JP2014166081A - モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機 - Google Patents

Abstract

【課題】ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することを課題とする。
【解決手段】本発明のモータ制御装置は、直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して３相モータを駆動制御するインバータと、３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、ベクトル制御部のモータ電流の符号情報を生成するモータ電流符号情報生成部と、のモータ電流符号情報生成部が生成したモータ電流の符号情報からデッドタイム歪補償の値を生成するデッドタイム歪補償生成部と、ベクトル制御部の演算した印加電圧にデッドタイム歪補償生成部が演算したデッドタイム歪補償の値を加算するデッドタイム歪補償加算部と、デッドタイム歪補償加算部の信号に基づいてインバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部とを備え、デッドタイム歪補償の値は電流ゼロクロス付近で段階的に変化させる。
【選択図】図６

Description

本発明は、モータ制御装置の制御方法、およびそれを用いた空気調和機に関するものである。特にファン用のモータに起因する音の低減に関するものである。

従来、空気調和機に使用されている小型ファンモータは、ロータとファンの共振を原因とした特定回転数で発生する騒音が問題となっていた。この共振による騒音の問題を解決するためロータ部に防振ゴムを設けたり、ファンのシャフト受け部に防振ゴムを設けたりして音を低減していた。

この共振音の原因の一つとして周期的な電流波形の歪が挙げられ、電流波形の歪の一つとしてインバータのデッドタイム歪が考えられる。ＰＷＭを行うインバータに使用される各種スイッチング素子および駆動回路には、スイッチング遅れが存在し、このため、スイッチング素子の制御には、上下アーム短絡を防止するための余裕期間、いわゆるデッドタイムの設定を要する。そしてこのデッドタイムの影響によりインバータの出力に歪、すなわち、デッドタイム歪を生じる。

そこで、従来のパルス幅変調インバータ（以下ＰＷＭインバータという）では、例えば特許文献１に記載のように、ＰＷＭインバータ出力の各相に電流検出器を設け、これらの電流検出器から得られた各相電流の極性に応じてＰＷＭインバータ主回路の各相アームの正側と負側のスイッチング素子に与えるゲート信号を補正してデッドタイムによる電圧歪みを補正していた。

特開昭６０−２０７４６４号公報

しかしながら、ファンとロータの共振音を下げるために防振ゴムを設ける方法は、モータやファンの構造が複雑になり、原価が高くなるという問題があった。

また、特許文献１に開示されたデッドタイム歪の補正では、デッドタイム歪は改善でき、電流の実効値は指令値どおりにできるが、ＰＷＭ周期分の誤差や電流検出誤差による電流ゼロクロス点の誤差で、補正が時間的にずれ、ファンとロータの共振音は大きくなるという欠点があった。

そこで、本発明は、このような問題点を解決するもので、ファンとロータの共振による音を低減した高効率なモータ制御装置を提供することを課題とする。

本発明のモータ制御装置は、直流電源に接続され、直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、３相モータを駆動制御するインバータと、負荷を回転駆動する３相モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、ベクトル制御部のモータ電流の符号情報を生成するモータ電流符号情報生成部と、のモータ電流符号情報生成部が生成したモータ電流の符号情報からデッドタイム歪補償の値を生成するデッドタイム歪補償生成部と、ベクトル制御部の演算した印加電圧にデッドタイム歪補償生成部が演算したデッドタイム歪補償の値を加算するデッドタイム歪補償加算部と、デッドタイム歪補償加算部の信号に基づいてインバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部とを備え、デッドタイム歪補償の値は電流ゼロクロス付近で段階的に変化させる。

本発明によれば、ファンとロータの共振による音を低減したモータ制御装置を提供することができる。

本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置の内部の構成と、この直流モータ制御装置と電源と３相交流同期電動機と負荷との関連を示す図である。 回転数と音周波数に対するファン騒音の特性を示す図である。 デッドタイム歪について説明する図である。 従来のデッドタイム歪補償について説明する図である。 従来のデッドタイム歪補償の問題点について説明する図である。 本発明の第１実施形態において、デッドタイム歪補償を段階的に変化させた場合の図である。 本発明の第１実施形態において、デッドタイム歪補償を直線的に変化させた場合の図である。 本発明の第４実施形態に係る空気調和機の構成を示す図である。

以下に本願の発明を実施するための形態を、図面を参照して説明する。まず、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置を図１〜図７を参照して説明する。

図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の内部の構成と、このモータ制御装置１１と直流電源１２と３相交流同期電動機（適宜「モータ」もしくは「３相モータ」と略す）１３と負荷（ファン）１４との関連を示す図である。

図１において、モータ制御装置１１は、ＤＣ−ＡＣ電力変換器であるインバータ１５とインバータ１５を制御する制御装置１７とを備えて構成されている。

また、制御装置１７は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス生成部２２とベクトル制御部１８とモータ電流符号情報生成部１９とデッドタイム歪補償演算部２０とデッドタイム歪補償加算部２１とを備えて構成されている。

第１実施形態のモータ制御装置１１の特徴は、デッドタイム歪補償を電流ゼロクロスの前後で段階的に変化させて与えることである。この方法によって、モータ１３と負荷であるファン１４の共振による騒音を低減するものである。

この共振による騒音を除去する方法を特徴とする第１実施形態のモータ制御装置１１の詳細を説明する前に、モータとファンの共振による騒音について先に説明し、その後、あらためて、図１の第１実施形態のモータ制御装置１１について詳細に説明する。

モータ１３（図１）でファン１４（図１）を駆動した際に発生する騒音について説明する。図２は、ファン１４の騒音の回転数に対する特性の一例を示す図である。図２において、横軸は回転数［ｍｉｎ−１］であり、縦軸は音周波数で、色の濃さが騒音［ｄＢ］を示している。なお、回転数［ｍｉｎ−１］とは回転数／分である。また、ｒｐｍ（rotation per minute）に相当する。また、以下においては、例えば５２０回転数／分を５２０ｍｉｎ−１とのように簡略化して表記するものとする。データは回転数を１０ｍｉｎ−１毎に振ってデータを取得したものである。色の濃いところは音周波数で２８０Hz、３１０Ｈｚ近傍に現れるが、音が大きい回転数と小さい回転数があることがわかる。ここで音の大きい回転数とは７８０ｍｉｎ−１、５２０ｍｉｎ−１、３９０ｍｉｎ−１、２７０ｍｉｎ−１、１３０ｍｉｎ−１近傍である。これはまた高回転に比べて低回転はファンが発生する音の合計が小さいため、３１０Hzの周波数の騒音の絶対値が小さくても聴感が悪くなるという特徴がある。

回転数７８０ｍｉｎ−１を基準とすれば、モータが３相交流同期電動機であるので、モータの極数が８極であれば、モータの電気周波数は５２Ｈｚ［５２０／｛６０×（２／８）｝］である。この５４Ｈｚを基本周波数として６次成分の３１２Ｈｚ付近の加振トルクにより音が発生していることがわかる。このような考え方を展開すると５２０、３９０、３１０、２６０、１９０、１６０、１３０、１１０ｍｉｎ−１は順に９次、１２次、１５次、１８次、２４次、３０次、３６次、４２次となる。グラフ中にはそれぞれの次数の周波数とファン回転数の関係を点線の直線で表しており、この直線と音の共振周波数（グラフ中の実線）が公差する点が、共振音が発生する回転数とそのときの周波数を表すことになる。

したがって、ファン１４とモータ（モータのロータ）１３との共振音を消去するには、これらの高次成分への対策をとることになる。

図１の本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の構成について、あらためて詳細に説明する。

前記したように、図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御装置１１の構成と、直流電源１２とモータ１３とファン（負荷）１４との関連を示す図である。

図１において、モータ制御装置１１は、直流電源１２から直流電力を受けて、３相交流電力に変換する。また、モータ（３相交流同期電動機）１３は、モータ制御装置１１から３相交流電力を供給され、駆動制御されて回転し、ファン１４を回転駆動させる。

次に、モータ制御装置１１の、詳細について説明する。図１において、前記したように、モータ制御装置１１は、直流電力を可変電圧可変周波数の３相交流電力に変換するインバータ１５（電力変換器）とインバータ１５を制御する制御装置１７とを備えて構成されている。また、直流母線電流検出回路１６をインバータ１５の直流電源に備えている。

また、インバータ１５は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード素子から構成された電力変換主回路５１と、後記するＰＷＭパルス生成部２４からのＰＷＭパルス信号１７Ａに基づいて電力変換主回路５１のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）へのゲート信号を発生するゲート・ドライバ５２とを備えて構成されている。

ＩＧＢＴが直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｕｐ）と下アーム（Ｓｕｐ）の接続点は、Ｕ相の交流出力端子となっている。

同様に直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｖｐ、Ｓｖｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｖｐ）と下アーム（Ｓｖｎ）の接続点は、Ｖ相の交流出力端子となっている。

また、直列に接続されてレッグを構成するＩＧＢＴ（Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）は、直流電源１２の間に接続され、それぞれの上アーム（Ｓｗｐ）と下アーム（Ｓｗｎ）の接続点は、Ｗ相の交流出力端子となっている。

以上のＩＧＢＴ（Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ）を制御装置１７がゲート・ドライバ５２を介して、適切に制御をすることにより、直流電源１２の直流電力は、可変電圧可変周波数の３相交流電力が前記のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流出力端子から出力される。

また、制御装置１７は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス生成部２２とベクトル制御部１８とモータ電流符号情報生成部１９とデッドタイム歪補償演算部２０とデッドタイム歪補償加算部２１とを備えて構成されている。

ベクトル制御部１８は、直流母線電流検出回路１６で検出された直流母線電流情報（適宜「相電流の情報」と表記する）１６Ａをもとに永久磁石同期モータ１３への基本波印加電圧指令１８Ｂと永久磁石同期モータ１３のモータ電流の情報１８Ａを算出する。

また、モータ電流符号情報生成部１９は、モータ電流情報１８Ａからモータ電流符号情報１９Ａ作成し、デッドタイム歪補償生成部２０へ出力する。
また、デッドタイム歪補償生成部２０は、モータ電流符号情報１９Ａをもとに、デッドタイム歪補償の値１９Ａを演算し、デッドタイム歪補償加算部２０へ出力する。デッドタイム歪補償の演算の仕方は後述する。

また、デッドタイム歪補償加算部２０は、基本波印加電圧指令１８Ｂにデッドタイム歪補償の値２０Ａを加算して印加電圧指令２１Ａを出力する。

また、ＰＷＭパルス生成部２２は、印加電圧指令２１Ａと内部に有するキャリア信号を基にしてＰＷＭパルス信号１７Ａへ変換する。

なお、ベクトル制御部１８のベクトル制御は、例えば、「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論Ｄ、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」に示されている方式を用いることで実現可能である。

直流母線電流検出回路１６は、直流電源１２の負側の直流母線に接続され、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の脈流が混載した相電流情報を取得する。取得された相電流情報は、直流母線電流情報（相電流の情報）１６Ａとして、ベクトル制御部１８へ出力される。

なお、相電流情報の取得する方法は、例えば、特開２００４−４８８８６号に開示されている方式などで可能である。

デッドタイム歪補償の演算方法について本発明の演算方法を説明する前に、デッドタイム歪補償を行わない例について図３を用いて説明する。デッドタイム歪補償を行わない場合、図３のように指令電圧が正弦波となるが、モータ相電流が正の間はデッドタイムにより下アーム還流の時間が増え、実際の印加電圧は下がる。モータ相電流が負の間はデッドタイムにより上アーム還流の時間が増え、実際の印加電圧は上がる。これがデットタイム歪であり、モータ電流の歪となる。特に指令電圧の振幅が低い場合において電流が正常に流れないなどの問題が発生する。

従来のデッドタイム歪補償の演算方法について図１および図４を用いて説明する。図４のようにモータ電流情報１８Ａからモータ電流符号情報生成部１９はモータ電流の正負を判定してモータ電流符号情報１９Ａを作成する。デッドタイム歪補償生成部２０は指令電圧をモータ相電流が正の間は電圧指令をＰＷＭのカウントでデッドタイムの１／２相等分だけ上げ、モータ相電流が負の間は電圧指令をＰＷＭのカウントでデッドタイムの１／２相等分だけ下げるようにデッドタイム歪補償の値２０Ａを生成する。このようにすることで実際の印加電圧は正弦波とすることができる。

従来のデッドタイム歪補償の演算方法によると、ＰＷＭ周期分の誤差や電流検出誤差による電流ゼロクロス点の誤差で、モータ電流符号情報１９Ａが時間的にずれ、図５のように電流ゼロクロス点付近で印加電圧がずれ、そのずれはデッドタイム歪補償を行う前よりも大きくなり、ファンとロータの共振音は大きくなるという欠点があった。

本発明の第１実施形態においては、デッドタイム歪補償生成部２０は図６のようにデッドタイム歪補償値２０Ａを電流ゼロクロス付近で段階的に変化させる。こうすることでＰＷＭ周期分の誤差や電流検出誤差による電流ゼロクロス点の誤差を吸収でき、ＰＷＭ周期分の誤差や電流検出誤差による電流ゼロクロス点の誤差が原因で発生する印加電圧のずれを小さくすることができる。従ってファンとロータの共振音を低減できる。

また、段階的に変化させる幅を細かくして図７のように直線的に変化させてもよい。

また、より滑らかな変化となるように曲線的に変化させてもよい。

以上のように第１実施形態によりデッドタイム歪補償が原因のファンとロータの共振音を低減することができる。

次に第２実施形態について説明する。第２実施形態は図４の従来のデッドタイム歪補償値の演算においてデッドタイム歪補償値の大きさは一定値として与えていたものに対して、指令電圧の振幅に応じてデッドタイム歪補償値の大きさを可変させるものである。

回転数や負荷が大きくなり指令電圧の振幅が大きくなるとデッドタイム歪は相対的に小さくなり、デッドタイム歪補償値を小さくしても制御に与える影響は少なくなる。デッドタイム歪補償値を小さくすることで図５に示した印加電圧のずれは小さくすることができるためファンとロータの共振音を低減することができる。

指令電圧振幅の代わりに、少なくとも、ファンモータの回転数、モータ電流の大きさ、電圧変調率等の何れかを用いてもよい。

以上のように第２実施形態によりデッドタイム歪補償が原因のファンとロータの共振音を低減することができる。

次に第３実施形態について説明する。第３実施形態は第１実施形態の特徴と第２実施形態の特徴を併せ持つものであり、図６の第１実施形態のデッドタイム歪補償値の演算においてデッドタイム歪補償値の大きさは一定値として与えていたものに対して、指令電圧の振幅に応じてデッドタイム歪補償値の大きさを可変させるものである。

回転数や負荷が大きくなり指令電圧の振幅が大きくなるとデッドタイム歪は相対的に小さくなり、デッドタイム歪補償値を小さくしても制御に与える影響は少なくなる。デッドタイム歪補償値を小さくすることで第１実施形態よりもさらにファンとロータの共振音を低減することができる。

指令電圧振幅の代わりに、少なくとも、ファンモータの回転数、モータ電流の大きさ、電圧変調率等の何れかを用いてもよい。

以上のように第３実施形態によりデッドタイム歪補償が原因のファンとロータの共振音を低減することができる。

次に、第４実施形態ついて説明する。本実施形態では、第１実施形態から第３実施形態で説明したモータ制御装置１１を、空気調和機１００の室外機１０１のファンのモータ制御装置１０８に適用した。

図８は、本発明の第４実施形態に係る空気調和機１００の構成例を示す図である。図８において、空気調和機１００は、外気と熱交換を行う室外機１０１、室内と熱交換を行う室内機１０２、両者をつなぐ配管１０３とを備えて構成される。

室外機１０１は、冷媒を圧縮する圧縮機１０４と、外気と熱交換する熱交換機１０５と、この熱交換機１０５に送風する室外ファン１０６と、この室外ファン１０６を回転する室外ファンモータ１０７と、この室外ファンモータ１０７を駆動するモータ制御装置１０８とを備えて構成される。なお、モータ制御装置１０８には、第１実施形態から第４実施形態のモータ制御装置１１が適用され、室外ファンモータ１０７は３相モータ１３、室外ファン１０６は負荷１４に相当する。

また、室内機１０２は、室内と熱交換を行う熱交換機１０９と、室内に送風する送風機１１０とを備えて構成される。

第４実施形態では、前記したように、第１実施形態から第３実施形態のモータ制御装置１１を空気調和機１００に適用する。すなわち、インバータ１５を制御する制御装置１７において、デッドタイム歪補償値を段階的に変化させたり、デッドタイム歪補償値の大きさを指令電圧振幅の大きさで変化させることにより、ファン１４とロータ（モータ１３）の共振音を低減する。

第４実施形態により、室外ファンモータ１０７のロータ部の防振ゴムやファン部の防振ゴムを使うことなく、音の低減ができるので静かな空気調和機１００を安価に製作することが可能となる。

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態およびその変形に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。

前記の本実施形態の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、プログラム変更可能なソフトウェアにより実現してもよい。また、ハードウェアとソフトウェアを混載してもよい。

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加える事も可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、説明を明確に行うために、主に負荷としてファンを駆動する場合の説明を行ったが、構造的な共振周波数に起因する音の低減に本発明は有効であり、負荷としてファンに限定するものではない。

直流母線電流検出回路１６による相電流情報の取得は、特開２００４−４８８８６号に開示されている方式など、一般的な方式を用いる事で可能であり、検出方式を特定するものではない。

ベクトル制御部１８は、「「高速用永久磁石同期モータの新ベクトル制御方式の検討」電学論Ｄ、 Vol.129 (2009) No.1 pp.36-45」や、「「家電機器向け位置センサレス永久磁石同期モータの簡易ベクトル制御」 電学論Ｄ、 Vol.124 (2004) No.11 pp.1133-1140」で提案されている方式など、一般的なベクトル制御を用いることで実現可能であり、制御方式を特定するものではない。

また電力変換主回路５１のスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、他の半導体素子のスイッチング素子を用いてもよく、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）でもよい。また、素子の組成として、ＳｉＣ（Silicon Carbide、炭化ケイ素）やＧａＮ（Gallium Nitride、窒化ガリウム）を用いた半導体素子でもよい。

図１におけるゲート・ドライバ５２は、ＰＷＭパルス生成部２２の信号の駆動能力を高めることに主機能があるので、ＰＷＭパルス生成部２２の出力部に充分な駆動能力があるか、もしくはゲート・ドライバ５２の機能をＰＷＭパルス生成部２２に内蔵すれば、インバータ１５にゲート・ドライバ５２を備えなくともよい。

１１、１０８ モータ制御装置
１２ 直流電源
１３ モータ、３相モータ、３相交流同期電動機
１４ 負荷、ファン
１５ インバータ、電力変換回路
１６ 直流母線電流検出回路
１７ 制御装置
１８ ベクトル制御部
１９ モータ電流符号情報生成部
２０ デッドタイム歪補償生成部
２１ デッドタイム歪補償加算部
２２ ＰＷＭパルス生成部
５１ 電力変換主回路
５２ ゲート・ドライバ
１００ 空気調和機
１０１ 室外機
１０２ 室内機
１０３ 配管
１０４ 圧縮機
１０５ 熱交換器（室外の熱交換器）
１０６ 室外ファン
１０７ 室外ファンモータ
１０９ 熱交換器（室内の熱交換器）
１１０ 送風機

Claims (5)

1. 直流電源に接続され、直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
   負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
   前記ベクトル制御部のモータ電流の符号情報を生成するモータ電流符号情報生成部と、前記のモータ電流符号情報生成部が生成したモータ電流の符号情報からデッドタイム歪補償の値を生成するデッドタイム歪補償生成部と、
   前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記デッドタイム歪補償生成部が演算したデッドタイム歪補償の値を加算するデッドタイム歪補償加算部と、
   前記デッドタイム歪補償加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
   を備え、
   前記デッドタイム歪補償の値は電流ゼロクロス付近で段階的に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
2. 直流電源に接続され、直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
   負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
   前記ベクトル制御部のモータ電流の符号情報を生成するモータ電流符号情報生成部と、前記のモータ電流符号情報生成部が生成したモータ電流の符号情報からデッドタイム歪補償の値を生成するデッドタイム歪補償生成部と、
   前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記デッドタイム歪補償生成部が演算したデッドタイム歪補償の値を加算するデッドタイム歪補償加算部と、
   前記デッドタイム歪補償加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
   を備え、
   前記デッドタイム歪補償の値の大きさは、少なくとも、指令電圧の振幅、モータの回転数、又は、電圧変調率で可変させることを特徴とするモータ制御装置。
3. 直流電源に接続され、直流電源の直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換して、モータを駆動制御するインバータと、
   負荷を回転駆動する前記モータに印加する電圧を演算するベクトル制御部と、
   前記ベクトル制御部のモータ電流の符号情報を生成するモータ電流符号情報生成部と、前記のモータ電流符号情報生成部が生成したモータ電流の符号情報からデッドタイム歪補償の値を生成するデッドタイム歪補償生成部と、
   前記ベクトル制御部の演算した印加電圧に前記デッドタイム歪補償生成部が演算したデッドタイム歪補償の値を加算するデッドタイム歪補償加算部と、
   前記デッドタイム歪補償加算部の信号に基づいて前記インバータをパルス幅制御するＰＷＭパルス生成部と、
   を備え、
   前記デッドタイム歪補償の値の大きさは、少なくとも、指令電圧の振幅、モータの回転数、又は、電圧変調率で可変させ、かつ、
   前記デッドタイム歪補償の値は電流ゼロクロス付近で段階的に変化させることを特徴とするモータ制御装置。
4. 前記モータの負荷がファンであることを特徴する請求項１乃至請求項３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載したことを特徴とする空気調和機。