CN1354557A

CN1354557A - 异步电机参数辨识方法

Info

Publication number: CN1354557A
Application number: CN01130041A
Authority: CN
Inventors: 刘宏鑫; 张科孟; 王玉雷
Original assignee: ANSHENG ELECTRIC CO LTD SHANZHEN
Current assignee: Leroy Somer Electro Technique Fuzhou Co Ltd Shenzhen Branch Bright
Priority date: 2001-11-28
Filing date: 2001-11-28
Publication date: 2002-06-19
Anticipated expiration: 2021-11-28
Also published as: CN1157845C; WO2003047084A1; AU2002349458A1

Abstract

本发明涉一种异步电机参数辨识方法,其中通过直流伏安法测试电机的定子电阻;用短路试验方法获得电机的转子电阻和定、转子漏感;用空载试验方法获取电机的定、转子互感及空载电流,通过对变频调速系统中的导通压降、开关延时和死区时间的补偿,提高辨识参数的精度和稳定性;通过两个频率点的堵转试验,采用两点法计算额定滑差频率处的转子电阻值,克服集肤效应的影响获取准确的转子电阻值,使其完全满足矢量控制系统的要求。

Description

异步电机参数辩识方法

技术领域

本发明涉及电机技术，更具体地说，涉及一种在矢量控制或直接转矩控制的变频调速系统中获得异步电机参数的方法，可在这类系统中作为独立的模块辩识异步电机的参数。

背景技术

异步电机的矢量控制系统是一种基于转子磁通保持不变，用磁场定向方式达到瞬时转矩可控的高精度的变频调速系统。矢量控制系统的性能完全依赖于其中所使用到的电机参数的准确程度，如果电机参数不准确，将直接导致矢量控制的性能指标下降甚至导致变频器故障。

常见的矢量控制系统的方框图如图1所示，从图1中可以看出，电机参数被用在电机动态数学模型计算及速度辩识中，可见电机参数在矢量控制系统中有着举足轻重的作用，如何准确的获取电机参数成为矢量控制或直接转矩控制的关键。

电机参数辨识主要有在线辨识和离线辨识两种方法，其中在线辨识主要有卡尔曼滤波法、模型参考自适应法、自校正控制法、滑模变结构法等几种典型方法；离线辩识主要有阶跃响应试验、频率响应试验等方法。但这些方法存在辩识参数精度不高、或辩识过程复杂等缺点，造成程序计算量大，从而要求处理器具有较高的处理速度，对系统硬件要求严格，难以在工程上得到实用。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种高精度的异步电机参数离线辩识方法，利用传统的电机学试验原理，同时详细考虑矢量控制系统中的导通压降、开关延时、死区时间和集肤效应的影响，通过对其进行正确补偿来达到辩识参数的高精确度。

本发明的异步电机参数辩识方法，包括以下步骤：

使所述电机的其中一相绕组开路；

在电机的另两相之间施加一定频率的交流电进行短路试验；

电流控制采用闭环PI调节控制方法，当电流稳定值达到电机额定电流时，测试该两相绕组间的电压；

计算出定、转子漏感以及定、转子电阻之和。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，还包括用直流伏安法测试电机定子电阻的步骤：将直流母线电压经高频斩波后施加到电机的任意两相绕组之间；电流控制采用闭环PI调节控制方法，在达到电机的额定电流时测试该两相绕组间的电压；计算出电机的定子电阻，再用定、转子电阻之和减去所述定子电阻即为转子电阻。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，还包括通过空载试验测试电机的定、转子互感的步骤：对电机施加频率为其额定频率的80％的交流电进行空载试验；在电流达到电机的额定电流时测试该两相绕组间的电压；计算出电机的定、转子电感。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，对电机三相绕组中的每一种两两组合都进行测试，以三种组合下的平均值作为辩识结果。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，在所述短路试验步骤和所述空载试验步骤中，采用FFT算法计算电流的有功分量和无功分量。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，在所述短路试验步骤中，为克服集肤效应的影响，分别施加频率为f1和f2的交流电，从两种情况下所测试的转子电阻值推算出额定滑差频率处的转子电阻值，并以之作为实际辩识的转子电阻值。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，所述频率f1和f2大于电机的额定滑差频率，并小于电机额定频率。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，所述频率f1为10Hz，f2为30Hz。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，在所述空载试验步骤中，电机的运行频率空载为80％的电机额定频率。

在本发明的所述测试电机定子电阻的步骤中，在所述空载试验步骤中，输出调制比M根据采样的母线电压做相应的调整，使输出电压、电流的大小不随电网电压的波动而波动。

本发明通过对变频调速系统中的导通压降、开关延时和死区时间的补偿，提高辩识参数的精度和稳定性；通过两个频率点的堵转试验，采用两点法计算额定滑差频率处的转子电阻值，克服集肤效应的影响获取准确的转子电阻值，使其完全满足矢量控制系统的要求。

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。

附图说明

图1是常见的矢量控制系统的方框图；

图2是异步电机的稳态等值电路图；

图3是变频调速系统主回路示意图；

图4-a和图4-b分别是伏安法测试Y形和Δ形异步电机定子电阻时的接线示意图；

图5是定子电阻辩识的控制方框图；

图6是考虑管压降后的脉冲实际波形示意图；

图7是电机堵转试验时的稳态等值电路图；

图8是电机堵转试验时忽略励磁回路后的等值电路图；

图9是PWM逆变器中A相示意图；

图10-a和10-b分别是在负载电流大于零及小于零时互锁效应对实际施加的相电压产生影响的示意图；

图11是异步电机空载试验时等值电路图；

图12是空载试验时死区补偿算法的结构图。

具体实施方式

本发明方法是一种在工程上实用的高精度的离线辩识方法，该方法利用传统的电机学试验原理，同时详细考虑矢量控制系统中的导通压降、开关延时、死区时间和集肤效应的影响，通过对其进行正确补偿来达到辩识参数的高精确度。

该方法基于如图2所示的电机稳态等值电路，所辩识的参数均为稳态等值电路中的参数。

如图3所示，本方法是运用在电压型的交-直-交变频调速系统中的一种离线参数辩识方法，该方法共包括三个过程：定子电阻辩识试验、短路试验以及空载试验，下面将对这三个步骤的实现方法进行详细介绍。

1、定子电阻辩识试验

通常定子电阻采用简单的直流伏安法即可测得，即在电机任意两相绕组之间通以低压直流电，测量绕组上的电压U和绕组中通过的电流I的大小，如图4-a和图4-b所示，若电机绕组为Y(星)形连接，则每相定子电阻为R_S＝U/2I；若为Δ(三角)形连接，则测得的电阻实际上是一相绕组电阻和另两相电阻串联后再并联的结果，U/I＝R_S’//2R_S’＝2R_S’/3，一相绕组电阻为R_S’＝3U/2I。经过星-三角变换后，得到等效为星形接法的一相定子电阻为R_S＝R_S’/3＝U/2I，因此，在Y形和Δ形这两种接法下，等值电路中的定子电阻均为R_S＝U/2I。

在变频调速系统中，直流伏安法测试子电阻的关键是如何得到低压直流电源。众所周知，当变频器直接连接在电网上时，其直流母线电压将达到540伏左右，这么高的电压是不可能直接加在定子绕组上的。通常的解决办法是将直流母线电压斩波，得到一个平均值很低、周期固定且占空比固定的高频电压脉冲序列。这个高频的脉冲经过定子绕组中的电感滤波以后，流过定子绕组的电流就是一个脉动很小的直流电流了。例如在图3使T1一直导通，T2、T3、T5、T6一直关断，而T4由脉冲序列驱动，则在A、B两相绕组上将产生一个电压脉冲序列。设时钟周期为Ts，脉冲宽度为t，则脉冲的占空比D＝t/T_S，绕组上的电压平均值则为U_dc ^*D，这样就得到一个等效的直流电压，相应的定子电阻值为R_S＝U_dc ^*D/2I。

在图3中，由于IGBT(隔离栅双极晶体管)的开通和关断均有一定的延时，为了准确计算输出直流电压，这部分延时的影响将不容忽视，特别是对于大功率等级的电机。设导通延时为t_on，关断延时为t_off，设定脉宽为t，则实际得到的脉宽为t-t_on+t_off，占空比为D＝(t-t_on+t_off)/T_S。

为了防止辩识过程中变频调速系统的过电流故障，占空比的设定应正确考虑。本发明中采用电流闭环加PI调节器得出占空比的方法控制其大小，防止过电流。如图5所示，图中I^*为控制目标，即给定电流，I为反馈电流。考虑到饱和等因素的影响，本发明中给定电流I^*的值确定为所辩识电机的额定电流值。

测量定子电阻时，导通压降的影响将不容忽视，对导通压降的补偿正确与否直接影响辩识精度的高低。导通压降包括IGBT的导通压降U_IGBT和续流二极管的导通压降U_DIODE。当A、B绕组上有电压脉冲时，电流将流经两个IGBT；而在没有电压脉冲时，电流经过一个IGBT和一个续流二极管续流。如图6所示，假设在A、B绕组之间产生电压脉冲，有脉冲时，电流流经T1、A相绕组、B相绕组、T4；没有脉冲时，电流流经T1、A相绕组、B相绕组、D3。因此，有脉冲时，绕组上的电压脉冲的幅值实际应为(U_DC-2U_IGBT)；没有脉冲时，绕组上电压为-(U_IGBT+U_DIODE)。这样，A、B绕组上得到的直流电压平均值应为：

U_av＝(U_dc-2U_IGBT)·D-(U_IGBT+U_DIODE)(1-D)

＝U_dc·D-(U_IGBT-U_DIODE)·D-(U_IGBT+U_DIODE)

对于定子电阻的辩识，最后需要提出的是，为了克服电机三相不对称因素的影响，应分别对三相绕组中的每一种两两组合情况都进行测试，求其平均值作为辩识的定子电阻值。

2、堵转试验

堵转试验又叫短路试验，较准确的测量应当采用三相堵转试验，异步电机堵转时，转子速度为零，转差等于1，这时等值电路图7所示。其中励磁支路的阻抗远远大于转子回路阻抗，因此可认为励磁支路开路，忽略铁损耗，这样短路试验的等效电路图如图8所示。关于三相堵转试验的情况在任何一本电机学书上均有详细介绍，这里不再赘述。

考虑到在实际应用中对电机进行堵转比较困难，本发明中采用单相短路试验代替三相试验。当电机加上单相正弦电压时，没有电磁转矩产生，其电磁现象与三相堵转时基本相同。具体方法是：让电机的某一相开路、在另外两相之间通单相的正弦交流电，使绕组中通过的电流达到额定，此时测量定子上的电压、电流和输入的功率；将电压和功率除以2，折算成一相绕组的电压和功率，即可计算出电机的短路电阻和电抗。这样得到的结果和三相堵转试验的结果相差很小，可以忽略不计。

本发明中，仅在两相绕组之间(如A、B端)施加SPWM电压，使电流达到额定，对电流进行采样，通过一系列计算得到电机的短路参数。如图3所示，设在A、B两端加电压，正弦电压可以这样产生：使与C相绕组相连的T5、T6始终关断，相当于使C相绕组被悬空。在0°-180°相位之间，令T1始终导通，T2始终关断，对T4施加脉宽按正弦规律变化的脉冲触发其导通，则A、B之间出现正半周电压；在180°-360°之间，令T1始终关断，T2始终导通，对T3施加脉宽按正弦规律变化的脉冲触发其导通，则A、B之间出现负半周电压。

SPWM脉冲的脉宽由等面积法计算得到，由单相SPWM原理，ta-tb之间，由正弦波面积与矩形脉冲面积相等得：

ΔW \cdot U_{dc} = U_{m} {&Integral;}_{ta}^{tb} \sin wtdt = U_{m} (\cos w t_{a} - \cos w t_{b}) / W

设采样周期为Ts，则t_b＝t_a+ωTs，代入上式得

ΔW = \frac{U_{m}}{U_{dc} \cdot ω} [\cos ω t_{a} - \cos ω (t_{a} + Ts)] = \frac{U_{m}}{U_{dc}} \cdot \frac{2 \sin \frac{ωTs}{2}}{ω} \sin (t_{a} + \frac{ωTs}{2})

令

由于Ts很小，则

ΔW = K \cdot \sin (t_{a} + \frac{ωTs}{2})

设置K的大小，即可控制所发的正弦波的幅值

为了防止过电流故障，K值的大小设定方法与定子电阻辩识中的占空比设定方法相似。

设当电流达到给定值后，在A、B两相之间产生了一个基波频率为f，基波幅值为U_m的正弦PWM电压。选择电压相位为零的时刻对电流进行采样，存储一个周期的电流采样值，经FFT计算得到I_msinθ和I_mcosθ，其中I_m为电流基波幅值，θ为电流的相位。由于是从电压相位为零时开始采样电流的，θ也就是电压和电流的相位差。所发出的电压基波幅值U_m根据直流母线电压和设定的K值可以方便地算出，则每相电压幅值为U_m/2。于是短路电阻和短路电抗分别为

R = \frac{U_{m} \cdot I_{m} \cos θ}{2 {I_{m}}^{2}}

X = \frac{U_{m} \cdot I_{m} \sin θ}{2 {I_{m}}^{2}}

其中，I_m ²＝(I_mcosθ)²+(I_msinθ)²。从R中减去定子电阻就得到转子电阻。由于转子漏抗无法由试验的方法得到，近似的认为定、转子漏抗相等，都等于X/2，则相应的定、转子漏电感分别为：

L_{1} = \frac{X}{4 πf}, L_{2} = \frac{X}{4 πf}

3、转子电阻的精确辩识处理方法

3.1、集肤效应的克服方法

正弦基波频率f的大小设定对辩识转子电阻值影响很大。从图7中可看出，若f较小，则X_M值变小，励磁支路的阻抗将不能忽视；若f较大，则集肤效应的影响严重，导致辩识转子电阻偏大。由于实际运行中转子电流的频率很低(为滑差频率)，基本上在1-4Hz左右，而堵转试验中的转子电流的频率是该频率的十几倍，所以集肤效应的影响相当严重，可以高达200％，导致辩识的转子电阻严重偏大，特别是对于鼠笼式的感应电机。转子电阻不准会严重影响矢量控制的性能，所以，克服集肤效应的影响成为堵转试验的关键。

由于单相短路试验中正弦基波频率f不能太小，所以控制转子电流频率为额定滑差频率附近直接进行转子电阻的辩识是不现实的。可行的方法是在高频辩识转子电阻值，然后按照一定的模型推算额定滑差频率处的转子电阻值，克服集肤效应的影响。本发明中采用在f₁＝10Hz和f₂＝30Hz两个频率点进行单相短路试验，得到转子电阻值R₁、R₂。近似认为集肤效应的影响与频率成线形关系，则可通过电阻值R₁、R₂采用两点法计算出额定转差频率处的转子电阻作为真正的转子电阻值，用这种方法可以有效的克服集肤效应的影响，获得准确的转子电阻值。转子电阻的计算公式如下：

R_{r} = R_{2} - \frac{R_{2} - R_{1}}{f_{2} - f_{1}} * (f_{2} - f_{s})

其中fs为额定滑差频率，可通过电机铭牌数据计算求得。

3.2、导通压降的补偿方法

在短路试验中，仅加一个很小的电压即可让电流达到额定值。因此，IPM模块中的导通压降、开关延时，以及互锁时间等都将对所发出的电压脉冲造成影响，使之与预期的SPWM波形有偏差，需要进行相应的补偿。

短路试验中，所发的SPWM脉冲，其脉宽是不断变化的，而且电流也是交变的，因此对管压降的补偿比较复杂。设在A、B之间加了SPWM电压，绕组的电流以从A流向B为正。当电压基波相位在正半周时，T1一直导通，电机A端一直接高电平。电流从A流向B时，若T4导通，则u_AB＝U_dc-2U_IGBT；T4关断时，电流经D3续流，u_AB＝-(U_IGBT+U_DIODE)。电流从B流向A时，若T3导通(T4关断)，电流流经T3、B、A、D1，u_AB＝U_IGBT+U_DIODE；T3关断(T4导通)时，电流流经D4、B、A、D1，u_AB＝-(U_dc-2U_IGBT)。当电压基波相位在负半周时，可进行类似的分析。以下用U_I代替U_IGBT，用U_D代替U_DIODE。认为U_I≈U_D，由以上分析可以得知由于管压降影响，在电流大于零时，电压波形向下移动2U_I，电流小于零时，电压波形向上移动2U_I。由等面积法的原理，有

ΔW (U_{dc} - 2 U_{I}) - (T_{s} - ΔW) \cdot 2 U_{I} = \frac{U_{m}}{ω} (\cos ω t_{a} - \cos ω t_{b})

对上式整理得：

ΔW \cdot U_{dc} - 2 T_{s} \cdot U_{I} = \frac{U_{m}}{ω} (\cos ω t_{a} - \cos ω t_{b})

式中，Ts为采样周期。由此可以看到，每个Ts中，脉冲幅值减小了2U_I。半个周期中，由

2 U_{I} \cdot \frac{T}{2} = U_{I} \cdot T = \frac{U_{m}^{'}}{ω} (\cos 0 - \cos π) = \frac{2 U_{m}^{'}}{ω}

得

U_{m}^{'} = \frac{ωT \cdot U_{I}}{2} = \frac{2 πf \cdot T \cdot U_{I}}{2} = π \cdot U_{I}

可见，管压降影响的总效果相当于在基波电压上迭加了一个与电流同相位，基波幅值为U_m′＝π·U_I的PWM电压。因此在计算SPWM电压基波幅值时应将U_m′减去。由于管压降引入的PWM电压相位与基波电压相位不相同，而是与电流相位一致，这样的补偿是近似的。

3.3、死区时间的补偿方法

为了防止可能出现的上下桥臂直通现象，逆变器同一桥臂的上下开关管之间的动作必须加入一段互锁时间(死区时间)。互锁时间的作用是使得桥臂开关动作时，要开通管子的触发信号沿比要关断管子的触发信号沿有一段时间的延时。这造成在互锁时间里一个桥臂的两个管子均关断，但由于电机为感性负载，电流不会突变而由相应的二极管续流，这使得逆变器输出的电压可能与控制系统所期望的不完全一致，从而影响控制系统对功率回路的精确控制。尤其是当输出的电压很低时，本来电压脉冲的宽度就有限，通常为几个或十几个微秒，而IGBT的互锁时间一般也有3-5us，由此而产生的误脉冲对系统的性能影响将很大。因此，对于高精度的辩识，互锁补偿是一个不容忽视的问题。

假定电流从逆变器流向电机为正，反之为负。开关管在触发信号为高电平时导通，低电平时关断。设互锁时间为t_d，开通时延为t_r，关断时延为t_f。如图9所示，以A相为例来说明问题。

①、当负载电流i_a＞0，在互锁时间内，电流通过下桥臂的反向二极管续流，相当于电机A相的输入电压为″0″电平。

②、当负载电流i_a＜0，在互锁时间内，电流通过上桥臂的反向二极管续流，相当于电机A相的输入电压为″1″电平。

在考虑到互锁时间的影响和IGBT的开通和关断的时间后，可以将实际的输出电压和给定的PWM脉冲之间的关系表示成如图10所示。

可以看出，互锁时间的影响可以概括为：

(1)、电流大于零时，实际的相电压输出比控制要求减少了一段t_d+t_r-t_f的时间；

(2)、电流小于零时，实际的相电压输出比控制要求增加了一段t_d+t_r-t_f的时间。

如果根据采样得到的电机电流方向对所发的PWM脉冲进行相应的调整，就可以对因逆变器系统引入的控制偏差实施补偿，从而使得逆变器系统实际的电压输出和控制要求一致。

4、空载试验

电机空载时，转差s＝0，这时等值电路变成图11所示。常规电机学空载试验的方法请参见电机学书，这里不再赘述。

逆变器供电下的空载试验与常规电机学试验非常类似。运用空间矢量SPWM方法，使电机不带任何负载运行在频率f下，从某一相电压的相位为零时开始对这该相的电流进行采样，经过FFT运算即可得到电流的基波幅值和相位，即I_msinθ和I_mcosθ。每相电压幅值的大小U_m可以根据检测到的直流母线电压由空间矢量SPWM方法计算得到。这样就可以按照短路试验的计算方法计算得到异步电机空载等值电路中的电阻和电抗了。电机励磁电抗为：

x_{m} = \frac{U_{m} \cdot I_{m} \cos θ}{{I_{m}}^{2}} - x_{1}

其中，x₁为定子漏电抗，I_m即为所需的空载励磁电流，相应地励磁电感为

根据T形等值电路和以动态电路耦合观点推出的以电感系数表示的等值电路的对应关系，可由上述T形等值电路中的参数(L₁，L₂，L_m)求出定子电感L_s，转子电感L_r：

L_s＝L_r＝L₁+L_m＝L₂+L_m

在本发明中，为了克服饱和因素的影响，电机空载运行的频率取定为80％的电机额定频率。逆变器输出的电压也相应的控制为80％的电机额定电压。但由于电网电压经常波动，导致辩识的空载电流有较大的偏差。为了克服电网电压的影响，输出调制比M应根据采样的母线电压做相应的调整。设正常时输出调制比为M，母线电压取为540V，则调整后的调制比为：M’＝M*540/U_DC。

为了提高空载试验的辩识精度，功率器件的开关延时和互锁时间的补偿也至关重要，互锁时间的引入使输出电压幅值下降，相位漂移，从而使电机电流也偏小，辩识的阻抗值偏大。在空间SPWM中，互锁时间的补偿与电流的大小和方向相关，再考虑到器件的开通关断时间、导通压降，续流二极管正向压降等的影响，补偿量就很难准确确定。所以，严格的分析应该建立输出改变量与这些时间的数学模型，通过实时检测改变补偿量的大小，在实用中，往往是在一个比较粗略的补偿值(此值由设定的互锁时间及开关延时时间确定)上，根据电流大小做相应的补偿。本发明中的补偿方案采用电流前馈和电流反馈相结合的方法，通过检测电流的极性和幅值来确定补偿电压ΔV的大小，其算法结构如图12所示。

5、实施例

本发明方法可在矢量控制的变频器参数辩识算法中得到成功应用。该变频器采用TMS320F240芯片作为核心控制CPU，变频器的输出控制电机运行。用一台7.5KW变频器分别带2.2KW、4KW的电机进行了参数辩识试验，并把辩识的结果与常规电机学试验结果相比较。在常规电机学试验中，用Voltech公司的PM3000A功率分析仪测量电压、电流和功率，以便得出更为准确的参数。2台电机的铭牌参数如表1所示，变频器参数辩识的结果如表2所示，常规电机学试验结果如表3所示。

表1试验电机铭牌数据

型号	额定功率	额定电压	额定电流	额定转速	转动惯量(kg.m²)	接法
型号	额定功率	额定电压	额定电流	额定转速	转动惯量(kg.m²)	接法	Y90L-2	2.2kW	380V	4.86A	2,860	0.0014	Y
Y112M-4	4.0kW	380V	8.77A	1,440	0.0095	Δ	Y90L-2	2.2kW	380V	4.86A	2,860	0.0014	Y

表2变频器参数辩识结果

电机功率	定子电阻(Ω)	转子电阻(Ω)	定、转子漏感(mH)	定转子电感(mH)	空载电流(A)	转动惯量(kg.m²)
电机功率	定子电阻(Ω)	转子电阻(Ω)	定、转子漏感(mH)	定转子电感(mH)	空载电流(A)	转动惯量(kg.m²)	2.2KW	2.761	2.614	13.9	310.3	2.6	0.0014
4.0KW	1.276	1.359	6.5	168.7	4.5	0.0094	2.2KW	2.761	2.614	13.9	310.3	2.6	0.0014

表3常规电机学试验结果

电机功率	定子电阻(Ω)	转子电阻(Ω)	定、转子漏感(mH)	定转子电感(mH)	空载电流(A)
电机功率	定子电阻(Ω)	转子电阻(Ω)	定、转子漏感(mH)	定转子电感(mH)	空载电流(A)	2.2KW	2.734	2.708	13.64	314.6	2.65
4.0KW	1.25	1.32	6.31	169.6	4.58	2.2KW	2.734	2.708	13.64	314.6	2.65

从上表试验数据可以看出，变频器参数辩识结果与常规电机学试验结果相差甚微，误差基本上在5％以内。实验表明，本发明提供的参数辩识方法辩识参数精度高，完全能满足矢量控制的需求。

Claims

1、一种异步电机参数辩识方法，其特征在于，包括以下步骤：

使所述电机的其中一相绕组开路；

在电机的另两相之间施加一定频率的交流电进行短路试验；

计算出定、转子漏感以及定、转子电阻之和。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括用直流伏安法测试电机定子电阻的步骤：

将直流母线电压经高频斩波后施加到电机的任意两相绕组之间；

电流控制采用闭环PI调节控制方法，在达到电机的额定电流时测试该两相绕组间的电压；

计算出电机的定子电阻，再用定、转子电阻之和减去所述定子电阻即为转子电阻。

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括通过空载试验测试电机的定、转子互感的步骤：

对电机施加频率为其额定频率的80％的交流电进行空载试验；

在电流达到电机的额定电流时测试该两相绕组间的电压；

计算出电机的定、转子电感。

4、根据权利要求1-3中任一项所述的方法，其特征在于，对电机三相绕组中的每一种两两组合都进行测试，以三种组合下的平均值作为辩识结果。

5、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述短路试验步骤和所述空载试验步骤中，采用FFT算法计算电流的有功分量和无功分量。

6、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述短路试验步骤中，为克服集肤效应的影响，分别施加频率为f1和f2的交流电，从两种情况下所测试的转子电阻值推算出额定滑差频率处的转子电阻值，并以之作为实际辩识的转子电阻值。

7、根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述频率f1和f2大于电机的额定滑差频率，并小于电机额定频率。

8、根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述频率f1为10Hz，f2为30Hz。

9、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，在所述空载试验步骤中，电机的运行频率空载为80％的电机额定频率。

10、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，在所述空载试验步骤中，输出调制比M根据采样的母线电压做相应的调整，使输出电压、电流的大小不随电网电压的波动而波动。