる。しかし、ビタビ検出では、振幅低下によって同図中に点線で示すパスが選択されることで、長マーク中央部の振幅低下部を３Ｔスペースと判断し、６Ｔマーク＋３Ｔスペース＋５Ｔマークと判定する誤判定が生じる。

ビタビ検出では、前述のように連続する波形パタンの確からしさを判定するためにパスメトリックを用いている。図１２中の各サンプル点（黒丸）をｘ_ｉ、考えられるデータパスの理想値列ｒ_ｉとしたとき、時刻ｎにおけるパスメトリックＰ_ｎは次式で表現できる。
Ｐ_ｎ＝Σ_{ｉ＝１、ｎ}（ｘ_ｉ−ｒ_ｉ）^２ （８）
６時点分を考え、長マークを理想値とする場合をＰ_ｎ’、３Ｔスペースを理想値とする場合をＰ_ｎ”とすると、両者はそれぞれ次式で表される。
Ｐ_ｎ’＝（ｘ_ｎ−３）^２＋（ｘ_ｎ−１−３）^２＋（ｘ_ｎ−２−３）^２＋（ｘ_ｎ−３−３）^２＋（ｘ_ｎ−４−３）^２＋（ｘ_ｎ−５−３）^２ （９）
Ｐ_ｎ”＝（ｘ_ｎ−２）^２＋（ｘ_ｎ−１−０）^２＋（ｘ_ｎ−２＋２）^２＋（ｘ_ｎ−３＋２）^２＋（ｘ_ｎ−４−０）^２＋（ｘ_ｎ−５−２）^２ （１０）
Ｐ_ｎ’＜Ｐ_ｎ”であれば、長マークと判断できる。しかし、例えば（ｘ_ｎ−５，ｘ_ｎ−４，ｘ_ｎ−３，ｘ_ｎ−２，ｘ_ｎ−１，ｘ_ｎ）＝（１．８，１．０，０．５，０．５，１．０，１．９）のように入力波形が歪んでいる場合には、Ｐ_ｎ’＝２３．１５、Ｐ_ｎ”＝１４．５５となり、Ｐ_ｎ’＞Ｐ_ｎ”となって、長マークパスは選択されずに、誤判定されることになる。

レベル検出は、従来から使われてきた方法であり、多くの光ディスクドライブで採用されてきた。最近使われ始めたビタビ検出を搭載した光ディスクドライブでも、従来ドライブで記録されたディスクに対して再生互換が必須である。ＰＲＭＬによる検出では、再生性能の向上が期待できるものの、記録マークが不完全な場合など、非線形性が強い再生信号の検出では、スレッショルド検出よりも性能が劣化する場合が存在するという問題がある。

上記問題を回避できる技術としては、特許文献１に記載された技術がある。図１３に、特許文献１における構成を示す。この技術では、光ディスク媒体５０の記録データを光ヘッド５１により電気信号に変換し、波形等化器５２により周波数特性を補正した後、Ａ／Ｄ変換器５３によってサンプリングする。このときのサンプリングクロックは、オフセット補償器５４によって低域のＤＣ変動が抑圧された信号からＰＬＬ５５によって生成したチャネルクロックである。オフセット補償器５４の出力は、ＰＲ等化器５６及び最尤復号５９によるＰＲＭＬ検出系と、レベル判別系の２値判別器５７に入力される。この２種の検出結果は、選択手段６０に入力され、何れかが出力される。ＰＲ等化器５６の出力はマーク歪み率測定手段５８によって、波形歪み率が計算される。この歪み率を元に、歪みが大きければ選択手段６０によって、レベル判別結果を出力し、逆に歪み率が小さければＰＲＭＬ検出結果を出力する。これによって、マーク歪みに影響されない再生品質を得ることが可能となる。
特開２００５−９３０３３号公報 Kinji Kayanuma, et al.,「Eight to Twelve Modulation Code for High Density Optical Disk」 International Symposium on Optical Memory 2003, Technical Digest pp.160-161, November 3, 2003 小川、本間他 著 「ＨＤ ＤＶＤ装置化技術の開発（記録技術）」情報メディア学会技術報告 ＩＴＥ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｒｅｐｏｒｔ Ｖｏｌ．２８， Ｎｏ．４３， ＰＰ．１７−２０ ＭＭＳ２００４−３８， ＣＥ２００４−３９（Ｊｕｌ．２００４） 斎藤収三他 著 「現代 情報通信の基礎」 オーム社 平成４年１２月２０ ｐｐ．２１２ − ２１７

特許文献１に記載の手法では、ＰＲＭＬを搭載していても、マーク歪み率が高い場合にはスレッショルド検出に切り替わるため、レベル検出以上の検出性能が出せない。また、２つの検出系が必要であると共に、歪み率判定用の特殊な回路が必要であり、回路規模及び消費電力が増大する。

本発明は、上記従来技術の問題点を解消し、簡易な構成で、マーク歪みがある場合でも良好に再生ができるビタビ検出器、ビタビ検出方法、及び、情報再生装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明のビタビ検出器は、情報記録媒体の再生信号から記録データを識別するビタビ検出器であって、パスメトリックとブランチメトリックの加算、前記パスメトリック値の比較、及び、比較結果に基づいたパスの選択を行うＡＣＳ回路（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ回路）であって、前記パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行うＡＣＳ回路を備えることを特徴とする。

本発明のビタビ検出方法は、情報記録媒体の再生信号から記録データを識別するビタビ検出方法であって、パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行うことを特徴とする。

本発明の情報再生装置は、情報記録媒体の再生信号から、ビタビ検出器により記録データを識別する情報再生装置において、前記ビタビ検出器が、パスメトリックとブランチメトリックの加算、前記パスメトリック値の比較、及び、比較結果に基づいたパスの選択を行うＡＣＳ回路（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ回路）であって、前記パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行うＡＣＳ回路を備えることを特徴とする。

本発明のビタビ検出器、ビタビ検出方法、及び、情報再生装置では、マーク歪みがある場合でも、良好な情報再生が可能である。また、ビタビ検出器以外の検出器を必要とせず、複雑な構成の歪み率判定回路を必要としないため、ビタビ検出器の構成を、簡素化できる。

以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明の第１実施形態のビタビ検出器の構成を示している。ビタビ検出器は、ブランチメトリック生成回路１０、ＡＣＳ回路１２、パスメモリ１３、最尤パス選択回路１４、２Ｔ遅延回路１５、比較回路１６、遅延器１７、及び、ＡＮＤ回路１８を備える。ここでは、ｄ＝２制限のＰＲ（１，２，２，１）チャネルに対応したビタビ検出を考える。なお、状態遷移図は、図８に示すようになる。

ブランチメトリック生成回路１０は、入力ｘ_ｉに対して、各パスのブランチメトリック値を生成する。ｄ＝２制限のＰＲ（１，２，２，１）では、基準レベルｒ＝０、±２、±３の計５つに対するブランチメトリックの生成が必要である。しかしながら、ブランチメトリックの計算に、ｂ_ｎ（ｒ）’＝ｒ^２−２ｒｘ_ｎを用いる場合、ｒ＝０のときにはブランチメトリックは零となるので、ブランチメトリック生成回路１０は、ｒ＝０のときを除いた４種類のｂ_ｉ（ｒ）を出力すればよい。すなわち、ｂ_ｉ（３）、ｂ_ｉ（２）、ｂ_ｉ（−２）、ｂ_ｉ（−３）の４つを出力すればよい。

ＡＣＳ回路１２は、ブランチメトリック生成回路１０が出力するブランチメトリックｂ_ｉ（ｒ）を受けて、パスメトリック生成と選択とを行う。パスメトリックは、式２〜式７に従って生成する。ただし、Ｐ７_ｉについては、後述のＡＮＤ回路１８の出力ｍ_ｉを、パス選択の条件として追加する。すなわち、ＡＣＳ回路１２は、ＡＮＤ回路１８の出力ｍ_ｉが偽のときには、式７に従って、Ｐ７_ｎ−１＋ｂ_ｎ（３）とＰ３_ｎ−１＋ｂ_ｎ（２）とのうちで小さい方を選択する。また、ｍ_ｉが真のときには、パスメトリックの大小にかかわらず、Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）を選択する。

図８に示す状態遷移図を参照すると、６つ状態のうちでパス選択が必要なのは状態Ｓ_７と状態Ｓ_０の２つである。ＡＣＳ回路１２は、前記２種の選択情報を、それぞれｓｅｌ７_ｉ，ｓｅｌ０_ｉとして出力する。ＡＣＳ回路１２は、パス選択で、Ｐ７_ｎについて、Ｐ７_ｎ−１＋ｂ_ｎ（３）を選択したときは、パス選択情報ｓｅｌ７_ｉ＝１（真）を出力し、Ｐ３_ｎ−１＋ｂ_ｎ（２）を選択したときには、パス選択情報ｓｅｌ７_ｉ＝０（偽）を出力する。また、ＡＣＳ回路１２は、Ｐ０_ｎについて、Ｐ０_ｎ−１＋ｂ_ｎ（−３）を選択したときは、パス選択情報ｓｅｌ０_ｉ＝１（真）を出力し、Ｐ４_ｎ−１＋ｂ_ｎ（−２）を選択したときには、パス選択情報ｓｅｌ０_ｉ＝０（偽）を出力する。

パスメモリ１３は、パスの選択情報ｓｅｌ７_ｉ，ｓｅｌ０_ｉを受けて、内部状態を更新し、最新時刻ｉよりもＬ時刻過去の時点において、状態Ｓｘにいた場合のビタビ出力（２値化出力）ｍｘ_{（ｉ−Ｌ）}を出力する。内部状態の更新は、具体的には、
ｍ７_{（ｊ−１）}＝ｍ７_ｊ ； ｓｅｌ７_ｉ＝１の場合
ｍ３_ｊ ； ｓｅｌ７_ｉ＝０の場合
ｍ６_{（ｊ−１）}＝ ｍ７_ｊ
ｍ４_{（ｊ−１）}＝ ｍ６_ｊ
ｍ３_{（ｊ−１）}＝ ｍ１_ｊ
ｍ１_{（ｊ−１）}＝ ｍ０_ｊ
ｍ０_{（ｊ−１）}＝ ｍ０_ｊ ； ｓｅｌ０_ｉ＝１の場合
ｍ４_ｊ ； ｓｅｌ０_ｉ＝０の場合
｛ｍ７_ｉ，ｍ６_ｉ，ｍ４_ｉ，ｍ３_ｉ，ｍ１_ｉ，ｍ０_ｉ｝＝｛１，１，１，０，０，０｝
で定義される。

ＡＣＳ回路１２は、６つ状態に対応したパスメトリックのうちで、最小パスとなるパスメトリックコードを、ｍｉｎ＿ｐｍとして出力する。最尤パス選択回路１４は、パスメモリ１３が出力する６つの状態に対応したビタビ出力のうちで、ｍｉｎ＿ｐｍに対応した状態のパスメモリの出力を選択し、パタンｄ_{（ｉ−Ｌ）}として出力する。通常、Ｌを大きくするとパスがマージするので、状態ｘが０，１，３，４，６，７の何れでも、ｍｘ_{（ｉ−Ｌ）}は同じ値となる。しかしながら、場合によってはマージせずに、ｍｘ_{（ｉ−Ｌ）}の値が異なる値となる場合がある。最尤パス選択回路１４により、最小パスとなる状態に対応するパスメモリの出力を、パタンｄ_{（ｉ−Ｌ）}として出力することで、パスがマージしない場合でも、最も確からしいパタンを出力できる。

ビタビ検出器への入力値ｘ_ｉは、２Ｔ遅延回路１５によって２Ｔ（２時刻）に相当する期間だけ遅延され、比較回路１６に入力される。比較回路１６は、入力値ｘ_ｉがマークに対応した振幅であるか否かを判定する。より詳細には、比較回路１６は、あらかじめ設定されたしきい値αと、入力値ｘ_ｉとを比較し、比較結果を出力する。比較回路１６は、例えば、ｘ_ｉ＞αのときにはマークに対応した振幅であると判定して、比較結果＝１（真）を出力し、それ以外のときは比較結果＝０（偽）を出力する。なお、図１では、比較回路１６に入力する入力ｘ_ｉを２Ｔ遅延回路１５によって遅延する構成としたが、入力値ｘ_ｉを遅延器を通さずに比較回路１６に入力し、比較回路１６での比較結果を２Ｔ遅延回路によって２時刻だけ遅延させる構成としてもよい。

比較回路１６での比較結果は、ＡＣＳ回路１２が出力するパス選択情報ｓｅｌ７_ｉを遅延器１７で１時刻だけ遅延したもの、及び、それを更に遅延器１７で１時刻だけ遅延したものと共に、ＡＮＤ回路１８に入力される。ＡＮＤ回路１８は、比較回路１６での比較結果と、１時刻前及び２時刻前のパス選択情報ｓｅｌ７_ｉとの論理積ｍ_ｉを出力する。このｍ_ｉが真となるのは、長マークパタンパスが生き残っていて、かつ、２時刻前の入力値がαより大きい場合である。なお、図１ではαと比較するのは２時刻前の信号としたが、３時刻前でもよい。その場合は、ＡＮＤ回路１８は、４入力のＡＮＤ回路となり、ＡＮＤ回路には、ｓｅｌ７_{（ｉ−１）}、ｓｅｌ７_{（ｉ−２）}に加えて、ｓｅｌ７_{（ｉ−２）}を更に１時刻遅延したｓｅｌ７_{（ｉ−３）}が入力される。また、ｍ_ｉの生成条件として、ＳＮＲが低くなった場合に若干の性能劣化を許す場合には、ｓｅｌ７_{（ｉ−１）}，ｓｅｌ７_{（ｉ−２）}の条件を省略して、ｘ_{（ｉ−２）}＞αの条件だけでもよい。

図２に、ＡＣＳ回路１２の構成例を示す。ＡＣＳ回路１２は、加算器１２１と、データを１時刻遅延する遅延器１２２と、選択回路１２３と、比較器１２４との組合せにより、式２から式７までの漸化式を回路化したものである。ただし、Ｐ７_ｉについては、ＡＮＤ回路１８の出力ｍｉによって、条件が追加される。すなわち、ｍ_ｉが真のときには、Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）とＰ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）との比較結果にかかわらず、Ｐ７_ｉ＝Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）を選択する。また、ｍ_ｉが偽のときには、比較結果に従って、Ｐ７_ｉ＝Ｍｉｎ［Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３），Ｐ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）］とする。この動作は、Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）とＰ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）とを比較する比較器１２４と、比較器１２４の出力とＡＮＤ回路１８の出力ｍｉとの論理和を出力するＯＲ回路１２６と、ＯＲ回路１２６の出力に基づいてＰ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）とＰ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）とを選択的に出力する選択回路１２３によって実現される。

より詳細には、比較器１２４は、Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）＜Ｐ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）のときに“１”（真）を、Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）＞Ｐ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）のときに“０”（偽）を出力する。ｍ_ｉが偽の場合には、ＯＲ回路１２６の出力は、比較器１２４での比較結果に基づいて真又は偽となる。選択回路１２３は、比較器１２４での比較結果、すなわち、パスメトリックの大小に基づいて、比較器１２４の出力が真のときにＰ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）を選択し、比較器１２４の出力が偽のときにはＰ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）を選択することで、パス選択を行う。ｍ_ｉが真の時には、ＯＲ回路１２６の出力は、比較器１２４での比較結果とは無関係に真となる。従って、選択回路１２３は、無条件にＰ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）を選択し、Ｓ_７→Ｓ_７に戻るパスを選択する。

また、ＡＣＳ回路１２は、デコーダ１２５を有する。デコーダ１２５は、各パスメトリック値を入力し、６つ状態に対応したパスメトリックのうちで、最小パスとなるパスメトリックコードを、ｍｉｎ＿ｐｍとして出力する。

以上では、ＰＲ（１，２，２，１）チャネルに関して言及したが、ＰＲ（１，２，２，１）チャネルには限定されず、上記した所定時刻前の入力信号の振幅とパス選択信号とに基づいてパス選択を行う構成は、ＰＲ（１，３，３，１）やＰＲ（１，１）など他のＰＲチャネルに対しても適用可能である。またｄ＝２制限のＲＬＬ符号に限定するものではなく、ＥＴＭ符号などｄ＝１制限符号でもかまわない。また、しきい値αについては、α＝０とすることができる。この場合には、入力値ｘ_ｉのＭＳＢである符号ビットによってしきい値以上であるか否かの判定が可能であり、図１の比較回路１６を設けなくてもよいという利点がある。

図３に、ｄ＝２制限のＰＲ（１２２１）チャネルのトレリス線図を示す。同図中に太線で示すパス（パスＡ）は、Ｓ７が連続するパスであり、マークが連続して検出されている場合のパスである。また、破線で示すパス（パスＢ）は、Ｓ_７→Ｓ_６→Ｓ_４→Ｓ_０→Ｓ_１→Ｓ_３→Ｓ_７と状態遷移を起こすパスであり、３Ｔスペースが存在する場合のパスである。パスの選択は、Ｓ_７とＳ_０とで行われるが、長マーク歪みによって誤判定が起こるのはＳ_７のパス選択時である。時刻ｎにおいて、現在Ｓ７の状態にいるのは、パスＡに示すパスで状態遷移が行われた場合と、パスＢに示すパスで状態遷移が行われた場合との２つの場合がある。パスＡを通ってＳ７の状態となっている場合の２時刻前（ｎ−２）又は３時刻間（ｎ−３）でのビタビ検出器の入力値は、それぞれ“３”であり、パスＢを通ってＳ７の状態となっているときの２時刻目又は３時刻前でのビタビ検出器の入力値は、それぞれ“−２”である。

長マークが続く場合には、図１２に示すように、波形歪みによってマーク部の中央付近で振幅が小さくなることがある。この場合、パスメトリックに基づいてパス選択を行うと、図１２中に点線で示すパス、すなわち図３におけるパスＢが選択され、誤検出が発生することになる。しかしながら、振幅低下が発生した場合でも、その振幅低下は、スレッショルド検出では正しくマークと検出できる程度の振幅低下であるので、長マークが続くときに、時刻ｎ−２において入力値ｘが負になることはないと考えられる。つまり、長マークが続く場合には、パスメトリック値に基づくパス選択ではパスＢが選択されるときでも、時刻ｎの２時刻前又は３時刻前の振幅値を見ると、振幅値が−２まで低下する可能性は低いと考えられる。

そこで、時刻ｎでのパス選択条件として、通常のビタビ検出器におけるパスメトリック値の比較に加えて、２時刻前又は３時刻前の入力値ｘ_{（ｎ−２）}又はｘ_{（ｎ−３）}がマークに対応した振幅であるか否かの判定結果を追加する。図１における比較回路１６が、この判定結果を出力する部分に相当する。ＡＣＳ回路１２は、時刻ｎのパス選択時に、２時刻前の入力値が正の場合には、パスメトリック値の大小にかかわらず、マークが続くパスを選択する。これにより、誤検出の発生を抑えることができる。なお、パスＡとパスＢにおける２時刻前の理想的な入力値は、それぞれ３と−２であり、その差は５である。他の時刻でも判別することはできるが、差の絶対値が最大の５となるのは、２時刻前及び３時刻前であるため、この時点で比較するのが最も判定誤りが少ないことになる。

上記では、２時刻前又は３時刻前の入力値ｘをパス選択の条件に追加したが、２時刻前又は３時刻前の入力値ｘの判定結果を用いるのみでは、ＳＮＲが低下したときに性能劣化が起こることも考えられる。そこで、パス選択の条件に、２時刻前又は３時刻前からマークが連続するパスが生き残っている条件を追加する。図１では、パス選択情報ｓｅｌ７を、１時刻だけ遅延する遅延器１７、及び、それを更に１時刻遅延する遅延器１７を用いて、パス選択の条件に、マークが連続するパスが生き残っている条件、つまり、１時刻前及び２時刻前においてＳ_７→Ｓ_７のパスが選択されている条件を追加している。ＡＣＳ回路１２は、比較回路１６が入力値ｘ_{（ｎ−２）}がしきい値以上で、かつ、２時刻前以降のパス選択においてマークが連続するパスが選択されているときには、パスメトリック値の大小にかかわらず、マークが続くパスを選択する。このようにすることで、性能特性を向上できる。

本実施形態では、最新のパス判定を、パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力値とに基づいて行う。パス選択を、パスメトリックの大小だけでなく、現時刻よりも所定チャネルクロック前の入力値に基づいて行うことで、マークに対応する入力値の振幅が低下したときでも、ビタビ検出において、本来のパスであるマークが続くパスが選択されることになり、誤検出を防止できる。このようなビタビ検出器を、情報再生装置に用いることで、記録ストラテジにより長マーク中央部が細く形成されたディスクについても、良好にビタビ検出することができる。

本実施形態では、現時刻よりも所定チャネルクロック前の入力値に基づくパス選択を行うことで、誤検出を防止する構成であるので、誤検出の防止に際して、ビタビ検出器以外の検出器を併用する必要がなく、また、複雑な歪み判定器を設ける必要がない。従って、ビタビ検出器を簡易な構成で実現でき、ビタビ検出器以外の検出器を併用し、複雑な歪み判定器を必要とする関連技術のビタビ検出器に比して、回路規模及び消費電力を削減することができる。また、パス選択の条件に、現時刻よりも所定チャネルクロック前以降でのパス選択情報を追加する場合には、所定チャネルクロック前以降でのパス選択情報を用いない場合に比して、検出性能を向上することができる。

図４に、ビタビ検出器を含む光ディスク情報再生装置の構成を示す。図示しないスピンドルモータは、光ディスク媒体３１を、等角速度又は等線速度で回転させる。また、図示しないサーボ回路は、光ヘッド３２における対物レンズを制御し、ディスク面と対物レンズとの距離を制御する。また、光ヘッド３２の光ディスク媒体３１の半径方向の位置を、光ヘッド３２から出射する集光スポットが、案内溝に追従するように制御する。光ヘッド３２は、ディスク上に記録された情報マークに集光スポットを照射する。ディスク面からの反射光は、情報マークの有無により反射率又は偏光が変化する。図示しない検出器は、ディスク面からの反射光を検出し、再生信号（再生波形）を生成する。

再生信号中では、記録マークの有無は振幅情報として得られる。再生信号は、図示しないエイリアシング除去のためのフィルタ通過後に、Ａ／Ｄ変換器３３により、数ｂｉｔ幅のデジタル情報に変換される。Ａ／Ｄ変換器３３のサンプリングクロックは、ＰＬＬ３５によって入力チャネル周波数になるように位相制御される。Ａ／Ｄ変換器３３によりデジタル化された再生信号は、オフセット補償器３４により、低周波の変動成分或いはアシンメトリ等によるオフセットずれが補正される。オフセット補償器３４の出力は、適応等化器３６に入力される。適応等化器３６は、等化器出力が所望のＰＲチャネルとなるように自動等化を行う。等化誤差生成器３８は、適応等化器３６の出力と、適応等化器３６の出力に基づいて２値判定を行った結果である検出情報ｄ_{（ｉ−Ｌ）}とに基づいて、等化誤差を生成する。適応等化器３６は、等化誤差生成器３８にて生成された等化誤差の２乗平均ができるだけ小さくなるように制御を行う。

適応等化器３６の出力は、ビタビ検出器に入力される。ブランチメトリック生成回路１０は、適応等化器３６の出力に基づいて、数種類のブランチメトリックを生成する。ＡＣＳ回路１２は、ブランチメトリック生成回路１０によって生成されたブランチメトリックに基づいて、パスメトリックを更新する。その際、ＡＣＳ回路１２は、パスメトリック更新時のパス選択情報（ｓｅｌ７ｉ、ｓｅｌ０ｉ）を、パスメモリ１３に出力する。ビタビ検出器は、パスメモリ１３及び最尤パス選択回路１４により、確からしい２値検出値（検出情報ｄ_{（ｉ−Ｌ）}）を出力する。

ＡＣＳ回路１２は、パス選択に際して、比較回路１６の出力が真で、かつ、１時刻前のパス選択情報ｓｅｌ７_{（ｉ−１）}、２時刻前のパス選択情報ｓｅｌ７_{（ｉ−２）}との論理積が“真”のとき、つまりは、２時刻前のビタビ検出器の入力値ｘ_{（ｉ−２）}がしきい値αよりも大きく、かつ、長マークが続くパスが生き残っているときには、パスメトリックＰ７_ｉについて、無条件でＳ７→Ｓ７のパスを選択する。このようなパス選択を行うことで、長マーク歪みに対する検出性能を向上することができる。

図５は、本発明の第２実施形態のビタビ検出器の構成を示している。本実施形態のビタビ検出器では、ＡＣＳ回路１２ａは、図１に示すＡＣＳ回路１２の機能に加えて、レベル検出では正しくマークと検出できるが、パスメトリックのみの判定からはスペースと判定される場合に真となる信号ｆ_ｉを出力する機能を有する。図６に、ＡＣＳ回路１２ａの構成を示す。図６に示す構成は、図２に示すＡＣＳ回路１２の構成に、比較器１２４が出力するＰ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）とＰ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）との比較結果を反転するインバータ１２８と、信号ｍｉとインバータ１２８の出力との論理積を出力するＡＮＤ回路１２７とが追加された構成である。このＡＮＤ回路１２７は、ＡＣＳ回路１２ａにおいて歪み判定回路を構成する部分である。

ＡＮＤ回路１２７の出力信号ｆ_ｉは、ＡＮＤ回路１８の出力ｍ_ｉが真で、かつ、比較器１２４の出力が偽のとき、すなわち、Ｐ７_ｉ−１＋ｂ_ｉ（３）＞Ｐ３_ｉ−１＋ｂ_ｉ（２）のときに真となる。言い換えれば、信号ｆ_ｉは、マークが連続するパスが生き残っており、かつ、２時刻前の入力値がαよりも大きいにもかかわらず、パスメトリック比較結果ではスペースを含むパスの方が確からしいと判断された場合に真となる。ＡＮＤ回路１２７は、パスメトリック値に基づくパス判定ではマークが連続するパスを選択しない条件下で、マークが連続するパスを選択したか否かを判別する判別回路に相当する。

カウンタ２０（図５）は、ＡＮＤ回路１２７が出力する信号ｆ_ｉを、タイミング生成器１９で定まる期間だけ積算する。カウンタ２０は、判別回路が出力する判別結果を積算する積分回路に相当する。カウンタ２０によって積算された信号ｆ_ｉは、ラッチ回路２１にてラッチされる。ラッチ回路２１は、積分器による積算結果をマーク歪み率として出力する歪み率出力回路に相当する。積算結果は、値が大きいほどマーク歪みの発生頻度が高いことを示し、歪みが少なければほとんどゼロとなる。従って、この積算結果を用いて、再生波形のマーク歪み率が判定できる。

図７に、各部の動作波形を示す。タイミング生成器１９は、所定周期の信号ｇを生成する。信号ｇを、カウンタ２０のクリア信号ｃｌｒとして用い、信号ｇの１周期を、カウンタ２０における信号ｆ_ｉの計測期間とする。カウンタ２０は、信号ｇのパルス信号に応答して値をリセットし、信号ｆ_ｉが発生するたびに、カウント値をカウントアップする。信号ｆ_ｉは、パス選択をパスメトリックから判定した場合と２時刻前の振幅値から判定した場合とで不一致が起こるときに真となる信号である。従って、カウンタ２０のカウント値ｈは、計測期間において、不一致が発生した回数に相当する。この不一致発生回数ｈの計測結果は、ラッチ回路２１によってラッチされ、信号ｓｈとして出力される。光ディスクなどに記録される情報は、変調符号によって変調がかかるため、長マークに限らず、特定マーク長の発生頻度は一定となる。従って、ある程度の期間長以上であれば、計測タイミングによって、計測した不一致回数ｈの値が大きく異なることはないと考えられる。

本実施形態では、第１実施形態に加えて、パスメトリック値に基づくパス判定ではマークが連続するパスを選択しない条件下で、マークが連続するパスを選択したか否かを判別し、その判別結果を積算して、マーク歪み率として出力する。ビタビ検出器での検出結果に基づいて情報再生を行う情報再生装置において、波形歪みが大きい場合には、等化誤差が大きくなり、適応等化器の動作が不安定となる可能性がある。例えば、ラッチ回路２１が出力するマーク歪み率が所定のしきい値以上である場合には、適応等化器のタップ係数を初期化するなどの処理を行うことで、システムの安定化を図ることができる。また、マーク歪み率を用いて、オフセット補償器など各種フィルタの動作状態を切り換える構成としてもよい。

なお、情報記録媒体には、マークの反射率がスペースの反射率よりも高くなる媒体と、マークの反射率がスペースの反射率よりも低くなる媒体とがある。本実施形態のビタビ検出器は、何れのタイプの媒体にも適用できる。ただし、これら媒体では、再生信号波形は、マークとスペースとが反転した波形になるため、用いる媒体のタイプを異なるタイプとする場合には、図１２に示す再生信号波形を、適宜反転した形で適用することになる。

以上、本発明をその好適な実施形態に基づいて説明したが、本発明のビタビ検出器、ビタビ検出方法、及び、情報再生装置は、上記実施形態にのみ限定されるものではなく、上記実施形態の構成から種々の修正及び変更を施したものも、本発明の範囲に含まれる。

本発明の第１実施形態のビタビ検出器の構成を示すブロック図。 第１実施形態におけるＡＣＳ回路の構成を示す回路図。 ｄ＝２制限記録符号のＰＲ（１２２１）チャネルにおけるトレリス線図。 ビタビ検出器を含む情報記録再生装置の構成を示すブロック図。 本発明の第２実施形態のビタビ検出器の構成を示すブロック図。 第２実施形態におけるＡＣＳ回路の構成を示す回路図。 各部の動作波形を示す波形図。 ｄ＝２制限記録符号のＰＲ（１２２１）チャネルにおける状態遷移図。 図８に示す状態遷移図を、時間軸上に展開したトレリス線図。 ｄ＝２制限記録符号のＰＲ（１２２１）ビタビ検出におけるパスマージ例を示す図。 一般的なビタビ検出器の構成を示すブロック図。 再生信号波形と、レベル検出結果及びＰＲＭＬ検出結果とを示す波形図。 関連技術の情報記録再生装置の構成を示すブロック図。

符号の説明

１０：ブランチメトリック生成回路（ＢＭＧ）
１１、１２：ＡＣＳ回路
１３：パスメモリ（ＭＥＭ）
１４：最尤パス選択回路（ＳＥＬ）
１５：２Ｔ遅延回路
１６：比較回路
１７：遅延器
１８：ＡＮＤ回路
１９：タイミング生成器
２０：カウンタ
２１：ラッチ回路
３１：光ディスク媒体
３２：光ヘッド
３３：Ａ／Ｄ変換器
３４：オフセット補償器
３５：ＰＬＬ
３６：適応等化器
３８：等化誤差生成器
１２１：加算器
１２２：遅延器
１２３：選択回路
１２４：比較器
１２５：デコーダ
１２６：ＯＲ回路
１２７：ＡＮＤ回路
１２８：インバータ

Claims (21)

1. 情報記録媒体の再生信号から記録データを識別するビタビ検出器であって、
   パスメトリックとブランチメトリックの加算、前記パスメトリック値の比較、及び、比較結果に基づいたパスの選択を行うＡＣＳ回路（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ回路）であって、前記パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行うＡＣＳ回路を備えることを特徴とするビタビ検出器。
2. 前記ＡＣＳ回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅を有するときには、マークが連続するパスを選択するパス選択回路を有する、請求項１に記載のビタビ検出器。
3. 前記パス選択回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅ではないときには、パスメトリック値に基づくパス判定を行う、請求項２に記載のビタビ検出器。
4. 前記ＡＣＳ回路は、パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号と、前記所定チャネルクロック数だけ前以降のパス選択信号とに基づいて最新のパス判定を行う、請求項１に記載のビタビ検出器。
5. 前記ＡＣＳ回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅を有し、かつ、前記所定チャネルクロック数だけ前以降のパス選択信号がマークに対応したパスを選択するときには、マークが連続するパスを選択するパス選択回路を有する、請求項４に記載のビタビ検出器。
6. 前記パス選択回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅ではなく、及び／又は、前記所定チャネルクロック数だけ前以降の前記パス選択信号が全てマークに対応したパスを選択していないときには、パスメトリック値に基づくパス判定を行う、請求項５に記載のビタビ検出器。
7. 前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅を有するか否かを判定する振幅判定回路を備える、請求項１〜６の何れか一に記載のビタビ検出器。
8. 前記振幅判定回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号が、所定のしきい値α以上であると、マークに対応した振幅であると判定する、請求項７に記載のビタビ検出器。
9. 前記しきい値αが、０である、請求項８に記載のビタビ検出器。
10. 前記パスメトリック値に基づくパス判定では、マークが連続するパスを選択しない条件下で、マークが連続するパスを選択したか否かを判別する判別手段と、該判別手段での判別結果を積算する積分器を有し、該積分器による積算結果をマーク歪み率として出力する歪み率出力回路とを更に備える、請求項１〜９の何れか一に記載のビタビ検出器。
11. 前記所定チャネルクロック数が、２乃至３である、請求項１〜１０の何れか一に記載のビタビ検出器。
12. 情報記録媒体の再生信号から記録データを識別するビタビ検出方法であって、
    パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行うことを特徴とするビタビ検出方法。
13. 前記パス判定を、前記パスメトリック値と、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号と、前記所定チャネルクロック数だけ前以降のパス選択信号とに基づいて行う、請求項１２に記載のビタビ検出方法。
14. 前記パス判定では、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅を有し、かつ、前記所定チャネルクロック数だけ前以降のパス選択信号がマークに対応したパスを選択するときには、マークが連続するパスを選択する、請求項１３に記載のビタビ検出方法。
15. 前記パス判定では、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅ではなく、及び／又は、前記所定チャネルクロック数だけ前以降の前記パス選択信号が全てマークに対応したパスを選択していないときには、前記パスメトリック値に基づいてパス判定を行う、請求項１４に記載のビタビ検出方法。
16. 更に、前記パスメトリック値に基づくパス判定ではマークが連続するパスを選択しない条件下で、マークが連続するパスを選択したか否かを判別し、該判別結果を積算して積算結果をマーク歪み率として出力する、請求項１２〜１５の何れか一に記載のビタビ検出方法。
17. 情報記録媒体の再生信号から、ビタビ検出器により記録データを識別する情報再生装置において、
    前記ビタビ検出器が、パスメトリックとブランチメトリックの加算、前記パスメトリック値の比較、及び、比較結果に基づいたパスの選択を行うＡＣＳ回路（Ａｄｄ，Ｃｏｍｐａｒｅ，Ｓｅｌｅｃｔ回路）であって、前記パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻のビタビ検出器への入力信号とに基づいて最新のパス判定を行うＡＣＳ回路を備えることを特徴とする情報再生装置。
18. 前記ＡＣＳ回路は、パスメトリック値と、所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号と、前記所定チャネルクロック数だけ前以降のパス選択信号とに基づいて最新のパス判定を行う、請求項１７に記載の情報再生装置。
19. 前記ＡＣＳ回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅を有し、かつ、前記所定チャネルクロック数だけ前以降のパス選択信号がマークに対応したパスを選択するときには、マークが連続するパスを選択するパス選択回路を有する、請求項１８に記載の情報再生装置。
20. 前記パス選択回路は、前記所定チャネルクロック数だけ前の時刻の前記入力信号がマークに対応した振幅ではなく、及び／又は、前記所定チャネルクロック数だけ前以降の前記パス選択信号が全てマークに対応したパスを選択していないときには、前記パスメトリック値に基づくパス判定を行う、請求項１９に記載の情報再生装置。
21. 前記パスメトリック値に基づくパス判定ではマークが連続するパスを選択しない条件下で、マークが連続するパスを選択したか否かを判別する判別手段と、該判別手段での判別結果を積算し、該積算結果をマーク歪み率として出力する歪み率出力回路とを更に備える、請求項１７〜２０の何れか一に記載の情報再生装置。

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