CN1533028A - 高效线性功率放大器 - Google Patents

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Abstract

数字前置补偿器13利用幂级数模型前置补偿传输信号和导频信号，数模转换器14将该前置补偿的输出转换为模拟信号。变频器15将该模拟信号上变频到RF频带信号，该RF频带信号在多赫尔蒂放大器16进行功率放大后被发送。导频信号提取器17从来自该多赫尔蒂放大器的输出中提取该导频信号，变频器18将该提取的导频信号下变频为基带信号。模数转换器19将该基带导频信号转换为数字导频信号。控制部分21从该数字导频信号中检测奇数阶失真分量，并基于检测结果而控制该数字前置补偿器的参数。

Description

高效线性功率放大器
技术领域
本发明涉及提供有数字前置补偿器的高效线性功率放大器和在无线通信发射机中使用的多赫尔蒂(Doherty)放大器。
背景技术
大家都知道多赫尔蒂放大器是不同工作点的放大器的结合(W.H.Doherty，“A new high efficiency power amplifier for modulated waves(用于调制波的新高效功率放大器)，”processing of the IRE，Vol.24，no.9，pp.1163-1182，1936)。图1中示出了多赫尔蒂放大器的基本配置，四分之一波长线5和峰值放大器6的串联与载波放大器7和四分之一波长线8的串联彼此并联。该峰值放大器6在其中设置了输入的调制波信号的振幅的阈值和为振幅超出该阈值的输入信号的“C”类操作所设置的偏置工作点。该载波放大器7在其中设置了偏置工作点以一直执行“B”类操作。当该输入的调制波信号的振幅低于该阈值时，提供来自该载波放大器7的输出信号作为该多赫尔蒂放大器的输出信号。当该输入的调制波信号的振幅超出该阈值时，提供来自该载波放大器7和该峰值放大器6的输出信号的和作为该多赫尔蒂放大器的输出信号。
当该输入信号的振幅超出该阈值时，通过注入该峰值放大器6的信号分量，来自该多赫尔蒂放大器的饱和输出功率对应于该注入的信号分量而扩大。该饱和输出功率的扩大产生压缩输出补偿(backoff)的效果，该效果大于与多赫尔蒂放大器具有相同饱和输出功率的放大器的情况。例如，能够3-dB(分贝)输出补偿压缩的多赫尔蒂放大器的1-dB增益压缩点的x％的效率对应于传统放大器的0-dB输出补偿。因此，该多赫尔蒂放大器允许高效放大。
现今，移动通信系统采用线性调制方案，并且需要用于移动通信的发送放大器以执行线性放大。而且，器件小型化要求降低功率消耗需求的高效放大。在降低移动通信发射机的功耗方面，实现高效放大的多赫尔蒂放大器是有效的。
然而，因为不同工作点的两种放大器的并联，与传统“A”类或“AB”类放大器相比，该多赫尔蒂放大器经受与输出补偿压缩量对应的线性的降级。而且，该多赫尔蒂放大器的峰值放大器仅在高于载波放大器的1-dB增益压缩点的区域工作。由于这个原因，利用该输出补偿方案设计的放大器在发射输出功率的区域中实现预定线性放大以执行高效放大的方面遇到了困难。因此，必须构建备有非线性失真补偿功能的多赫尔蒂放大器，用于大大抑制该1-dB增益压缩点附近的非线性失真。
本申请的发明人已提出了一种将该多赫尔蒂放大器应用于主放大器的前馈放大器配置(例如，Japanese Patent Application Kokai Publication Gazette No.2000-286645(日本专利申请公开号2000-286645))。Leizerovich等人已提出了多赫尔蒂放大器与笛卡尔(Cartesian)反馈结构的结合(例如美国专利号5,880,633)。这些配置最近添加了线性化电路，从而有效利用该多赫尔蒂放大器的高效放大。
利用多赫尔蒂放大器作为主放大器的前馈放大器具有辅助放大器，并因此不能用多赫尔蒂放大器的输出补偿压缩来完全利用可能的高效率。利用该笛卡尔反馈方案的配置，由于稳定的自动控制要求至少大于该调制波四倍的带宽，因此有必要实现宽带上的失真补偿。由此，已要求一种允许高效放大并同时实现预定线性的配置。而且，从配置的观点出发，要求该放大器尽可能简单。
为了实现预定线性，考虑所使用的调制方案的波峰因数而确定该功率放大器的输出补偿。为了进一步增加该功率放大器的效率，该放大器配置需要最小化该输出补偿。迄今为止，已期望阐明能有效利用该多赫尔蒂放大器的输出补偿压缩效应的线性化电路配置.
发明内容
所以本发明的一个目的是提供一种允许高效功率放大并同时实现预定线性的高效线性功率放大器。
根据本发明的高效线性功率放大器包括：
数字前置补偿器，用于利用幂级数模型而前置补偿输入其中的数字传输信号；
数模转换器，用于将来自所述数字前置补偿器的输出转换为模拟信号；
上变频部分，用于将来自所述数模转换器的输出信号变频为射频频带的信号；和
多赫尔蒂放大器，用于功率放大所述射频频带信号，并发送经功率放大的信号。
附图说明
图1是示出传统多赫尔蒂放大器的基本配置的图表；
图2是示出根据本发明的高效线性功率放大器的实施例的方框图；
图3是示出根据本发明的高效线性功率放大器的另一实施例的方框图；
图4是描绘根据本发明的高效线性功率放大器中使用的数字前置补偿器的例子的方框图；
图5A是描绘了根据本发明的高效线性功率放大器中使用的数字前置补偿器的另一例子的方框图；
图5B是示出频率特性补偿器的例子的方框图；
图6是描绘了根据本发明的高效线性功率放大器中使用的数字前置补偿器的另一个例子的方框图；
图7是描绘了根据本发明的高效线性功率放大器中使用的数字前置补偿器的另一个例子的方框图；
图8是示出了根据本发明的高效线性功率放大器中使用的控制部分的一个例子的方框图；
图9是示出了根据本发明的高效线性功率放大器中使用的控制部分的另一个例子的方框图；
图10是描绘了图9中第三阶失真分量提取部分21A的例子的方框图。
具体实施方式
高效线性功率放大器
图2图示了根据本发明的高效线性放大器的一个实施例。
根据该实施例的高效线性功率放大器包括：导频信号发生器11，用于将传输信号SS与导频信号SP相加的加法器12；数字前置补偿器13；用于将前置补偿信号转换为模拟信号的数模转换器(DAC)14；由混频器15A、本地振荡器15B和带通滤波器(BPF)15C组成的变频器(上变频器)；多赫尔蒂放大器16；用于提取该导频信号的导频信号提取器17；由混频器18A、本地振荡器18B和带通滤波器(BPF)18C组成的变频器(下变频器)18，用于将提取的导频信号变频到基带信号；用于将来自该变频器18的输出信号转换为数字形式的模数转换器(ADC)19；和用于控制该数字前置补偿器13的控制部分21。假设该多赫尔蒂放大器16与例如图1所示的多赫尔蒂放大器一样具有峰值放大器和载波放大器。
在图2的实施例和以下将描述的其他实施例中，假设传输信号SS与导频信号SP都是数字信号。该导频信号发生器11产生相同振幅但不同频率的两个连续波信号(也称为音调信号)作为该导频信号SP。由加法器12将该导频信号SP与该传输信号SS相加，并将相加的输出提供到该数字前置补偿器13。该数字前置补偿器13前置补偿(predistort)所述加到一起的传输信号SS与导频信号SP。由数模转换器14将来自该数字前置补偿器13的输出信号转换为模拟信号。将来自该数模转换器14的输出信号施加到该变频器15，其中由混频器15A将该信号与来自该本地振荡器15B的本地信号LS混频，并由带通滤波器15C取出全部上变频到该预定射频频带(RF频带)的传输信号SS与导频信号SP。由多赫尔蒂放大器16功率放大该RF频带中的传输信号SS与导频信号SP。可将前置放大器等在任意位置插入从该数模转换器14到该多赫尔蒂放大器14的线路中。
该导频信号提取器17从来自该多赫尔蒂放大器16的射频信号(RF信号)中提取导频信号(仅包括奇数阶失真分量)，并将该RF信号提供到天线(未示出)。在传输信号SS与导频信号SP被设置在不同频率的情况下，该导频信号提取器17由定向耦合器或功率分配器、以及在其通带中包含变频到该RF频带的导频信号的频率的带通滤波器组成。将由该提取器17提取的RF频带导频信号施加到该变频器18，其中由混频器18A将该RF频带导频信号与来自本地信号振荡器18B的本地信号混频，并变频为基带导频信号，并由带通滤波器18C取出该基带导频信号。由模数信号将该基带转换的导频信号转换为数字形式。在该控制部分21，将该多赫尔蒂放大器16产生的数字化导频信号中包含的奇数阶失真分量用于控制该信号前置补偿器13的参数，以最小化该导频信号的奇数阶失真分量电平。
形成该导频信号SP的两个音调信号之间的频率间隔是例如几百赫兹或更低，并因而该导频信号SP的带宽充分窄于该传输信号SS的带宽。通过利用音调信号以形成导频信号，可能降低已成为传统数字前置补偿方案和笛卡尔反馈控制方案中的问题的负反馈的响应速度，从而可以高精度实现失真控制。由于可在1-dB增益压缩点附近的输出功率中以高精度进行失真补偿，因此可能大大抑制该区域中的失真。与传统查找表类型数字前置补偿器相比，该实施例中的数字前置补偿器因为不需要用于该查找表的存储器，因此结构简单。如上所述，可能在多赫尔蒂放大器的峰值功率放大器工作的输出功率区域中，简单和精确地抑制非线性失真。
以这种方式，可在多赫尔蒂放大器的峰值放大器工作的传输输出功率区域中，实现线性放大。该实施例的放大器配置允许高效线性放大。
图3图示了根据本发明的高效线性功率放大器的第二实施例。
在该实施例中，由不同的数字前置补偿器13和23分别前置补偿导频信号SP与传输信号SS，然后由不同的数模转换器14和24转换为模拟信号，由加法器22将它们加到一起，并将相加的输出施加到该变频器15。同步实现提取导频信号后对数字前置补偿器13和23的控制。由于除了以上之外，该实施例与图2的实施例在构造和操作上相同，因此不再重复描述。该第二实施例允许使用低转换速度的数模转换器。
已描述了图2的第一实施例，配置为由相同数模转换器14执行传输信号和导频信号的同时数模转换。在该例中，该数模转换器14的工作速度需要足够高，以实现对传输信号带宽和注入到其外面的导频信号带宽之和的预定过采样。为了满足该需求，因此使用的数模转换器很昂贵。当用第一实施例的配置不可能足够过采样时，该第二实施例有效。
数字前置补偿器
图4图示了在图2和3的实施例中使用的数字前置补偿器13的一个例子。
利用幂级数模型配置图4中描绘的数字前置补偿器，该数字前置补偿器具有用于线性传递输入信号的线性路径13P0和用于产生该输入信号的奇数阶失真分量的多个非线性路径13P1、13P2和13P3。在该线性路径13P0中，用与非线性路径中相同的时间间隔插入用于延迟该输入信号的延迟存储器13D。在该例中，用于提供奇数阶失真分量的非线性路径是分别用于产生第三阶、第五阶和第七阶失真分量的三个非线性路径13P1、13P2和13P3。这些非线性路径的每一个由奇数阶失真发生器13A1、13A2、13A3，用于相位控制的可变移相器13B1、13B2、13B3，以及用于振幅控制的可变增益控制器13C1、31C2、13C3的串联之一形成。由加法器13E2和13E3将来自用于产生第三、五和七阶失真分量的非线性路径13P1、13P2和13P3的输出加到一起，然后由加法器13E1将相加的输出与来自线性路径13P0的输出加到一起，并将相加的输出作为来自数字前置补偿器13的输出而输入到数模转换器14。可将可变移相器与可变增益控制器结合为向量控制器。由来自控制部分21的控制信号CS(CSP、CSA)控制可变移相器13B1、13B2、13B3和可变增益控制器13C1、31C2、13C3。可同样地配置图3中的数字前置补偿器23。
图5A图示了数字前置补偿器13的另一个例子的方框形式。
配置该图示的数字前置补偿器13以补偿图2或3中的功率放大器16的频率依赖失真。随着传输信号频带的增加，在宽频带上均匀抑制该功率放大器产生的失真分量变得越来越难。该功率放大器的失真分量的频率特性依赖于其输入或输出侧的非线性特性，在FET的情况下，例如栅源极电容、跨导、漏极电导等的频率特性。传统查找表类型数字前置补偿器的转换表在其中仅仅设置某一频率的数据。与此相反，该实施例的数字前置补偿器在奇数阶失真产生器13A1、13A2和13A3的输入侧具有频率特性补偿器13F1、13F2和13F3。这些频率特性补偿器13F1、13F2和13F3的每一个由例如FIR滤波器形成，并可通过控制滤波系数而调整该频率特性。可替换地，可由图5B中描绘的快速傅立叶变换器(FFT)13Fa、向量调节器13Fb和逆快速傅立叶变换器(IFFT)13Fc的串联形成该频率特性补偿器。在图5B的情况下，由FFT 13Fa将传输信号和导频信号的相加信号变换为频域信号，然后由向量调节器13Fb调节该频域信号(频谱)的振幅和相位，并由IFFT 13Fc将该调节的频谱变换为时域信号，将该时域信号施加到该第三阶失真产生器13A1。
可同样形成其他频率特性补偿器13F2和13F3。
如上所述，可能通过控制FIR滤波系数或向量调节器13Fb的系数而将任意频率特性赋予每一奇数阶失真分量。在图5的实施例中，当功率放大器16产生的交叉调制失真的频率特性主要依赖于该功率放大器16的输入侧的失真分量的频率特性时，尤其适合采纳在奇数阶失真产生器13A1、13A2和13A3的输入侧提供频率特性补偿器13F1、13F2和13F3。
图6图示了数字前置补偿器13的另一个例子的方框形式。在该例中，在奇数阶失真产生器13A1、13A2和13A3的输出侧分别放置了图5A实施例中的频率特性补偿器13F1、13F2和13F3。当功率放大器16产生的交叉调制失真的频率特性主要依赖于该功率放大器16的输出侧的失真分量的频率特性时，适于使用图6实施例中的配置。这些频率特性补偿器13F1、13F2和13F3的构造与图5A实施例中的构造相同。
图7图示了该数字前置补偿器的另一个实施例的方框形式。
该例子是图5A和6的实施例的结合。在奇数阶失真产生器13A1、13A2和13A3的输入侧分别放置了频率特性补偿器13F1、13F2和13F3，在其输出侧也放置了频率特性补偿器13G1、13G2和13G3。除了以上，该实施例的构造与图5A或6实施例的构造相同。当图2和3中的功率放大器16的交叉调制失真的频率特性主要依赖于该功率放大器16的输入和输出侧的失真分量的频率特性时，适于使用图7实施例的配置。各频率特性补偿器的构造与图5A实施例中的构造相同。
控制部分
图8图示了图2和3中控制部分21的一个实施例。该实施例负责提取导频信号之后检测每一失真分量的检测器的控制。该控制部分21由对应于各奇数阶提供的第三、五和七阶失真分量提取部分21A1、21A2、21A3，以及失真分量检测部分21B1、21B2、21B3和振幅/相位控制器21C1、21C2、21C3组成。所述失真分量检测部分21B1、21B2、21B3的每一个具有用于检测所提取失真分量的电平的电平检测器21BL、和用于检测该失真分量相位的相位检测器12BP。所述振幅/相位控制器21C1、21C2和21C3具有：产生奇数阶分量振幅控制信号CSA1、CSA2和CSA3的振幅控制器21CA，用于基于该电平检测器21BL检测的电平而分别控制该数字前置补偿器13的可变增益控制器13C1、13C2和13C3；和产生奇数阶失真分量相位控制信号CSP1、CSP2和CSP3的相位控制器21CP，用于基于该相位检测器21BP检测的相位而分别控制该数字前置补偿器13的可变移相器13B1、13B2和13B3的相移量。
示出了图8实施例的配置以处理所述第三到七阶失真分量，但该阶次可为任意。如前所述，由变频器18将从该功率放大器16的输出提取的导频信号从RF频带变频到基带，并且由模数转换器(ADC)19将该基带导频信号从模拟转换为数字信号，并提供到第三、五和七阶失真分量提取部分21A1、21A2和21A3。由对应于各奇数阶失真分量的频率的滤波器(失真分量提取带通滤波器BPF)形成所述奇数阶失真分量提取部分21A1、21A2和21A3，从而分别从转换的数字信号中提取导频信号的第三、五和七阶失真分量。将提取的奇数阶失真分量提供到失真分量检测器21B1、21B2、21B3和振幅/相位控制器21C1、21C2、21C3，控制该数字前置补偿器13的对应奇数阶向量调节器(可变移相器13B1、13B2、13B3和可变增益调节器13C1、31C2、13C3)。
每一电平检测器21BL是由二极管形成的包络检测器或功率放大器。由这样的电平检测器检测各奇数阶失真分量的振幅分量。每一相位检测器21BP由限幅器和相位比较器组成。由限幅器使该相位检测器21BP的输入信号变为方波。将该方波上升或下降的位置与该相位比较器中设置的相位作比较，以检测该方波的相位。可由正交解调器形成所述电平检测器21BL和相位检测器21BP。也可通过该失真分量的正交检测所产生的信号的振幅和相位分量的数值计算而获得控制信号。
图9以方框形式图示了提供有图5A、6和7中描绘的频率特性补偿器13F1、13F2、13F3或13G1、13G2、13G3的数字前置补偿器13的控制部分21的一个例子。该例子仅示出了对于第三阶失真分量的控制。将图3和4中由导频信号提取器17提取、然后由变频器18下变频到基带，并由ADC 19转换为数字形式的导频信号提供到该第三阶失真分量提取部分21A1，从而提取该导频信号的第三阶失真分量。与图8实施例的情况类似，由向量调节控制器21V的失真分量检测器21B检测所提取的第三阶失真分量的电平和相位，并由振幅/相位控制器21C使用这样检测的电平和相位，以产生第三阶失真分量振幅控制信号CSA和第三阶失真分量相位控制信号CSP。
为了控制频率特性补偿器13F1、13F2、13F3(和13G1、13G2、13G3)，必须在预定频带(传输信号的频带)中扫描导频信号SP的频率。由失真分量检测器21FB的电平检测器21FBL和相位检测器21FBP检测以预定频率间隔扫描的频率的每一点的导频信号SP的每一奇数阶失真分量的振幅和相位。将检测的振幅和相位存储在与该控制部分21关联的存储器21FM中。该存储器21FM存储与扫描频率点对应的振幅和相位值。使用存储的数值以控制该数字前置补偿器13的频率特性补偿器13F1、13F2、13F3(和13G1、13G2、13G3)的参数，使得该功率放大器16的交叉调制失真的频率特性变得平坦。
第三阶失真分量提取部分
图10以方框形式图示了图8和9中第三阶失真分量提取部分21A1的一个例子。来自该功率放大器16的输出RF信号包括该导频信号的多个奇数阶失真分量。图示的例子不使用带通滤波器来提取该第三阶失真分量，而配置为通过从该模数转换器19馈送的所提取导频信号中减去由该导频信号发生器11产生的导频信号SP及其第五和七阶失真分量而提取该第三阶失真分量。
将来自该导频信号发生器11的导频信号SP经由形成线性路径的延迟存储器21Aa1而施加到可变移相器21Ab1，其中该信号被相位调节，并且该相位调节的导频信号由可变增益调节器21Ac1进行振幅调节，并然后由此施加到减法器21Ad1。该减法器21Ad1从来自该模数转换器19、包含失真分量的所提取导频信号中减去该导频信号。也将该导频信号SP施加到第五和七阶失真分量发生器21Aa2和21Aa3，通过它们可产生该导频信号的第五和七阶失真分量。这些失真分量被可变移相器21Ab2和21Ab3进行相位调节，然后由可变增益调节器21Ac2和21Ac3进行振幅调节，并馈送到减法器21Ad2和21Ad3。从来自减法器21Ad1的输出中顺序减去第五和七阶失真分量，以从而提取该第三阶失真分量。
例如如图9所示，将这样提取的第三阶失真分量提供到该向量调节控制器21V和频率特性补偿控制器21FV，通过它们可产生振幅控制信号CSA、相位控制信号CSP和第三阶失真分量频率特性补偿振幅控制信号CSFA、第三阶失真分量频率特性补偿相位控制信号CSFP。也可类似配置图8中的第五和七阶失真分量提取部分21A2和21A3。
以这种方式，当将其他奇数阶失真分量叠加到期望的奇数阶失真分量上时，可提取该导频信号的该期望的奇数阶失真分量。
发明效果
如上所述，根据本发明的高效线性功率放大器，基于幂级数模型的数字前置补偿器13以这种方式前置补偿该传输信号，从而补偿由该多赫尔蒂功率放大器16产生的交叉调制失真。将该幂级数模型的失真分量表示为奇数阶失真分量的线性和。由于这个原因，从该导频信号直接提取各奇数阶失真分量使得能比笛卡尔反馈控制方案和查找表类型数字前置补偿器更高效地抑制失真分量。该导频信号具有比类似音调信号的传输信号充分窄的频带。因此，可为负反馈控制设置足够的响应时间。
该多赫尔蒂放大器16的输出补偿的压缩提供了即使在大波峰因数的调制系统中的功率放大器的增强的效率。由该数字前置补偿器补偿该工作区中的非线性。在各种线性化电路中，与前馈配置相比，该前置补偿器配置允许功率放大器的高效工作。多赫尔蒂放大器与数字前置补偿器的结合使用增强了它们的效率。
因此，本发明具有以下优点：
(1)提出能高效放大和线性放大的结构简单的放大器；和
(2)通过降低功耗而实现该发射机的小型化。

Claims (11)

1.一种高效线性功率放大器，包括：
数字前置补偿器，用于利用幂级数模型而前置补偿对其输入的数字传输信号；
数模转换器，用于将来自所述数字前置补偿器的输出转换为模拟信号；
上变频部分，用于将来自所述数模转换器的输出变频为射频信号；和
多赫尔蒂放大器，用于功率放大所述射频信号，并发送所述经功率放大的射频信号。
2.根据权利要求1的高效线性功率放大器，还包括：
导频信号发生器，用于产生数字导频信号；
加法器，用于将所述数字导频信号加到所述数字传输信号上，并向所述数字前置补偿器输入该相加的输出；
导频信号提取器，用于从来自所述多赫尔蒂放大器的输出中提取射频导频信号；
下变频部分，用于将所提取的导频信号变频到基带提取的导频信号；
模数转换器，用于将所述基带提取的导频信号转换为数字提取的导频信号；和
控制部分，用于检测来自所述数字提取的导频信号的奇数阶失真分量，并基于该检测的奇数阶失真分量而控制所述数字前置补偿器的参数。
3.根据权利要求1的高效线性功率放大器，还包括：
导频信号发生器，用于产生数字导频信号；
另一个数字前置补偿器，用于利用幂级数模型而前置补偿所述数字导频信号，以提供相加了奇数阶失真分量的导频信号；
另一个数模转换器，用于将所述相加了奇数阶失真分量的导频信号转换为模拟导频信号；
加法器，用于将来自所述数模转换器的模拟信号和来自所述另一个数模转换器的所述模拟导频信号相加，并将相加的输出作为输入信号施加到所述上变频部分；
导频信号提取器，用于从来自所述多赫尔蒂放大器的输出中提取射频导频信号；
下变频部分，用于将所述提取的导频信号变频到基带提取的导频信号；
模数转换器，用于将所述基带提取的导频信号转换为数字提取的导频信号；和
控制部分，用于检测来自所述数字提取的导频信号的奇数阶失真分量，并基于该检测的奇数阶失真分量而控制所述数字前置补偿器和所述另一个数字前置补偿器的参数。
4.根据权利要求1、2和3的任一个的高效线性功率放大器，其中所述数字前置补偿器包括：
线性路径，用于输入信号的线性传递；
非线性路径，用于将奇数阶失真赋予所述输入信号；
插入在所述线性路径中的延迟存储器，用于提供与所述非线性传递路径中相同的延迟；
插入在所述非线性路径中的奇数阶失真发生器，用于产生所述输入信号的奇数阶失真分量；和
插入在所述非线性路径中的向量调节器，用于调节所述奇数阶失真分量的振幅和相位。
5.根据权利要求4的高效线性功率放大器，还包括在所述奇数阶失真发生器的输入和输出侧的至少一侧插入到所述非线性路径中的频率特性补偿器，用于将频率特性赋予所述输入信号，以补偿由所述多赫尔蒂功率放大器产生的失真的频率特性。
6.根据权利要求5的高效线性功率放大器，其中所述频率特性补偿器是FIR滤波器。
7.根据权利要求5的高效线性功率放大器，其中所述频率特性补偿器包括：
快速傅立叶变换器，用于将所述输入信号变换为频域信号；
另一个向量调节器，用于调节所述频域信号的振幅和相位；和
逆快速傅立叶变换器，用于将所调节的频域信号变换为时域信号，并提供所述时域信号作为所述频率特性补偿器的输出。
8.根据权利要求2或3的高效线性功率放大器，其中所述数字前置补偿器包括：
线性路径，用于输入信号的线性传递；
非线性路径，用于将奇数阶失真赋予所述输入信号；
插入在所述线性路径中的延迟存储器，用于提供与所述非线性路径中相同的延迟；
插入在所述非线性路径中的奇数阶失真发生器，用于产生所述输入信号的奇数阶失真分量；和
插入在所述非线性路径中的向量调节器，用于调节所述奇数阶失真分量的振幅和相位；并且其中所述控制部分包括：
奇数阶失真分量提取部分，用于从所提取的导频信号中提取该奇数阶失真分量；
失真分量检测器，用于检测所提取的奇数阶失真分量的电平和相位；和
振幅/相位控制器，用于基于所检测的电平和相位而控制插入在所述数字前置补偿器的所述非线性路径中的所述向量调节器。
9.根据权利要求8的高效线性功率放大器，其中所述奇数阶失真分量提取部分是允许所述奇数阶失真分量的频率通过那里的带通滤波器。
10.根据权利要求8的高效线性功率放大器，其中所述奇数阶失真分量提取部分包括：
线性路径，用于传输具有预定延迟的所述数字导频信号；
奇数阶失真分量发生器，用于产生不同于所述数字导频信号的所述奇数阶失真分量的奇数阶失真分量；
其中插入了可变移相器和可变增益调节器的非线性路径，用于调节所述奇数阶失真分量的相位和增益；和
减法装置，用于从所述模数转换器提供的所述数字提取的导频信号中减去来自所述线性路径和所述非线性路径的输出，以提取所述奇数阶失真分量。
11.根据权利要求1、2或3的高效线性功率放大器，其中所述多赫尔蒂功率放大器包括：峰值放大器，当输入信号的振幅超过预定阈值时，执行“C”类操作；和载波放大器，一直执行“B”类操作。
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