CN105811839A - 永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法 - Google Patents

Abstract

一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法，包括如下步骤：采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge，将其输入MCU的边沿捕捉模块，得到信号下降沿和上升沿的时间差T_U、T_V、T_W，将其与理想PWM的周期T_pwm相除，得到电压源型逆变器实际输出的占空比将其与电压源型逆变器实际输出的三相实际占空比做差，得到输出的占空比误差ΔDC_U、ΔDC_V、ΔDC_W；通过公式T_CU＝ΔDC_U·T_pwm、T_CV＝ΔDC_V·T_pwm、T_CW＝ΔDC_W·T_pwm来计算各相的补偿时间T_CU、T_CV、T_CW；T_CU>0、则i_U>0，T_CU<0、则i_U<0；T_CV>0、则i_V>0,T_CV<0、则i_V<0；T_CW>0、则i_W>0,T_CW<0、则i_W<0。本发明具有硬件电路结构以及程序算法简单，对电机的要求低，抗干扰能力强，电流极性判断精准等优点。

Description

永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机控制方法技术领域，详细讲是提供一种硬件电路结构以及程序算法简单，对电机的要求低，抗干扰能力强，电流极性判断精准的永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法。

背景技术

电压源型逆变器(VSI)广泛应用于电机控制系统中，图1为典型的VSI驱动硬件流程图，由于电机控制系统的信号传递环节和VSI的非理想特性，使得VSI的实际输出产生畸变，影响了控制系统的整体性能。图2为在一个PWM周期内，PWM信号以及相电压幅值畸变示意图。根据WangDafang等人发表在《PowerElectronics》(Year:2014,Volume:29,Issue:9,Pages:5031-5043)期刊上的文章《AFeedback-TypePhaseVoltageCompensationStrategyBasedonPhaseCurrentReconstructionforACIMDrives》的研究可得，在一个周期内，误差电压ΔU^err即需要补偿的电压的计算公式为

ΔU^err＝U_m·sgn(i)+U_vd(1)

式中U_m和U_vd的定义如下

$U_m=\frac{T_C}{T_{pwm}}\&CenterDot;(U_{BAT}+U_D-U_F)+\frac{U_D+U_F}{2}$

$T_C=T_d+(T_{ton}-T_{toff})+(T_{von}-T_{voff})$

$U_{vd}=\frac{U^{*}-U_{BAT}/2}{U_{BAT}}\&CenterDot;(U_F-U_D)---\left(2\right)$

$\mathrm{sgn}\left(i\right)=\left\{\begin{array}{c}1,i>0\\ -1,i<0\end{array}\right.$

其中，T_C为补偿时间，其定义为理想相电压波形高电平持续时间与实际相电压波形高电平持续时间之差，T_d为控制程序设定的PWM死区时间，T_ton、T_toff分别为信号传递环节的导通和关断延迟时间，T_von、T_voff分别为功率器件的导通和关断延迟时间，T_PWM为控制程序设定的PWM的周期，U_BAT为直流侧母线电压，U_D为续流二极管导通压降，U_F为IGBT的导通压降，U^*为理想占空比与直流侧母线电压U_BAT的乘积，i为绕组内的电流，当电流流入绕组时，i>0，当电流从绕组流出时，i<0。

由此可见，相电流的极性对于计算相电压的补偿量具有非常关键的作用。现有的相电压畸变补偿算法中，对电流的极性的判定方式较多；一种是使用电流传感器对电流进行测量，但由于PWM的高频电磁噪声和器件的直流漂移，电流的极性检测较为困难，由于补偿电压的幅值与电流极性有关，如果电流极性检测错误，相电压补偿效果变差，甚至会加剧相电压的畸变。一种是搭建简单的硬件电路，通过测量反向续流二极管的端电压来判定电流极性，这种方法需要在系统电源上进行大量的改造，增加控制系统的体积以及成本。一种是对电流进行预测，可以较为准确的判定电流极性，但是对电机参数的准确性要求非常高。还有一种方法是：先将电流分量进行滤波，利用滤波后的电流分量和磁链矢量位置对相电流进行重建，如：国家知识产权局公开的、申请人：威海人合机电股份有限公司于2015年5月5日申请的、申请号为：201510222409.2、名称为：感应电机控制系统的方波畸变补偿方法及装置的发明专利申请，即采用了此种方法，该方法涉及到的物理量较多，计算过程较为复杂。并且，由于滤波时采集的电流为模拟量，信号抗干扰能力较差，一旦被干扰，可能造成电流极性判断错误，影响电压补偿效果。

发明内容

本发明的目的是解决上述现有技术的不足，提供一种硬件电路结构以及程序算法简单，对电机的要求低，抗干扰能力强，电流极性判断精准的永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法。

本发明解决上述现有技术的不足所采用的技术方案是：

一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法，其特征在于包括如下步骤：

a、采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge；

b、将边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge输入MCU(微控制器)的边沿捕捉模块eCAP，得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差T_U、T_V、T_W，将T_U、T_V、T_W与理想PWM的周期T_pwm相除，得到电压源型逆变器(VSI)实际输出的占空比

c、将U、V、W三相的理想占空比与步骤b得到的电压源型逆变器(VSI)实际输出的三相实际占空比做差，得到电压源型逆变器(VSI)输出的占空比误差ΔDC_U、ΔDC_V、ΔDC_W；

d、根据步骤c得到的占空比误差，通过公式T_CU＝ΔDC_U·T_pwm、T_CV＝ΔDC_V·T_pwm、T_CW＝ΔDC_W·T_pwm来计算各相的补偿时间T_CU、T_CV、T_CW；

e、根据步骤d得到的各相补偿时间来判断当前电流的极性：T_CU>0、则i_U>0，T_CU<0、则i_U<0；T_CV>0、则i_V>0,T_CV<0、则i_V<0；T_CW>0、则i_W>0,T_CW<0、则i_W<0。

本发明中第a步骤的实现方法为：采集永磁同步电机U、V、W三相电压，通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U₁、V₁、W₁，将参考电压U_ref分别与三相比较电压U₁、V₁、W₁通过比较器进行比较，比较器输出边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge。

本发明通过判断补偿时间的极性来判断相电流的极性，电流极性判断精准，补偿效果更佳，且实现该方法的硬件电路结构以及程序算法简单，对电机的要求低，采集数字量作为信号输入，抗干扰能力强。

附图说明

图1为典型的VSI驱动硬件流程图；

图2为一个周期内相电压幅值畸变、PWM占空比畸变的示意图；

图3为等效相电流极性示意图；

图4为相电流大小对相电压边沿变化时间的影响示意图；

图5(a)为U相电流由大于零变化到小于零的过程中U相电流及三相电压仿真波形图，图5(b)为U相电流由小于零变化到大于零的过程中U相电流及三相电压仿真波形图；

图6为实验过程中相电流由小于零变化至大于零的过程中相电压的变化过程，其中，图(a)到图(f)展示了相电压下降沿时间逐渐增长、上升沿时间逐渐缩短的过程；

图7为实验过程中相电流由大于零变化至小于零的过程中相电压的变化过程，其中，图(a)到图(f)展示了相电压下降沿时间逐渐缩短、上升沿时间逐渐增长的过程；

图8(a)、(b)、(c)分别为在仿真分析中电流幅值为0.2A、0.5A、0.8A时，补偿时间随相电流变化规律的示意图；

图9(a)、(b)分别为在实验分析中电流幅值为0.2A、0.8A时，补偿时间随相电流变化规律的示意图；

图9(c)为在实验分析中电流频率不断变化时，补偿时间随相电流变化规律的示意图；

图10为用于采集信号并计算相电流极性的电路结构示意图；

图11为使用本发明进行相电压畸变补偿的永磁同步电机控制系统补偿装置示意图；

图12(a)为转速为3r/min时未进行相电压补偿时的U相电流波形图；

图12(b)为转速为3r/min时未进行相电压补偿时的α轴实际电压和目标电压波形图；

图13(a)为转速为3r/min时采用传统方法补偿后，α轴实际电压与目标电压波形对比图；

图13(b)为转速为3r/min时采用本发明方法补偿后，α轴实际电压与目标电压波形对比图；

图14(a)为转速为30r/min时未进行相电压补偿时，U相电流波形图；

图14(b)为转速为30r/min时未进行相电压补偿时，α轴实际电压和目标电压波形对比图；

图15(a)为转速为30r/min时采用传统方法补偿后，α轴实际电压与目标电压波形对比图；

图15(b)为转速为30r/min时采用本发明方法补偿后，α轴实际电压与目标电压波形对比图。

具体实施方式

一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法，其特征在于包括如下步骤：

a、采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge；

b、将边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge输入微控制器(MCU)的边沿捕捉模块eCAP，得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差T_U、T_V、T_W，将T_U、T_V、T_W与理想PWM的周期T_pwm相除，得到电压源型逆变器(VSI)实际输出的占空比

c、将U、V、W三相的理想占空比与步骤b得到的电压源型逆变器(VSI)实际输出的三相实际占空比做差，得到电压源型逆变器(VSI)输出的占空比误差ΔDC_U、ΔDC_V、ΔDC_W；

d、根据步骤c得到的占空比误差，通过公式T_CU＝ΔDC_U·T_pwm、T_CV＝ΔDC_V·T_pwm、T_CW＝ΔDC_W·T_pwm来计算各相的补偿时间T_CU、T_CV、T_CW；

e、根据步骤d得到的各相补偿时间来判断当前电流的极性：T_CU>0、则i_U>0，T_CU<0、则i_U<0；T_CV>0、则i_V>0,T_CV<0、则i_V<0；T_CW>0、则i_W>0,T_CW<0、则i_W<0。

本发明中第a步骤的实现方法为：采集永磁同步电机U、V、W三相电压，通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U₁、V₁、W₁，将参考电压U_ref分别与三相比较电压U₁、V₁、W₁通过比较器进行比较，比较器输出边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge。

本发明通过判断补偿时间的极性来判断相电流的极性，电流极性判断精准，补偿效果更佳，且实现该方法的硬件电路结构以及程序算法简单，对电机的要求低，采集数字量作为信号输入，抗干扰能力强。

如图11所示的相电压畸变补偿装置，包括微控制器(MCU)、电压采集装置、比较器、电流传感器、编码器(位于电机内部)、信号传递环节和电压源型逆变器(VSI)；电压采集装置包括三路分压电路，三路分压电路的输入端分别与永磁同步电机的三相接线相连、输出端分别与三个比较器的正相输入端相连；三个比较器的反相输入端与固定幅值的参考电压端相连，三个比较器的输出端与微控制器的边沿捕捉模块eCAP的三个输入引脚相连；电流传感器的输入端与永磁同步电机的U、V两相相连；电流传感器的输出端与微控制器的A/D转换模块的两个输入引脚相连；编码器(位于电机内部)的输出端与微控制器eQEP模块的两个输入引脚相连；信号传递环节的输入端与微控制器ePWM模块的六路输出引脚相连，信号传递环节的输出端与电压源型逆变器的六个控制极相连；电压源型逆变器的三路输出端与永磁同步电机的三相接线相连。

其具体工作步骤如下：

A、利用电流传感器采集永磁同步电机U、V两相电流经过A/D转换模块将电流转为数字量依次经过CLARKE(UVW/αβ)、PARK(αβ/dq)坐标变换，得到两相旋转坐标系下的励磁电流分量i_d和转矩电流分量i_q；

B、将目标励磁电流和目标转矩电流与从步骤A得到的当前励磁电流分量i_d和当前转矩电流分量i_q做差，通过PI控制器调节，并输出在两相旋转坐标系下的目标电压分量U_d和U_q；

C、将步骤B得到的U_d和U_q经反PARK(dq/αβ)坐标变换后，得到两相静止坐标系下的目标电压分量U_α和U_β；

D、采集永磁同步电机U、V、W三相电压，通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U₁、V₁、W₁，将参考电压U_ref分别与三相比较电压U₁、V₁、W₁通过比较器进行比较，输出边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge；

E、将边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge输入MCU的边沿捕捉模块eCAP，得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差T_U、T_V、T_W，T_U、T_V、T_W与理想PWM的周期T_pwm相除，得到VSI实际输出的占空比

F、将U、V、W三相的理想占空比与步骤E得到的VSI实际输出的三相实际占空比做差，得到VSI输出的占空比误差ΔDC_U、ΔDC_V、ΔDC_W；

G、根据步骤F得到的占空比误差，通过公式T_CU＝ΔDC_U·T_pwm、T_CV＝ΔDC_V·T_pwm、T_CW＝ΔDC_W·T_pwm来计算各相的补偿时间T_CU、T_CV、T_CW；

H、根据步骤G得到的各相补偿时间来判断各相电流的极性：T_CU>0、则i_U>0，T_CU<0、则i_U<0；T_CV>0、则i_V>0,T_CV<0、则i_V<0；T_CW>0、则i_W>0,T_CW<0、则i_W<0。

I、根据背景技术中的公式(1)、(2)可推得三相误差电压的计算公式为:ΔU_U＝U_mU·sgn(i_U)+U_vd、ΔU_V＝U_mV·sgn(i_V)+U_vd、ΔU_W＝U_mW·sgn(i_W)+U_vd，根据以上公式计算出三相误差电压，即需要补偿的电压大小，利用CLARKE(UVW/αβ)坐标变换将补偿电压从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系，得到补偿电压分量ΔU_α和ΔU_β，叠加到两相静止坐标系下的目标电压分量U_α和U_β上，得到补偿后电压和

J、将步骤I得到的和经过空间矢量脉宽调制(SVPWM)得到三路驱动信号；

K、利用步骤J得到的三路驱动信号经过ePWM模块产生三路互补的驱动信号；

L、利用步骤K得到的三路互补驱动信号经过传递环节后驱动电压源型逆变器(VSI)，电压源型逆变器再驱动电机运转，实现永磁同步电机相电压畸变补偿控制；

由于在交流电机的控制算法中，电流极性的检测是离散执行的，而电流的极性却是连续变化的，极有可能出现在一个控制周期内电流极性发生改变的情况，因此，我们定义等效电流极性，以防止相电流在同一控制周期内多次变化对电流极性判断带来的干扰。图3为等效电流极性的示意图。

等效电流极性的定义：

1、等效电流极性大于零：在同一周期内相电压的上升沿和下降沿时刻，相电流都大于零；

2、等效电流极性小于零：在同一周期内相电压的上升沿和下降沿时刻，相电流都小于零；

3、等效电流极性等于零：在同一周期内相电压的上升沿和下降沿时刻，相电流极性相反；

4、如果在相电压边沿变化过程中出现了电流极性跳变，则以上升沿和下降沿两段时间内，持续时间较长的电流极性作为整个控制周期的电流极性。

首先讨论等效相电流极性大于零和等效相电流极性小于零的情况。结合补偿时间T_C的定义和图2对相电压畸变过程的分析，可以推出公式(3)。

$T_C=\left\{\begin{array}{cc}{T}_C^{+}={\mathrm{\&Delta;T}}_{fall}^{+}-{\mathrm{\&Delta;T}}_{rise}^{+}>0& (i>0)\\ T_C^{-}={\mathrm{\&Delta;T}}_{fall}^{-}-{\mathrm{\&Delta;T}}_{rise}^{-}>0& (i<0)\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，

$\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;T}}_{fall}^{+}=T_{fall}^{+Ideal}-T_{fall}^{+Actual}=\frac{T_d}{2}-T_{off}-T_{voff}\\ {\mathrm{\&Delta;T}}_{rise}^{+}=T_{rise}^{+Ideal}-T_{rise}^{+Actual}=-\frac{T_d}{2}-T_{ton}-T_{von}\end{array}\right.\\ \left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\&Delta;T}}_{fall}^{-}=T_{fall}^{-Ideal}-T_{fall}^{-Actual}=-\frac{T_d}{2}-T_{ton}-T_{von}\\ {\mathrm{\&Delta;T}}_{rise}^{-}=T_{rise}^{-Ideal}-T_{rise}^{-Actual}=-\frac{T_d}{2}-T_{toff}-T_{voff}\end{array}\right.\end{array}---\left(4\right)$

为相电流大于零时，理想相电压波形下降沿时刻与实际相电压波形下降沿时刻之差；为相电流大于零时，理想相电压波形上升沿时刻与实际相电压波形上升沿时刻之差；为相电流小于零时，理想相电压波形下降沿时刻与实际相电压波形下降沿时刻之差；为相电流小于零时，理想相电压波形上升沿时刻与实际相电压波形上升沿时刻之差。

式中T_d为程序设定的死区时间，为定值，T_ton、T_toff为传递环节的导通和关断延时，因为传递环节的工况单一，可以认为这两个变量也是定值，且一般的有T_ton≈T_toff。对于某一确定的功率器件，T_von、T_voff的变化主要受器件寄生电容的充放电速率的影响。根据N.Urasaki等人发表在《ElectricPowerApplications》(2005年第四期)期刊上的文章《Dead-timecompensationstrategyforpermanentmagnetsynchronousmotordrivetakingzero-currentclampandparasiticcapacitanceeffectsintoaccount》的研究结论表明功率器件寄生电容的充放电速率与功率器件的导通电流的幅值大小有关。当电流幅值较大时，寄生电容的充放电时间较短，T_von和T_voff的值约等于功率器件本身的开关延迟，可以认为是定值，且一般的有T_ton≈T_toff，所以，此时的T_c较为稳定，且|T_C|≈T_d；当电流较小时，寄生电容充放电时间较长，此时T_von和T_voff变化较大，具体关系如图4所示。从图中可以看出，电流大于零，且幅值变小时，实际相电压下降时间会变长，上升时间不变，因此，变小，不变，则对应的的绝对值变小；当电流小于零，且幅值变小时，实际相电压上升时间变长，下降时间不变，因此，变小，不变，变大，但由于此时所以的绝对值也是减小的。综上所述，无论电流极性如何，当电流幅值变小时，T_C的绝对值变小。

相电流过零点时，即等效相电流极性等于零时的情况。以U相电路为例。图5为U相电流过零点时两个完整的PWM周期内U相电流和三相电压(包括理想电压和实际电压)的仿真波形。由图5可以发现，无论是从i_U>0到i_U<0，还是从i_U<0到i_U>0，U相电流在过零点的过程中是在一直振荡的，实际情况下，由于寄生电容的存在，电流振荡幅度远小于仿真值，但是整体变化趋势是一致的。因为实际情况下，零点附近的电流波形难以准确观测，所以，通过仿真波形分析电流过零点的过程，最终的实验结果也表明了仿真结果是正确的。

分析图5(a)，U相电流过零时，V相电流小于零，W相电流大于零。在t1时刻前，三相均处于低电平状态。t1时刻，W相上桥最先开启，当W相电压上升后，t1至t2的时间内，U相电流会减小至小于零。在t2时刻，U相下桥关闭，U相电压上升，在U相下桥关闭之前，U相电流小于零，且绝对值较小，由公式(4)可推得，此时U相电压上升沿的误差时间为

${\mathrm{\&Delta;T}}_{rise}^{-}=\frac{T_d}{2}-T_{toff-L}-T_{voff-L}---\left(5\right)$

其中，T_voff-L和T_toff-L分别代表下桥信号传递环节延时T_toff和功率器件延时T_voff。t2至t3时刻内，由于U相电压升高，U相电流逐渐增大。在t3时刻，V相下桥关断，V相电压上升，此时三相电压均处于高电平状态，U相电流趋于稳定；t4时刻，V相下桥开启，V相电压降低，t4至t5的时间内，U相电流将继续增大至大于零。t5时刻，U相上桥关闭，U相电压下降，在U相上桥关闭之前，U相电流大于零，绝对值较小，由公式(4)可推得，此时U相电压下降沿的误差时间为

${\mathrm{\&Delta;T}}_{fall}^{+}=\frac{T_d}{2}-T_{toff-H}-T_{voff-H}---\left(6\right)$

其中，T_voff-H和T_toff-H分别代表上桥信号传递环节延时T_toff和功率器件延时T_voff。通常情况下，VSI的上、下桥臂的传递环节和功率器件都是相同的，所以有

$\{\begin{array}{c}{T}_{vff-H}=T_{voff-L}\\ T_{toff-H}=T_{toff-L}\end{array}---\left(7\right)$

${\mathrm{\&Delta;T}}_{fall}^{+}={\mathrm{\&Delta;T}}_{rise}^{-}---\left(8\right)$

即此时的理想电压波形和实际电压波形的高电平持续时间是一致的。U相电流另一个电流过零(i_U>0到i_U<0)过程与此类似，在此就不再赘述了，同样也可以推出T_C＝0的结论。

图6为实验过程中电流由小于零变化至大于零时，6个连续周期的相电压的变化过程。结合前文分析的相电压边沿变化规律可知，上升时间较长、下降时间较短说明瞬时相电流极性小于零，下降时间较长、上升时间较短说明瞬时相电流极性大于零。仔细观察这6个周期的相电压波形可以发现，图6(a)中相电压上升时间较长，下降时间较短，说明在相电压的上升沿和下降沿瞬时电流极性均小于零。图6(b)和图6(c)中上升时间和下降时间均变长，上升时间变长是因为在瞬时相电流极性小于零的情况下，电流绝对值减小，寄生电容充电时间变长；而下降时间变长则是因为此时的瞬时相电流极性为大于零。图6(d)和图6(e)中，相电压上升沿出现了斜率的变化，总的上升时间变短，这是因为在斜率的跳变点，瞬时电流极性发生了跳变，由小于零变为大于零，而电流大于零时相电压的上升时间远小于电流小于零时的上升时间；下降时间保持不变且较长，说明此时的瞬时电流极性大于零。图6(f)中相电压下降时间较长，上升时间较短，说明在相电压的上升沿和下降沿，瞬时电流极性均大于零。可以看出，在这6个连续周期内相电流完成了从小于零到大于零的变化，而且在这过程中电流是在零点附近振荡的，和仿真波形类似。特别的，图6(d)中上升沿和下降沿均较长，说明在上升沿和下降沿的电流极性是相反的，即是定义的等效相电流极性等于零的情况，可以看到此时有T_c＝0。

图7是实验过程中电流由大于零变化至小于零时相电压的变化过程，分析过程与图6类似，在此就不再赘述了。

图8为在仿真中，不同工况下补偿时间随相电流变化的波形对比图，其中，图8(a)、(b)、(c)分别对应电流幅值为0.2A、0.5A、1A时的三种工况。图9为在不同工况的实验中测量得到的结果，其中，图9(a)、(b)分别对应电流幅值为0.2A和0.8A时的两种情况，图9(c)为电流频率的增加过程中，相电流与补偿时间之间的关系，可以看出两者的极性在电流频率变化的过程中始终保持一致。由以上推导以及图8、图9可以得知，相电流和补偿时间T_C具有相同的极性，本发明利用这一特点，通过判断补偿时间的极性来判断相电流的极性，同时，补偿电压的幅值可由补偿时间T_C确定，整个补偿算法变得十分简洁。而且，补偿时间T_C为数字量，信号的抗干扰能力较强，相比于直接通过电流传感器采集电流判断电流极性的传统方法，本发明对相电流极性判断的准确性大大提高。

本发明采用如图10所示的硬件电路实时在线测量的方法准确获取补偿时间T_c的值。采集永磁同步电机U、V、W三相电压，通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U₁、V₁、W₁，将参考电压U_ref分别与三相比较电压U₁、V₁、W₁通过比较器进行比较，输出边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge；将边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge输入MCU的边沿捕捉模块eCAP，得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差T_U、T_V、T_W。通过公式求出三相电路的实际占空比再用各相的理想占空比分别与各相的实际占空比做差，得到占空比误差ΔDC_U、ΔDC_V、ΔDC_W。再通过公式T_CU＝ΔDC_U·T_pwm、T_CV＝ΔDC_V·T_pwm、T_CW＝ΔDC_W·T_pwm得到各相补偿时间T_CU、T_CV、T_CW。通过判断T_CU、T_CV、T_CW的极性即可判断各相电流的极性。再根据公式(1)分别推算出三相误差电压的幅值ΔU_U＝U_mU·sgn(i_U)+U_vd、ΔU_V＝U_mV·sgn(i_V)+U_vd、ΔU_W＝U_mW·sgn(i_W)+U_vd，即需要补偿的电压大小，利用CLARKE(UVW/αβ)坐标变换将补偿电压从三相静止坐标系转换到两相静止坐标系，得到补偿电压分量ΔU_α和ΔU_β。

图11为带有相电压补偿的永磁同步电机矢量控制框图。系统利用电流传感器采集永磁同步电机U、V两相电流经过A/D转换模块将电流转为数字量依次经过CLARKE(UVW/αβ)、PARK(αβ/dq)坐标变换，得到两相旋转坐标系下的励磁电流分量i_d和转矩电流分量i_q，将目标励磁电流和目标转矩电流与当前励磁分量i_d和当前转矩分量i_q做差，通过PI控制器调节，并输出在两相旋转坐标系下的目标电压分量U_d和U_q，U_d和U_q经反PARK(dq/αβ)坐标变换后，得到两相静止坐标系下的目标电压分量U_α和U_β，将MCU计算出的补偿电压分量ΔU_α和ΔU_β叠加到目标电压分量U_α和U_β上，等到补偿后的目标电压分量和经过空间矢量脉宽调制(SVPWM)得到三路驱动信号，完成电压补偿。

有益效果

图12为电机转速为3r/min时，未进行相电压补偿时U相相电流以及实际α轴电压分量的波形。此时，电流和电压波形畸变均较大，电机抖动剧烈，几乎不能正常运转。图13(a)为电机转速为3r/min时，采用传统的相电压补偿方法补偿后的α轴电压波形。传统的相电压补偿方法是指：利用电流传感器直接测量电流值，进而判断电流极性，补偿时间T_C为死区时间，通过离线测得。然而通过前文分析可得，补偿时间T_C在电流幅值较大时近似为定值，但是在电流较小时变化较大，当等效电流极性等于零时T_C＝0，这样的差别就造成了传统方法在电流幅值较大时可以取得较好的补偿效果，但是在电流较小时或等效电流极性等于零时，甚至会加重波形的畸变，实验也证明了这一现象。图13(b)为电机转速为3r/min时，采用本发明的相电流极性判断以及相电压补偿方法对相电压进行补偿后的α轴电压波形，可以看出，采用本发明方法补偿后的实际电压与目标电压波形几乎完全吻合，正弦特性较好。图14为电机转速为30r/min时，未进行相电压补偿时U相相电流以及实际α轴电压分量的波形。此时，电流和电压波形均有畸变。图15(a)为电机转速为30r/min时，采用传统的相电压补偿方法补偿后的α轴电压波形，可以看出，在某些位置实际电压和目标电压误差较大。图15(b)为电机转速为30r/min时，采用本发明的相电流极性判断以及相电压补偿方法对相电压进行补偿后的α轴电压波形，可以看出，采用本发明方法补偿后的实际电压与目标电压波形几乎完全吻合，正弦特性较好。通过以上实验可以看出，利用本发明中的相电流极性判断方法计算补偿电压并进行相电压补偿的效果明显好于传统方法。

Claims (2)

1.一种永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法，其特征在于包括如下步骤：

a、采集永磁同步电机U、V、W三相电压的边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge；

b、将边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge输入MCU(微控制器)的边沿捕捉模块eCAP，得到在同一周期内的U、V、W三相各自边沿信号下降沿和上升沿的时间差T_U、T_V、T_W，将T_U、T_V、T_W与理想PWM的周期T_pwm相除，得到电压源型逆变器(VSI)实际输出的占空比

c、将U、V、W三相的理想占空比与步骤b得到的电压源型逆变器(VSI)实际输出的三相实际占空比做差，得到电压源型逆变器(VSI)输出的占空比误差ΔDC_U、ΔDC_V、ΔDC_W；

d、根据步骤c得到的占空比误差，通过公式T_CU＝ΔDC_U·T_pwm、T_CV＝ΔDC_V·T_pwm、T_CW＝ΔDC_W·T_pwm来计算各相的补偿时间T_CU、T_CV、T_CW；

e、根据步骤d得到的各相补偿时间来判断当前电流的极性：T_CU>0、则i_U>0，T_CU<0、则i_U<0；T_CV>0、则i_V>0,T_CV<0、则i_V<0；T_CW>0、则i_W>0,T_CW<0、则i_W<0。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机相电压补偿时相电流极性判断的方法，其特征在于所述的第a步骤的实现方法为：采集永磁同步电机U、V、W三相电压，通过固定比例分压得到三相电压的比较电压U₁、V₁、W₁，将参考电压U_ref分别与三相比较电压U₁、V₁、W₁通过比较器进行比较，比较器输出边沿跳变信号U_edge、V_edge、W_edge。