CN102291080B - 基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法 - Google Patents

Abstract

基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，属于异步电机静止参数辨识技术领域。它解决了现有电机参数辨识方法的通用性差的问题。它首先对电机的每相定子电阻值进行辨识，然后采用单相交流法测试电机，重构出电机每相的参考输入电压，对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内进行傅立叶变换，计算获得该电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部；计算获得电机每相的参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压，并获得该误差电压基波的实部和虚部；计算获得电机每相的漏电感、转子电阻和互感。本发明适用于异步电机的参数辨识。

Description

基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法

技术领域

本发明涉及一种基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，属于异步电机静止参数辨识技术领域。

背景技术

随着矢量控制算法及直接转矩控制算法的发展，异步电机变频调速系统在工业界得到了更加广泛的应用。此类控制算法都依赖于电机的数学模型实现，其控制性能的好坏直接取决于电机参数的精度。由异步电机铭牌或产品手册中的数据推算出来的部分电机参数，通常会有较大的偏差。如果电机参数不准确将导致磁场定向不准确，系统能耗增加，电机出力减小，效率下降。

电机参数离线辨识方法的主要思想是：在变频器开机运行前，由微处理器执行一段参数辨识程序，利用变频器本身的能力向电机输入一些测试电压信号，然后根据采样电流信号离线计算出电机的参数。输入电机的测试电压信号幅值一般都非常小，因此，变频器中器件的非线性对电机参数的辨识结果影响非常大。为了提高参数的辨识精度，需要对变频器中器件的非线性进行补偿。文献“Parameters Estimation of Induction Motor at StandstillConcerning the Nonlinearity of the System(基于非线性补偿的感应电机静止参数辨识方法)”，VPPC2009，pp，Wei Chen，Dianguo Xu，Gaolin Wang，Yong Yu，C.C.Chan，公开了一种采用自适应的方法辨识电机定子电阻的方法，效果较好。中国专利《异步电机参数辨识方法》，公开号为CN1354557，公开日为20011128，公开了一种电机在旋转状态下的参数辨识方法，并针对这种参数辨识方法提出了一种非线性补偿方法，这种补偿方法根据所用功率模块的电气特性参数对其进行补偿。然而，这种补偿方法的通用性较差，其中的补偿系数需要根据所用IGBT的参数进行相应的调整，工作量较大。

发明内容

本发明的目的是解决现有电机参数辨识方法的通用性差的问题，提供一种基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法。

本发明方法基于所述电机及与该电机输入端连接的逆变器实现，它包括以下步骤：

步骤一：对电机进行测试，获取逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比，重构出电机每相的参考输入电压；

步骤二：根据步骤一中重构出的电机每相的参考输入电压进行计算，获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S；

步骤三：采用单相交流法测试电机，通过电流闭环PI调节器控制注入电机的电流的幅值和相位，获取此时逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比，重构出电机每相的参考输入电压U_dc·(T_a-T_b)/2，式中U_dc为逆变器的直流母线电压，T_a为逆变器的A相PWM占空比，T_b为逆变器的B相PWM占空比，选择电流相位为零的时候开始，对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内进行傅立叶变换，计算获得该电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部；

步骤四：计算获得步骤三中重构出的电机每相的参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压，并通过傅立叶变换获得该误差电压基波的实部和虚部；

步骤五：根据步骤四中获得的误差电压基波的实部和虚部，计算获得电机每相的漏电感、转子电阻和互感。

本发明的优点是：本发明提供了一种通用性强的异步电机静止参数的辨识方法，它在参数的辨识过程中，能够进行非线性的自适应补偿，本方法使电机参数的辨识精度得到提高。

本发明根据传统的电机参数辨识原理，针对电压型交-直-交拓扑结构的逆变调速系统对电机的参数进行辨识。本发明方法无需电机旋转即可辨识出电机稳态等效电路中的全部参数。针对变频调速系统中器件的非线性的影响，如器件的导通压降，开关延迟时间和死区时间等，提出了一种自适应的补偿方法，辨识出的电机参数精度较高。

附图说明

图1为本发明所述电机及与该电机输入端连接的逆变器的结构示意图；

图2为本发明所述电机的非对称T型等效稳态电路图，图中U_s表示电机相电压；I_s表示电机相电流；U_e表示励磁绕组两端电压；

图3为逆变器的一个PWM周期内实际输出的电压波形图，图中，U_I表示IGBT的导通压降；U_D表示IGBT反并联二极管的导通压降；U_ab表示逆变器A相和B相之间输出的电压；D表示占空比；

图4为PI调节器控制生成单相交流电流的原理图，图中，S_ABC为逆变器ABC三相PWM驱动信号；

和

分别为两相静止坐标α-β轴系下的α轴和β轴电压分量；

表示根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波矢量；

图5为电机的任一相的死区效应波形图，本图以该相电流为大于零的情况为例，图中，

为逆变器某一相上桥臂PWM驱动信号；为逆变器某一相下桥臂PWM驱动信号；

为逆变器某一相参考输出电压；

为对加入的死区时间所引起的电压误差补偿后的逆变器输出电压；

为对加入的死区时间和器件的开关延迟时间所引起的电压误差补偿后的逆变器输出电压；

为对加入的死区时间和器件的开关延迟时间以及器件的导通压降所引起的电压误差补偿后的逆变器输出电压；Δu_an为加入的死区时间和器件的开关延迟时间以及器件的导通压降所引起的电压误差；

图6为逆变器器件非线性对其输出电压的影响波形图；

图7为逆变器器件的非线性造成的误差电压波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1说明本实施方式，本实施方式基于所述电机及与该电机输入端连接的逆变器实现，它包括以下步骤：

步骤一：对电机进行测试，获取逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比，重构出电机每相的参考输入电压；

步骤二：根据步骤一中重构出的电机每相的参考输入电压进行计算，获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S；

步骤三：采用单相交流法测试电机，通过电流闭环PI调节器控制注入电机的电流的幅值和相位，获取此时逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比，重构出电机每相的参考输入电压U_dc·(T_a-T_b)/2，式中U_dc为逆变器的直流母线电压，T_a为逆变器的A相PWM占空比，T_b为逆变器的B相PWM占空比，选择电流相位为零的时候开始，对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内进行傅立叶变换，计算获得该电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部；

步骤四：计算获得步骤三中重构出的电机每相的参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压，并通过傅立叶变换获得该误差电压基波的实部和虚部；

步骤五：根据步骤四中获得的误差电压基波的实部和虚部，计算获得电机每相的漏电感、转子电阻和互感。

具体实施方式二：本实施方式为对实施方式一的进一步说明，步骤二中获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S的具体方法为：采用直流法测试电机，在电机的任意两相绕组间通过逆变器先后注入两个大小不同的直流电流，直流电流的大小通过PI调节器控制，根据采集电机稳态时的该两相绕组电流值I_T1、I_T2和重构获得的电机该两相绕组的参考输入电压值U_T1、U_T2，采用下式：

$\frac{U_{T1}-\mathrm{\ΔU}}{I_{T1}}=\frac{U_{T2}-\mathrm{\ΔU}}{I_{T2}},$

计算获得由于逆变器的功率器件的非线性引起的逆变器参考输出电压与电机每相绕组两端的实际电压值U_real之间的电压误差值ΔU：

$\mathrm{\ΔU}=\frac{U_{T1}{I}_{T2}-U_{T2}{I}_{T1}}{I_{T2}-I_{T1}},$

由该电压误差值ΔU计算获得电机绕组两端的实际电压值U_real：

U_real＝U_T2-ΔU，

根据电机每相绕组两端的实际电压值U_real计算获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S：

$R_s=\frac{U_{\mathrm{real}}}{2I_{T2}}.$

本实施方式中由于器件的非线性，加在电机绕组两端的实际电压值与逆变器的输出电压参考值存在误差。电机绕组两端的实际电压值U_real为：

U_real＝(U_dc-2U_I)·D′-(U_I+U_D)(1-D′)，

式中U_I为IGBT的饱和导通压降；U_D为反并联二极管导通压降；PWM脉宽给定值为t，实际占空比为D’＝(t+t_{d_off}-t_{d_on})/T_s，t_{d_on}为IGBT导通延迟时间，t_{d_of}f为IGBT关断延迟时间。令D＝t/T_s，ΔD＝(t_{d_off}-t_{d_on})/T_s，并假设U_I近似等于U_D，则上式可简化成：

U_T2＝U_dc·D，

由于不同的功率器件其U_I、t_{d_off}和t_{d_on}参数不同，如果直接根据器件的这些开关特性参数对输出电压进行补偿，将导致算法的通用性变差。

本实施方式对电机定子电阻的辨识方法采用了非线性补偿方法对其进行补偿，使得定子电阻值的辨识值R_S的辨识精度更高。电机的定子电阻为采用直流实验来辨识，使用PI调节器控制直流电流的大小，通过注入两个大小不同的直流电流，采样其稳态时的电流，重构出此时电机的参考输入电压，通过求得两次电压与电流比的斜率来获得电机的定子电阻值。

具体实施方式三：本实施方式为对实施方式一或二的进一步说明，步骤三中计算获得电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部的具体方法为：

设定PI调节器控制输入的交流电流信号的参考值i_ref ^*为：i_ref ^*＝I_Asin(ωt)，

式中I_A为该交流电流信号的幅值，ω为该交流电流信号的角频率，t为时间，

该PI控制输出的电压信号u_sα为：

u_sα＝U_Asin(ωt+θ)，

式中U_A为电压信号u_sα的幅值，θ为电压信号u_sα与电流信号的参考值i_ref ^*的相位差，在电机的电流相位为零的时刻开始对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内经傅立叶变换计算获得电机每相的参考输入电压基波的实部U_Re和虚部U_Im为：

$U_{\mathrm{Re}}=U_A\cos \mathrm{\θ}=\frac{2}{T_0}{\∫}_0^{T_0}\frac{U_{\mathrm{dc}}(T_a-T_b)}{2}\sin \mathrm{\ωt}\·\mathrm{dt},$

$U_{\mathrm{Im}}=U_A\sin \mathrm{\θ}=\frac{2}{T_0}{\∫}_0^{T_0}\frac{U_{\mathrm{dc}}(T_a-T_b)}{2}\cos \mathrm{\ωt}\·\mathrm{dt},$

式中T₀为电压信号的周期。

由此得到电机的参考输入电压基波的实部U_Re和虚部U_Im，以用于后序的参数辨识中。

具体实施方式四：本实施方式为对实施方式一、二或三的进一步说明，步骤四中重构出的电机的每相参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压u_err为：

$u_{\mathrm{err}}=\left\{\begin{array}{cc}-\mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U}& (i_s\&GreaterEqual;0)\\ \mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U}& (i_s<0)\end{array}\right.,$

式中

为在半个电流周期内，误差电压脉冲序列的平均值，

$\mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U}=\frac{N}{2}{U}_{\mathrm{dc}}\frac{T_d}{T_{\mathrm{out}}/2}=f_c{T}_d{U}_{\mathrm{dc}},$

式中N为载波比，f_c为载波频率，f_out为输出电流的基波频率；

T_d为逆变器的上、下桥壁间的实际死区时间：

T_d＝t_d+t_{d_off}-t_{d_on}，

式中t_d为对逆变器上、下桥壁间人为加入的死区时间，t_{d_off}为逆变器中器件的关断延迟时间，t_{d_on}为逆变器中器件的开通延迟时间，

T_out为逆变器输出电流的基波周期，

将该误差电压u_err经傅立叶变换得到该误差电压u_err的实部Re(u_err)和虚部Im(u_err)为：

$\mathrm{Re}\left(u_{\mathrm{err}}\right)=\frac{2}{T_0}{\&Integral;}_0^{T_0}{u}_{\mathrm{err}}\&CenterDot;\sin \mathrm{\&omega;t}\&CenterDot;\mathrm{dt}=-\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}\mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U},$

$\mathrm{Im}\left(u_{\mathrm{err}}\right)=\frac{2}{T_0}{\&Integral;}_0^{T_0}{u}_{\mathrm{err}}\&CenterDot;\cos \mathrm{\&omega;t}\&CenterDot;\mathrm{dt}=0.$

根据此误差电压u_err的实部Re(u_err)和虚部Im(u_err)分量，可知误差电压对电机参考输入电压基波的实部U_Re和虚部U_Im的影响。从而，在辨识电机参数时，根据误差电压对电机参考输入电压的影响，选择合理的方式对此误差进行自适应补偿，来提高参数的辨识精度。

具体实施方式五：本实施方式为对实施方式一、二、三或四的进一步说明，步骤四中计算获得电机每相的漏电感L_1δ为：

$L_{1\mathrm{\&delta;}}=\frac{X}{2\mathrm{\&pi;f}},$

式中X为电机的等效感抗，

$X=\frac{U_{\mathrm{Im}}}{I_A},$

f为注入电机的电流信号的频率。

具体实施方式六：本实施方式为对实施方式一、二、三、四或五的进一步说明，步骤四中计算获得电机每相的转子电阻R_r为：

$R_r=\frac{\left|{\stackrel{\&RightArrow;}{u}}_e\right|}{\left|{\stackrel{\&RightArrow;}{i}}_r\right|},$

式中

为电机每相励磁绕组两端的电压，

${\stackrel{\&RightArrow;}{u}}_e=U_{\mathrm{Re}}-R_s{I}_A+j(U_{\mathrm{Im}}-\mathrm{\&omega;}{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}{I}_A),$

式中j表示虚数，

为电机转子电流矢量，

为定子电流矢量，α为

与

的夹角，

$\mathrm{\&alpha;}=\mathrm{arctg}\frac{U_{\mathrm{Im}}-\mathrm{\&omega;}{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}}{U_{\mathrm{Re}}-R_s}.$

具体实施方式七：本实施方式为对实施方式一、二、三、四、五或六的进一步说明，为使参考输入电压基波的实部U_Re接近其真实值，而对其进行补偿的方法为：

在电机的任意两相中注入两个频率相同、幅值不同的交流信号，采样这两个交流电流下电机电流和电机参考输入电压值，计算获得U_Re的补偿电压ΔU_comp为：

$\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{comp}}=\frac{U_{\mathrm{Re}1}{I}_{A2}-U_{\mathrm{Re}2}{I}_{A1}}{I_{A2}-I_{A1}},$

式中I_A1为注入电机的第一个交流电流幅值，I_A2为注入电机的第二个交流电流幅值，U_Re1为与I_A1对应的第一个电机参考输入电压基波的实部，U_Re2为与I_A2对应的第二个电机参考输入电压基波的实部，

在电机转子电阻R_r的辨识中，采用补偿电压ΔU_comp对U_Re进行补偿。

具体实施方式八：下面结合图1至图7说明本实施方式，本实施方式为对实施方式一、二、三、四、五、六或七的进一步说明，步骤四中计算获得电机每相的互感L_m为：

$L_m=\frac{Z_{\mathrm{Im}1}{Z}_{\mathrm{Im}2}({\mathrm{\&omega;}}_2^2-{\mathrm{\&omega;}}_1^2)}{{\mathrm{\&omega;}}_1{\mathrm{\&omega;}}_2(Z_{\mathrm{Im}2}{\mathrm{\&omega;}}_2-Z_{\mathrm{Im}1}{\mathrm{\&omega;}}_1)},$

式中Z_Im1为注入电机的电流信号频率为f₁时所对应的电机感抗，Z_Im2为注入电机的电流信号频率为f₂时所对应的电机感抗，ω₁为注入电机的电流信号频率为f₁时电流信号的角频率：ω₁＝2πf₁，

ω₂为注入电机的电流信号频率为f₂时电流信号的角频率：，ω₂＝2πf₂，

$Z_{\mathrm{Im}1}=\frac{U_{\mathrm{Im}1}}{I_A}-{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_m{R}_r^2}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_1{L}_m\right)}^2},$

$Z_{\mathrm{Im}2}=\frac{U_{\mathrm{Im}2}}{I_A}-{\mathrm{\&omega;}}_2{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_2{L}_m{R}_r^2}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_2{L}_m\right)}^2},$

式中U_Im1为注入电流信号频率为f₁时所对应的根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波的虚部分量，

U_Im2为注入电流信号频率为f₂时所对应的根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波的虚部分量。

本发明方法针对现有技术中存在的缺陷，分析了逆变器中由于元器件的各种非线性造成的影响，提出了一种自适应的非线性补偿方法。

对电机的漏电感和转子电阻通过单相交流实验进行辨识，实验过程中电流的频率和幅值通过PI调节器来进行控制，并通过依次注入两个频率相同，幅值不同的交流电流对逆变器器件的非线性进行自适应补偿，来提高参数的辨识精度。

最后，采用在电机的任意两相中注入一个频率较低的交流信号，同样采用单相交流实验法对电机互感进行辨识。对电机互感进行辨识的方法，考虑到电机的磁滞效应，首先在电机中注入了一个直流电流，使电机磁场建立起来，并达到额定，再注入幅值较小的交流信号，来辨识电机互感。

漏电感和转子电阻的辨识也是通过单相交流实验来获得的，在电机中注入单相交流电流时，电机中不会产生旋转的磁场，转子轴上输出的转矩为0，电机处于静止状态。注入交流电流的幅值和频率可通过PI调节器来控制，其原理图如图4所示。

PI调节器的给定值为交流电流信号的参考值i_ref ^*在理想情况下，对应PI调节器输出的电压信号u_sα为：u_sα＝U_Asin(ωt+θ)。

在该单相交流实验中，由于电机反电动势为0，仅加一个很小的电压即可让电流达到额定值。为了准确地辨识出电机参数，必须获得逆变器输出电压的精确数值，但是，由于逆变器输出电压是PWM波，输出电压难以精确测量，而且需要一些附加硬件的支持，增加成本。比较通用的做法是用程序中的参考电压当成逆变器的实际输出电压。在采用理想开关管和SPWM控制策略时，当开关频率很高的时候，参考电压和实际输出电压接近相同，但是由于开关管死区时间的存在，逆变器的参考电压和实际输出电压之间存在幅值和相位上的偏差。这种偏差会影响参数辨识的准确性，造成辨识出的参数误差较大，甚至整个系统不能正常运行。为了提高辨识精度，需对电压进行补偿。

在PWM逆变器中，由于功率管为非理想的开关器件，其开通和关断有一段动作时间t_{d_on}和t_{d_off}。另外为了防止上、下桥臂的直通，一般需加入一段死区时间t_d。功率管开关延迟时间以及死区时间的存在，使得实际输出电压与参考电压存在一定的偏差Δu_an，如图5所示。

根据上述分析可以看出，随着电流极性的变化，误差电压脉冲的方向也随着发生变化，而且随着载波频率的提高，误差电压脉冲出现的次数也随之提高，虽然死区时间很短，只有几个微秒，但是误差电压在一个周期之内累积起来，也会对输出电压的基波幅值产生较大的影响。误差电压与理想电压、实际输出电压的定性关系如图6所示。

假设载波频率非常高，也即不包含电流在一个载波周期内过零的情况，在半个电流周期时间内，首先求出误差电压脉冲序列的平均值，平均值的波形如图7所示。

载波比N表示每个输出电流周期内含有多少个载波周期，根据的计算公式可知，由于逆变器的死区效应引起的输出电压误应与电流的大小无关，但是与电流的极性有关，且与死区时间和开关频率成正比。得到误差电压u_err的表达式。

由误差电压u_err计算获得的实部Re(u_err)和虚部Im(u_err)可知，在单相交流实验中，逆变器的死区效应仅对其输出电压基波的实部有影响，而对输出电压基波的虚部没有影响。为提高电机参数辨识的精度，则需对误差电压进行补偿。

由于逆变器输出的电压基波的虚部不受死区效应的影响，于是得到电机的等效感抗的计算式。根据图2所示等效电路可知，当电机中注入的电流频率很大时，励磁支路阻抗很大，可近似看成开路，因此得到电机的漏电感L_1δ的计算式。

对电机的转子电阻R_r的辨识：在辨识电机的转子电阻R_r时，为了防止集肤效应的影响，电机注入的交流电流信号的频率不能太高。在本发明中交流电流信号频率取为电机的额定滑差频率。根据图2，可获得电机每相励磁绕组两端的电压

，进而计算获得电机的转子电阻R_r，由于

中涉及的U_Re受死区效应的影响，与实际值会有一定的误差，即为误差电压u_err的实部Re(u_err)。为了对此误差进行补偿，可在电机任意两相中注入两个频率相同，幅值不同的两个交流信号，采样这两个电流下的电流和计算电机的参考输入电压值，计算出此误差值，然后对电机参考输入电压进行补偿。

假设注入电机的两个电流幅值分别为I_A1和I_A2，则有

$\frac{U_{\mathrm{Re}1}-\mathrm{\&Delta;}{U}_{\mathrm{comp}}}{I_{A1}}=R_s+\frac{{\left({\mathrm{\&omega;L}}_m\right)}^2{R}_r}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;L}}_m\right)}^2},$

$\frac{U_{\mathrm{Re}2}-{\mathrm{\&Delta;U}}_{\mathrm{comp}}}{I_{A2}}=R_s+\frac{{\left({\mathrm{\&omega;L}}_m\right)}^2{R}_r}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;L}}_m\right)}^2},$

根据上述两式推导，可获得U_Re的补偿电压ΔU_comp：

${\mathrm{\&Delta;U}}_{\mathrm{comp}}=\frac{U_{\mathrm{Re}1}{I}_{A2}-U_{\mathrm{Re}2}{I}_{A1}}{I_{A2}-I_{A1}},$

根据补偿电压ΔU_comp对U_Re进行修正后，再计算电机每相励磁绕组两端的电压最后求得电机的转子电阻R_r。

对电机互感的辨识：

在辨识电机互感时，考虑到电机磁滞效应的影响，直接采用单相交流实验辨识出的互感与注入交流电流的幅值有关，且辨识出的互感值波动较大。为了辨识出电机额定励磁状态下的互感参数，需要首先往电机中注入一个直流电流将电机磁场激励起来，并使其达到额定，此时再注入一个幅值较小的交流信号将电机互感辨识出来。

由于直流电流的注入，死区效应对输出电压误差的影响不再如误差电压u_err的实部Re(u_err)所示。且随着直流电流大小的不同，误差大小不同。但输出电压基波的虚部仍不受死区效应的影响。由此可知，在电机任意两相中注入一个直流电流信号，并在其基础上依次迭加两个幅值相同，频率不同的交流电流信号，设注入的交流信号角频率分别为ω₁和ω₂，则有

$Z_{\mathrm{Im}1}=\frac{U_{\mathrm{Im}1}}{I_A}-{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_m{R}_r^2}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_1{L}_m\right)}^2},$

$Z_{\mathrm{Im}2}=\frac{U_{\mathrm{Im}2}}{I_A}-{\mathrm{\&omega;}}_2{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_2{L}_m{R}_r^2}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_2{L}_m\right)}^2},$

计算获得电机的互感L_m。

本发明中图2所示的电机等效电路基于电机绕组为星型接法，因此，当电机绕组采用三角形接法时，需要首先将电机绕组等效转换成星型接法。

具体实施方式八：本发明方法可在通用逆变器的参数辨识算法中应用。设定逆变器的核心控制芯片采用STM32F103，通过逆变器的输出控制电机运行。用一台22kW的逆变器分别带7.5kW和15kW的电机进行了参数辨识实验，并把辨识结果与其参考值相比较。2台电机的铭牌参数如表1所示，逆变器参数辨识的结果如表2和表3所示。

表1测试电机铭牌参数表

型号	额定功率	额定电压	额定电流	额定转速	接法
							7.5kW	380V	15.4A	1440rpm	Δ
YZR180L-6	15kW	380V	35A	962rpm	Δ

表2逆变器参数辨识结果(7.5kW电机)

电机功率	定子电阻	转子电阻	定、转子漏感	互感	空载电流
						参考值	0.563Ω	0.383Ω	3.3mH	98.56mH	6.95A
辨识值	0.5766Ω	0.3944Ω	3.32mH	97.17mH	7.02A
						误差	2.4％	2.97％	0.6％	1.4％	1％

表3变频器参数辨识结果(15kW电机)

电机功率	定子电阻	转子电阻	定、转子漏感	互感	空载电流
						参考值	0.318Ω	0.538Ω	1.54mH	40.14mH	17.6A
辨识值	0.3294Ω	0.5504Ω	1.532mH	39.613mH	17.03A
						误差	3.58％	2.3％	0.52％	1.3％	3.2％

从上面的实验数据可知，采用本发明方法辨识电机参数的平均辨识误差在5％以内。实验表明，本发明提供的参数辨识方法辨识精度高，完全能满足矢量控制的要求。

Claims (8)

1.一种基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，它基于所述电机及与该电机输入端连接的逆变器实现，其特征在于：它包括以下步骤：

步骤一：对电机进行测试，获取逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比，重构出电机每相的参考输入电压；

步骤二：根据步骤一中重构出的电机每相的参考输入电压进行计算，获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S；

步骤三：采用单相交流法测试电机，通过电流闭环PI调节器控制注入电机的电流的幅值和相位，获取此时逆变器的直流母线电压和每相PWM占空比，重构出电机每相的参考输入电压U_dc·(T_a-T_b)/2，式中U_dc为逆变器的直流母线电压，T_a为逆变器的A相PWM占空比，T_b为逆变器的B相PWM占空比，选择电流相位为零的时候开始，对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内进行傅立叶变换，计算获得该电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部；

步骤四：计算获得步骤三中重构出的电机每相的参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压，并通过傅立叶变换获得该误差电压基波的实部和虚部；

步骤五：根据步骤四中获得的误差电压基波的实部和虚部，计算获得电机每相的漏电感、转子电阻和互感。

2.根据权利要求1所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：

步骤二中获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S的具体方法为：采用直流法测试电机，在电机的任意两相绕组间通过逆变器先后注入两个大小不同的直流电流，直流电流的大小通过PI调节器控制，根据采集电机稳态时的该两相绕组电流值I_T1、I_T2和重构获得的电机该两相绕组的参考输入电压值U_T1、U_T2，采用下式：

$\frac{U_{T1}-\mathrm{\&Delta;U}}{I_{T1}}=\frac{U_{T2}-\mathrm{\&Delta;U}}{I_{T2}},$

计算获得由于逆变器的功率器件的非线性引起的逆变器参考输出电压与电机每相绕组两端的实际电压值U_real之间的电压误差值ΔU：

$\mathrm{\&Delta;U}=\frac{U_{T1}{I}_{T2}-U_{T2}{I}_{T1}}{I_{T2}-I_{T1}},$

由该电压误差值ΔU计算获得电机绕组两端的实际电压值U_real：

U_real＝U_T2-ΔU，

根据电机每相绕组两端的实际电压值U_real计算获得电机的每相定子电阻值的辨识值R_S：

$R_s=\frac{U_{\mathrm{real}}}{{2I}_{T2}}.$

3.根据权利要求2所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：步骤三中计算获得电机每相的参考输入电压基波的实部和虚部的具体方法为：

设定PI调节器控制输入的交流电流信号的参考值i_ref ^*为：i_ref ^*＝I_Asin(ωt)，

式中I_A为该交流电流信号的幅值，ω为该交流电流信号的角频率，t为时间，

该PI控制输出的电压信号u_sα为：

u_sα＝U_Asin(ωt+θ)，

式中U_A为电压信号u_sα的幅值，θ为电压信号u_sα与电流信号的参考值i_ref ^*的相位差，在电机的电流相位为零的时刻开始对重构出的电机每相的参考输入电压在一个电流周期内经傅立叶变换计算获得电机每相的参考输入电压基波的实部U_Re和虚部U_Im为：

$U_{\mathrm{Re}}=U_A\cos \mathrm{\&theta;}=\frac{2}{T_0}{\&Integral;}_0^{T_0}\frac{U_{\mathrm{dc}}(T_a-T_b)}{2}\sin \mathrm{\&omega;t}\&CenterDot;\mathrm{dt},$

$U_{\mathrm{Im}}=U_A\sin \mathrm{\&theta;}=\frac{2}{T_0}{\&Integral;}_0^{T_0}\frac{U_{\mathrm{dc}}(T_a-T_b)}{2}\cos \mathrm{\&omega;t}\&CenterDot;\mathrm{dt}$

式中T₀为电压信号的周期。

4.根据权利要求3所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：步骤四中重构出的电机的每相参考输入电压与电机每相的实际输入电压之间的误差电压u_err为：

$u_{\mathrm{err}}=\left\{\begin{array}{cc}-\mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U}& (i_s\&GreaterEqual;0)\\ \mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U}& (i_s<0)\end{array}\right.,$

式中

为在半个电流周期内，误差电压脉冲序列的平均值，

$\mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U}=\frac{N}{2}{U}_{\mathrm{dc}}\frac{T_d}{T_{\mathrm{out}}/2}=f_c{T}_d{U}_{\mathrm{dc}},$

式中N为载波比，

f_c为载波频率，f_out为输出电流的基波频率；

T_d为逆变器的上、下桥壁间的实际死区时间：

T_d＝t_d+t_{d_off}-t_{d_on}，

式中t_d为对逆变器上、下桥壁间人为加入的死区时间，t_{d_off}为逆变器中器件的关断延迟时间，t_{d_on}为逆变器中器件的开通延迟时间，

T_out为逆变器输出电流的基波周期，

将该误差电压u_err经傅立叶变换得到该误差电压u_err的实部Re(u_err)和虚部Im(u_err)为：

$\mathrm{Re}\left(u_{\mathrm{err}}\right)=\frac{2}{T_0}{\&Integral;}_0^{T_0}{u}_{\mathrm{err}}\&CenterDot;\sin \mathrm{\&omega;t}\&CenterDot;\mathrm{dt}=-\frac{4}{\mathrm{\&pi;}}\mathrm{\&Delta;}\stackrel{\&OverBar;}{U},$

$\mathrm{Im}\left(u_{\mathrm{err}}\right)=\frac{2}{T_0}{\&Integral;}_0^{T_0}{u}_{\mathrm{err}}\&CenterDot;\cos \mathrm{\&omega;t}\&CenterDot;\mathrm{dt}=0.$

5.根据权利要求4所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：步骤四中计算获得电机每相的漏电感L_1δ为：

$L_{1\mathrm{\&delta;}}=\frac{X}{2\mathrm{\&pi;f}},$

式中X为电机的等效感抗，

$X=\frac{U_{\mathrm{Im}}}{I_A},$

f为注入电机的电流信号的频率。

6.根据权利要求5所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：步骤四中计算获得电机每相的转子电阻R_r为：

$R_r=\frac{\left|{\stackrel{\&RightArrow;}{u}}_e\right|}{\left|{\stackrel{\&RightArrow;}{i}}_r\right|},$

式中

为电机每相励磁绕组两端的电压，

${\stackrel{\&RightArrow;}{u}}_e=U_{\mathrm{Re}}-R_s{I}_A+j(U_{\mathrm{Im}}-{\mathrm{\&omega;L}}_{1\mathrm{\&sigma;}}{I}_A),$

式中j表示虚数，

为电机转子电流矢量，

为定子电流矢量，α为

与

的夹角，

$\mathrm{\&alpha;}=\mathrm{arctg}\frac{U_{\mathrm{Im}}-\mathrm{\&omega;}{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}}{U_{\mathrm{Re}}-R_s}.$

7.根据权利要求6所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：为使参考输入电压基波的实部U_Re接近其真实值，而对其进行补偿的方法为：

在电机的任意两相中注入两个频率相同、幅值不同的交流信号，采样这两个交流电流下电机电流和电机参考输入电压值，计算获得U_Re的补偿电压ΔU_comp为：

${\mathrm{\&Delta;U}}_{\mathrm{comp}}=\frac{U_{\mathrm{Re}1}{I}_{A2}-U_{\mathrm{Re}2}{I}_{A1}}{I_{A2}-U_{A1}},$

式中I_A1为注入电机的第一个交流电流幅值，I_A2为注入电机的第二个交流电流幅值，U_Re1为与I_A1对应的第一个电机参考输入电压基波的实部，U_Re2为与I_A2对应的第二个电机参考输入电压基波的实部，

在电机转子电阻R_r的辨识中，采用补偿电压ΔU_comp对U_Re进行补偿。

8.根据权利要求7所述的基于自适应补偿的异步电机参数辨识方法，其特征在于：步骤四中计算获得电机每相的互感L_m为：

$L_m=\frac{Z_{\mathrm{Im}1}{Z}_{\mathrm{Im}2}({\mathrm{\&omega;}}_2^2-{\mathrm{\&omega;}}_1^2)}{{\mathrm{\&omega;}}_1{\mathrm{\&omega;}}_2(Z_{\mathrm{Im}2}{\mathrm{\&omega;}}_2-Z_{\mathrm{Im}1}{\mathrm{\&omega;}}_1)},$

式中Z_Im1为注入电机的电流信号频率为f₁时所对应的电机感抗，Z_Im2为注入电机的电流信号频率为f₂时所对应的电机感抗，ω₁为注入电机的电流信号频率为f₁时电流信号的角频率：ω₁＝2πf₁，

ω₂为注入电机的电流信号频率为f₂时电流信号的角频率：ω₂＝2πf₂，

$Z_{\mathrm{Im}1}=\frac{U_{\mathrm{Im}1}}{I_A}-{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_1{L}_m{R}_r^2}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_1{L}_m\right)}^2},$

$Z_{\mathrm{Im}2}=\frac{U_{\mathrm{Im}2}}{I_A}-{\mathrm{\&omega;}}_2{L}_{1\mathrm{\&sigma;}}=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_2{L}_m{R}_r^2}{R_r^2+{\left({\mathrm{\&omega;}}_2{L}_m\right)}^2},$

式中U_Im1为注入电流信号频率为f₁时所对应的根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波的虚部分量，

U_Im2为注入电流信号频率为f₂时所对应的根据逆变器的直流母线电压和PWM占空比重构出的电机参考输入电压基波的虚部分量。

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