WO2017029694A1 - 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置 - Google Patents

電動機駆動装置および冷凍サイクル装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2017029694A1
WO2017029694A1 PCT/JP2015/072963 JP2015072963W WO2017029694A1 WO 2017029694 A1 WO2017029694 A1 WO 2017029694A1 JP 2015072963 W JP2015072963 W JP 2015072963W WO 2017029694 A1 WO2017029694 A1 WO 2017029694A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
voltage
current
correction
electric motor
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/072963
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
篠本　洋介
卓也 下麥
啓介 植村
和徳 畠山
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to JP2017535167A priority Critical patent/JP6430022B2/ja
Priority to PCT/JP2015/072963 priority patent/WO2017029694A1/ja
Publication of WO2017029694A1 publication Critical patent/WO2017029694A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor driving device and a refrigeration cycle device for driving an electric motor.
  • a short circuit prevention time is provided in order to prevent a short circuit caused by simultaneously turning on a pair of switching elements corresponding to the same phase among the switching elements constituting the inverter. It is known that the output voltage of the inverter is distorted during the short circuit prevention time. Compensation methods for voltage distortion in the short-circuit prevention time have been studied from the past.
  • Patent Document 1 a voltage command of a phase in which the current command value is close to zero, that is, the polarity of the current command value changes, is corrected to a predetermined voltage value regardless of the polarity of the current, and the other phase has a polarity. A technique for correcting the voltage command accordingly is shown.
  • Patent Document 2 discloses a technique for generating a current command value having a lead phase more than the current detection value and correcting the voltage command value on the orthogonal coordinates using the current command value. Further, Patent Document 2 discloses a technique for dividing a compensation amount of a phase into another phase when a one-phase switching element corresponds to an all-on or all-off section by a two-phase modulation method.
  • Patent Document 1 in the vicinity where the current becomes zero, the polarity of the voltage command value is corrected to be a predetermined voltage value while the polarity of the voltage command value is not corrected, so that the polarity assumed in the correction is the actual output.
  • the correction distortion due to the difference from the polarity of the current that is, the correction distortion due to the difference in polarity is reduced.
  • the amount of distortion correction since the amount of distortion correction is limited, a sufficient distortion suppression effect cannot be obtained, and the voltage distortion during the short-circuit prevention time cannot be corrected with high accuracy. There are challenges.
  • Patent Document 2 reduces the compensation amount, that is, the correction amount for correcting the distortion in the short-circuit prevention time in a period in which the current is relatively large before and after the phase current zero-crossing point, that is, the phase current polarity changes, The maximum compensation amount is obtained at the phase current zero crossing point that requires a large compensation amount.
  • the method described in Patent Document 2 has a problem that correction distortion due to a difference in polarity cannot be avoided because a compensation amount is added to all phases.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an electric motor drive device that can correct voltage distortion in a short-circuit prevention time with high accuracy.
  • an electric motor driving device includes an inverter that outputs AC power to each of a plurality of phases of the electric motor.
  • the voltage of the AC power output to the first phase corresponds to the voltage command value of the first phase.
  • the voltage of the AC power output to the second phase of the plurality of phases is lower or higher than the voltage corresponding to the voltage command value of the second phase.
  • the electric motor drive device and the refrigeration cycle apparatus according to the present invention have an effect that voltage distortion in the short-circuit prevention time can be corrected with high accuracy.
  • the figure which shows the circuit structural example of the electric motor drive device concerning this invention The figure which shows the structural example of a control circuit
  • the figure which shows an example of the drive signal input into an inverter main circuit from an inverter control circuit, ie, an on-off signal The figure which expanded the field shown in FIG. Diagram showing two methods of comparative example
  • the flowchart which shows an example of the process sequence in a correction voltage generation part.
  • the flowchart which shows an example of the process sequence in the correction voltage production
  • the figure which shows the structural example of the air conditioner of Embodiment 2.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration example of an electric motor drive device according to the present invention.
  • an electric motor drive device 100 converts a direct current into a three-phase alternating current, that is, alternating current power, and outputs it to a three-phase electric motor 3.
  • the inverter main circuit 4 that is an inverter that drives the electric motor 3
  • the inverter control circuit 5 that is a control unit that generates a PWM (Pulse Width Modulation) signal for controlling the inverter main circuit 4, and the smoothing capacitor 2
  • a voltage detector 8 that detects a DC voltage that is a voltage.
  • current measuring devices 6 and 7 for measuring a current flowing through the electric motor 3, that is, a motor current are provided.
  • the current measuring devices 6 and 7 are provided in two phases, and the motor current for three phases is obtained from the detection result of the two-phase motor current.
  • the current measuring devices are provided in three phases, respectively. May be.
  • the electric motor drive device 100 includes an air conditioner, a refrigerator, a washing dryer, a refrigerator, a dehumidifier, a heat pump type water heater, a showcase, a vacuum cleaner, a fan motor, a ventilation fan, a hand dryer, and an induction heating electromagnetic wave. It can be used as a device for driving a motor in a cooker or the like.
  • the inverter main circuit 4 applies voltages Vu, Vv, and Vw to the U-phase, V-phase, and W-phase windings of the electric motor 3, respectively.
  • the inverter main circuit 4 includes switching elements 4a and 4b which are series connected switching elements corresponding to the U phase, switching elements 4c and 4d which are series connected switching elements corresponding to the V phase, and a W phase. And switching elements 4e and 4f, which are a group of switching elements connected in series.
  • a pair of switching element 4a and switching element 4b corresponding to the same phase is defined as an arm.
  • the pair of the switching element 4c and the switching element 4d and the pair of the switching element 4e and the switching element 4f are also arms.
  • the switching elements 4a and 4b corresponding to the U phase are also called U-phase arms
  • the switching elements 4c and 4d corresponding to the V phase are also called V-phase arms
  • the switching elements 4e and 4f corresponding to the W phase are called W Also called phase arm.
  • the inverter control circuit 5 uses the motor current measured by the current measuring devices 6 and 7 and the DC voltage Vdc detected by the voltage detector 8 to generate a voltage for rotating the motor 3, that is, AC power.
  • the inverter main circuit 4 is controlled so as to be applied to 3.
  • the inverter control circuit 5 includes a voltage command calculation unit 52 that generates a voltage command value for each phase based on the motor current measured by the current measuring devices 6 and 7, and a voltage distortion during the short-circuit prevention time.
  • Inverter main circuit by generating a drive signal for PWM control of the on / off state of the switching element for each phase based on the voltage command value and the correction voltage, and a correction voltage generation unit 53 that generates a correction voltage for correction Drive signal generation unit 51 that outputs the signal to 4.
  • the drive signal generation unit 51 corrects the voltage command value based on the correction voltage, generates a carrier signal that is a reference signal having a predetermined carrier frequency and an amplitude of Vdc / 2, and corrects the carrier signal and the corrected signal. And a drive signal is generated based on the mutual magnitude relationship.
  • the drive signal is a PWM signal for controlling the on / off state of each switching element of the inverter main circuit 4, and indicates a value indicating that the switching element is turned on or closed, and indicates that the switching element is turned off or opened. It is a pulse-like signal that takes one of the values.
  • Each switching element constituting the inverter main circuit 4 applies a current to the motor 3 by performing a switching operation according to a drive signal.
  • Any element may be used as the switching elements 4a, 4b, 4c, 4d, 4e, and 4f, but wide band gap semiconductors such as GaN (gallium nitride), SiC (silicon carbide: silicon carbide), and diamond are used. Can be used.
  • the withstand voltage is high and the allowable current density is also high, so that the module can be miniaturized. Since the wide band gap semiconductor has high heat resistance, it is possible to reduce the size of the radiating fin of the radiating portion.
  • the drive signal generation unit 51, the voltage command calculation unit 52, and the correction voltage generation unit 53 included in the inverter control circuit 5 are a dedicated hardware and a CPU (Central Processing) that executes a program stored in the memory and the memory.
  • a control circuit including a unit, a central processing unit, a processing unit, an arithmetic unit, a microprocessor, a microcomputer, a processor, and a DSP (Digital Signal Processor) may be used.
  • the memory is, for example, a RAM (Random Access Memory), a ROM (Read Only Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), an EEPROM (Electrically Portable Memory), or the like.
  • Volatile semiconductor memories, magnetic disks, flexible disks, optical disks, compact disks, mini disks, DVDs (Digital Versatile Disks), and the like are applicable.
  • the drive signal generation unit 51, the voltage command calculation unit 52, and the correction voltage generation unit 53 constituting the inverter control circuit 5 are realized by dedicated hardware, these are, for example, a single circuit, a composite circuit, a programming Processor, parallel programmed processor, ASIC (Application Specific Integrated Circuit), FPGA (Field Programmable Gate Array), or a combination thereof.
  • this control circuit is, for example, a control circuit 200 configured as shown in FIG. It is.
  • the control circuit 200 includes a processor 201 that is a CPU and a memory 202.
  • the processor 201 is stored in the memory 202. This is realized by reading and executing a program corresponding to the processing of each part of the inverter control circuit 5.
  • the memory 202 is also used as a temporary memory in each process executed by the processor 201.
  • the inverter main circuit 4 generally performs PWM control in the inverter main circuit 4, the voltage output from the inverter main circuit 4 is a voltage engraved with a period corresponding to the carrier frequency as a unit.
  • the carrier frequency is a frequency higher than the rotation frequency of the electric motor 3.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a drive signal that is input from the inverter control circuit 5 to the inverter main circuit 4, that is, an on / off signal.
  • the first stage of FIG. 3 shows a carrier wave signal, and the second stage shows a drive signal a that is a drive signal for the switching element 4a.
  • the third stage of FIG. 3 shows a drive signal b which is a drive signal for the switching element 4b, the fourth stage shows a drive signal c which is a drive signal for the switching element 4c, and the fifth stage shows switching.
  • a driving signal d that is a driving signal for the element 4d is shown
  • a driving signal e that is a driving signal for the switching element 4e is shown in the sixth stage
  • a driving signal f that is a driving signal for the switching element 4f is shown in the seventh stage. Is shown.
  • a region 300 in FIG. 3 is a region where the drive signal c changes from a value indicating OFF to a value indicating ON, and the drive signal d changes from a value indicating ON to a value indicating OFF.
  • FIG. 4 is an enlarged view of the region 300 shown in FIG.
  • a short-circuit prevention time Td is provided as shown in FIG. 4 in order to prevent a short circuit caused by simultaneously turning on two switching elements constituting one arm.
  • the short-circuit prevention time is also called dead time.
  • the output voltage of the inverter main circuit 4 becomes non-linear with respect to the voltage command value, and the output voltage output from the inverter main circuit 4 to the electric motor 3 is distorted.
  • the adverse effects due to voltage distortion are as described in the prior art documents, such as fluctuations in the rotational speed of the motor 3 and increase in electromagnetic noise from the motor 3.
  • the voltage may be corrected according to the polarity of the current.
  • the absolute value v (v> 0) of the correction amount is determined in advance, and the polarity of the correction voltage is determined according to the polarity of the current.
  • the amount of detected current is extremely small, and there is a risk of erroneous correction due to erroneous detection of the polarity of the current.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating two methods of the comparative example.
  • the Td correction voltage (1) indicates a correction voltage for correcting distortion due to the dead time when the first method is used
  • the Td correction voltage (2) is a dead time when the second method is used.
  • the correction voltage for correcting distortion due to the above is shown.
  • the first method is a method in which a threshold value ⁇ ( ⁇ > 0) is determined and the correction amount is set to 0 if the motor current is in the range of ⁇ to ⁇ .
  • a trapezoidal correction voltage is formed by adding a gradient to the current in a period in which the motor current is in the range of - ⁇ to ⁇ .
  • the correction voltage for distortion due to the dead time within the period when the motor current is in the range of ⁇ to ⁇ that is, the ta period in FIG. 5 and the correction voltage for distortion due to the dead time outside the ta period are shown.
  • the accuracy of correction of distortion due to dead time decreases.
  • the motor current is larger by two digits or more than ⁇
  • the ta period is short.
  • the motor current is close to ⁇
  • the ta period shown in FIG. 5 becomes long, and the correction voltage in the ta period is distorted due to dead time.
  • the effect on the overall correction becomes larger.
  • the first method the period during which the voltage correction is 0 becomes longer, and in the second method, the trapezoidal gradient becomes gentle.
  • the voltage correction described below is performed, so that the correction of the distortion due to the dead time can be reliably corrected and the current polarity can be corrected even during the period in which the motor current becomes ⁇ to ⁇ .
  • the voltage correction described below is performed, so that the correction of the distortion due to the dead time can be reliably corrected and the current polarity can be corrected even during the period in which the motor current becomes ⁇ to ⁇ .
  • FIG. 6 is a diagram showing a relationship between a voltage command value as a control command of the inverter control circuit 5, an output voltage actually output from the inverter main circuit 4, and a motor current.
  • the output voltage 403 that is actually output from the inverter main circuit 4 due to the influence of the dead time is obtained despite the fact that the inverter control circuit 5 outputs the voltage command value 401 in the form of a sine wave. It does not become a sine wave shape.
  • the output voltage 403 actually output from the inverter main circuit 4 is offset to the negative side when the motor current 402 is positive, and is offset to the positive side when the motor current 402 is negative. For this reason, when the polarity of the motor current 402 is switched, distortion occurs in the output voltage 403 as shown by a portion surrounded by a dotted line in FIG.
  • the correction voltage is set to 0 within the period in which the motor current becomes ⁇ to ⁇ , as shown in the comparative example, the distortion due to the dead time as described above. Cannot be corrected with high accuracy. Therefore, in the present embodiment, the voltage of the phase other than the phase in which the motor current is in the range of ⁇ to ⁇ is corrected within the period in which the motor current is in the range of ⁇ to ⁇ .
  • the electric motor 3 generally has three phases, and as described above, these three phases are called a U phase, a V phase, and a W phase. Since the voltage is applied to the electric motor 3 by the line voltage of each phase, correcting the line voltage instead of the phase voltage itself is substantially synonymous with correcting the phase voltage.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a Td correction voltage that is a correction voltage for correcting distortion due to dead time according to the present embodiment.
  • a period tu is a period in which the U-phase motor current is within the threshold
  • a period tv is a period in which the V-phase motor current is within the threshold
  • a period tw is a period in which the W-phase motor current is within the threshold.
  • the motor current below the threshold indicates that the motor current is ⁇ to ⁇ , that is, the absolute value of the motor current is below the threshold ⁇ .
  • the Td correction voltage (U phase) which is the correction voltage for the U phase voltage
  • U phase which is the correction voltage for the U phase voltage
  • a correction error due to erroneous detection of the polarity of the motor current does not occur.
  • the output voltage from the inverter main circuit 4 is distorted in the line voltage.
  • the correction voltage for correcting the distortion due to the dead time to be corrected in the U phase is increased or decreased to the V phase and W phase correction voltages. In other words, the correction of Td in the U phase is performed.
  • the V-phase and W-phase correction voltages are set to 0, respectively.
  • the two correction voltages for phases other than the phase for which the current is equal to or less than the threshold value distortion due to dead time of the phase for which the motor current is equal to or less than the threshold value is corrected.
  • the motor current is below the threshold, that is, in the vicinity of the change point of the polarity of the motor current.
  • the voltage of the AC power that is output to the first phase is The voltage corresponding to the voltage command value of the first phase
  • the voltage of the AC power output to the second phase that is a phase other than the first phase among the plurality of phases is the voltage command of the second phase Lower or higher than the voltage corresponding to the value.
  • the inverter control circuit 5 applies a voltage to be applied to each of one or more second phases other than the first phase among the plurality of phases when the current flowing in the first phase is equal to or less than a threshold value.
  • a drive signal that changes in accordance with the correction voltage for correcting the voltage applied to the first phase is output.
  • FIG. 8 is a flowchart illustrating an example of a processing procedure in the correction voltage generation unit 53 of the present embodiment. It is assumed that the absolute value v of the correction voltage for correcting distortion due to dead time is calculated in advance and held by the correction voltage generation unit 53. When v is defined as a function such as a motor current, this function is set in the correction voltage generation unit 53, or the correction voltage generation unit 53 determines the correspondence between the motor current and the absolute value of the correction voltage. Assume that it is held by a table or the like. As shown in FIG. 8, the correction voltage generation unit 53 obtains the current of each phase, that is, the motor current from the detection result of the motor current by the current measuring devices 6 and 7, and whether there is a phase in which the current is within the threshold value. Is determined (step S1).
  • the correction voltage generation unit 53 determines which phase is the phase in which the current is within the threshold (step S2).
  • the correction voltage generation unit 53 sets the U phase voltage, that is, the U phase correction voltage to 0, and the V, W phase voltage, that is, V, The W-phase correction voltage is set to the self-phase + U-phase (step S3).
  • the correction voltage generation unit 53 sets the U-phase correction voltage to 0, and the desired correction voltage ⁇ Vu for the U, V, and W phases according to the polarities of the U, V, and W phase motor currents. , ⁇ Vv, ⁇ Vw.
  • the desired correction voltages ⁇ Vu, ⁇ Vv, and ⁇ Vw are v when the polarity of the motor current of the corresponding phase is positive, and ⁇ v when the polarity of the motor current of the corresponding phase is negative.
  • the correction voltage generation unit 53 calculates the V-phase correction voltage and the W-phase correction voltage according to the following equation (1).
  • V-phase correction voltage ⁇ Vv + ( ⁇ ⁇ Vu)
  • W-phase correction voltage ⁇ Vw + ( ⁇ ⁇ Vu) (1)
  • the correction voltage generation unit 53 sets the V phase voltage, that is, the V phase correction voltage to 0, and the U, W phase voltage, that is, U, The W-phase correction voltage is set to the self-phase + V-phase (step S4).
  • the U and W phase correction voltages can be calculated by the following equation (3).
  • U-phase correction voltage ⁇ Vu + ( ⁇ ⁇ Vv)
  • W-phase correction voltage ⁇ Vw + ( ⁇ ⁇ Vv) (3)
  • the correction voltage generation unit 53 sets the W phase voltage, that is, the W phase correction voltage to 0, and the U and V phase voltages, that is, U,
  • the V-phase correction voltage is set to the self-phase + W-phase (step S5).
  • the U and V phase correction voltages can be calculated by the following equation (4).
  • U-phase correction voltage ⁇ Vu + ( ⁇ ⁇ Vw)
  • V-phase correction voltage ⁇ Vv + ( ⁇ ⁇ Vw) (4)
  • the correction voltage generation unit 53 sets the correction voltages for all phases U, V, and W only for the own phase (step S6). That is, the correction voltage generation unit 53 sets the U, V, and W phase correction voltages to the above-described ⁇ Vu, ⁇ Vv, and ⁇ Vw, respectively.
  • FIG. 9 is a flowchart illustrating an example of a processing procedure in the correction voltage generation unit 53 in a case where the motor current of the phase in which the motor current is within the threshold value is calculated assuming three-phase equilibrium. Steps S1, S2, and S6 are the same as the example shown in FIG.
  • the correction voltage generation unit 53 obtains the U phase current by the following equation (5) (step S11).
  • the U-phase current is a U-phase motor current
  • the V-phase current is a V-phase motor current
  • the W-phase current is a W-phase motor current.
  • U phase current -V phase current-W phase current (5)
  • the correction voltage generation unit 53 calculates U, V, and W phase correction voltages in the same manner as in step S3 of FIG. 8 using the U phase current obtained in step S11 (step S12).
  • step S2 V phase When the phase within which the current is within the threshold is the V phase (step S2 V phase), the correction voltage generation unit 53 obtains the V phase current by the following equation (6) (step S13).
  • V phase current -U phase current-W phase current (6)
  • the correction voltage generation unit 53 uses the V-phase current obtained in step S13 to calculate U, V, and W-phase correction voltages in the same manner as in step S4 of FIG. 8 (step S14).
  • step S2 W phase When the phase within which the current is within the threshold is the W phase (step S2 W phase), the correction voltage generation unit 53 obtains the W phase current by the following equation (7) (step S15).
  • W phase current ⁇ U phase current ⁇ V phase current (7)
  • the correction voltage generation unit 53 uses the W-phase current obtained in step S15 to calculate U, V, and W-phase correction voltages in the same manner as in step S5 of FIG. 8 (step S16).
  • the motor current can be detected with high accuracy by calculating the motor current of the phase whose current is within the threshold using the motor current of the other phase, and is similar to the example of FIG. 8.
  • the distortion due to the dead time is corrected by the voltage of the other phase, it is possible to suppress erroneous correction due to occurrence of erroneous polarity detection.
  • the accuracy of the motor current of the phase whose current is within the threshold is increased, the correction accuracy when correcting the distortion by the dead time with the voltage of the other phase can be improved as compared with the example of FIG. .
  • the inverter main circuit unit 4 is formed of a wide band gap semiconductor such as GaN, SiC, diamond, etc.
  • the switching speed is fast and the dv / dt that is the time change rate of the voltage is large.
  • the distortion due to the dead time is corrected near the change point of the polarity of the motor current, there is a problem that the current change rate di / dt due to the correction changes greatly and the noise due to di / dt increases.
  • the distortion due to the dead time is corrected in the other phase near the change point of the polarity of the motor current, so that the noise depending on the distortion due to the dead time is not increased even when the wide band gap semiconductor is applied. , Distortion due to dead time can be accurately corrected.
  • the dead time is not limited to three phases, and the same dead time as that of the present embodiment is applied to an electric motor driving apparatus that controls two or more phase motors. It is possible to correct distortion. That is, the correction voltage for correcting the distortion due to the dead time of the phase whose current is within the threshold value is set to 0, and the correction voltage to be corrected for the phase whose current is within the threshold value is corrected by the correction voltage of the other phase. .
  • FIG. FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the air conditioner according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the air conditioner of the present embodiment includes the electric motor drive device 100 described in the first embodiment.
  • the compressor 81 incorporating the electric motor 3 of the first embodiment, the four-way valve 82, the outdoor heat exchanger 83, the expansion valve 84, and the indoor heat exchanger 85 are connected via the refrigerant pipe 86. It has a refrigeration cycle attached to it and constitutes a separate air conditioner.
  • Components having functions similar to those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the first embodiment.
  • a compressor 81 for compressing refrigerant and an electric motor 3 for operating the compressor 81 are provided inside the compressor 81, and the refrigerant circulates between the outdoor heat exchanger 83 and the indoor heat exchanger 85 from the compressor 81 for air conditioning and the like.
  • the refrigeration cycle to perform is comprised.
  • the structure shown in FIG. 10 is applicable not only to an air conditioner but also to a refrigeration cycle apparatus including a refrigeration cycle such as a refrigerator and a freezer.
  • the air conditioner of the present embodiment includes the electric motor drive device described in the first embodiment, voltage distortion due to dead time can be corrected with high accuracy, and the rotational speed variation of the electric motor 3 and the electric motor 3 can be corrected. The increase in electromagnetic noise from can be reduced.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本発明にかかる電動機駆動装置１００は、複数の相を有する電動機３の複数の相のそれぞれに交流電力を出力するインバータ主回路４、を備え、複数の相のうちの１つである第１の相に流れる電流が閾値以下となる場合に、第１の相に出力される交流電力の電圧は、第１の相の電圧指令値に対応する電圧であり、複数の相のうちの第２の相に出力される交流電力の電圧は、第２の相の電圧指令値に対応する電圧より低いまたは高い。

Description

電動機駆動装置および冷凍サイクル装置
　本発明は、電動機を駆動する電動機駆動装置および冷凍サイクル装置に関する。
　電動機を駆動する電動機駆動装置において、インバータを構成するスイッチング素子のうち、同一相に対応する１組のスイッチング素子が同時にオンすることで生じる短絡を防ぐため、短絡防止時間が設けられる。短絡防止時間では、インバータの出力電圧に歪みが生じることが知られている。短絡防止時間での電圧歪みの補償方法は過去より検討されている。
　例えば、特許文献１には、電流指令値がゼロに近い、すなわち電流指令値の極性が変化する相の電圧指令を、電流の極性に関わらずの所定電圧値に補正し、他相は極性に応じて電圧指令を補正する技術が示されている。
　また、特許文献２では、電流検出値よりも進み位相の電流指令値に生成し、この電流指令値を用いて直交座標上で電圧指令値を補正する技術が示されている。さらに、特許文献２では、２相変調方式により一相のスイッチング素子が全オンまたは全オフ区間に該当した場合に当該相の補償量を他相へ分割する技術が示されている。
特開平９－２６１９７４号公報 特開２００２－２４７８６０号公報
　特許文献１は電流がゼロとなる近傍では、電圧指令値の極性は補正前のままで電圧指令値を所定電圧値となるように補正することで、補正の際に仮定する極性が実際の出力電流の極性と異なることによる補正歪、すなわち極性違いによる補正歪を低減させている。しかしながら、特許文献１に記載の方法では、歪の補正量が限定的となるため、十分な歪の抑制効果が得られず、短絡防止時間での電圧歪みを高い精度で補正することができないという課題がある。
　また、特許文献２は、相電流ゼロクロス点すなわち相電流の極性が変化する点前後の、電流が比較的大きい期間では補償量すなわち短絡防止時間での歪を補正するための補正量を少なくし、大きな補償量を必要とする相電流ゼロクロス時点で最大の補償量を得るように構成している。しかしながら、特許文献２に記載の方法では、全ての相に補償量を加算するため、極性違いによる補正歪を避けることができないという課題がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、短絡防止時間での電圧歪みを高い精度で補正することができる電動機駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電動機駆動装置は、電動機の複数の相のそれぞれに交流電力を出力するインバータ、を備える。複数の相のうちの１つである第１の相に流れる電流が閾値以下となる場合に、第１の相に出力される交流電力の電圧は、第１の相の電圧指令値に対応する電圧であり、複数の相のうちの第２の相に出力される交流電力の電圧は、第２の相の電圧指令値に対応する電圧より低いまたは高い。
　本発明にかかる電動機駆動装置および冷凍サイクル装置は、短絡防止時間での電圧歪みを高い精度で補正することができるという効果を奏する。
本発明にかかる電動機駆動装置の回路構成例を示す図 制御回路の構成例を示す図 インバータ制御回路からインバータ主回路に入力される駆動信号すなわちオンオフ信号の一例を示す図 図３に示した領域を拡大した図 比較例の２つの方法を示す図 インバータ制御回路の制御指令としての電圧指令値とインバータ主回路から実際に出力される出力電圧と、モータ電流との関係を示す図 デッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧であるＴｄ補正電圧の一例を示す図 補正電圧生成部における処理手順の一例を示すフローチャート ３相平衡を仮定してモータ電流が閾値以内となる相のモータ電流を算出する場合の補正電圧生成部における処理手順の一例を示すフローチャート 実施の形態２の空気調和機の構成例を示す図
　以下に、本発明の実施の形態にかかる電動機駆動装置および冷凍サイクル装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、本発明にかかる電動機駆動装置の回路構成例を示す図である。図１に示すように、本発明にかかる電動機駆動装置１００は、直流電源１と、平滑コンデンサ２と、直流電流を３相交流電流、すなわち交流電力に変換して３相を有する電動機３に出力することにより電動機３を駆動するインバータであるインバータ主回路４と、インバータ主回路４を制御するためのＰＷＭ（Pulse　Width　Modulation）信号を生成する制御部であるインバータ制御回路５と、平滑コンデンサ２の電圧である直流電圧を検出する電圧検出器８と、を備える。インバータ主回路４と電動機３の間には、電動機３を流れる電流すなわちモータ電流を計測する電流計測器６，７が設けられている。なお、図１では、電流計測器６，７を２相に設け、２相のモータ電流の検出結果から３相分のモータ電流を求めるようにしているが、電流計測器を３相にそれぞれ設けてもよい。
　本実施の形態の電動機駆動装置１００は、空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機、ファンモータ、換気扇、手乾燥機、誘導加熱電磁調理器などにおいて、モータを駆動する装置として用いることができる。
　インバータ主回路４は、電動機３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の巻線に電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ印加する。インバータ主回路４は、Ｕ相に対応する直列接続されたスイッチング素子群であるスイッチング素子４ａ，４ｂと、Ｖ相に対応する直列接続されたスイッチング素子群であるスイッチング素子４ｃ，４ｄと、Ｗ相に対応する直列接続されたスイッチング素子群であるスイッチング素子４ｅ，４ｆとを備える。同一相に対応するスイッチング素子４ａとスイッチング素子４ｂとの対をアームと定義する。同様に、スイッチング素子４ｃとスイッチング素子４ｄとの対、およびスイッチング素子４ｅとスイッチング素子４ｆとの対もそれぞれアームである。以下、Ｕ相に対応するスイッチング素子４ａ，４ｂをＵ相のアームとも呼び、Ｖ相に対応するスイッチング素子４ｃ，４ｄをＶ相のアームとも呼び、Ｗ相に対応するスイッチング素子４ｅ，４ｆをＷ相のアームとも呼ぶ。
　インバータ制御回路５は、電流計測器６，７により計測されたモータ電流と電圧検出器８により検出された直流電圧Ｖｄｃとに基づいて、電動機３を回転駆動させるための電圧、すなわち交流電力を電動機３へ印加するようインバータ主回路４を制御する。具体的には、インバータ制御回路５は、電流計測器６，７により計測されたモータ電流に基づいて各相の電圧指令値を生成する電圧指令演算部５２と、短絡防止時間での電圧歪みを補正するための補正電圧を生成する補正電圧生成部５３と、電圧指令値と補正電圧とに基づいて、相ごとのスイッチング素子のオンオフ状態をＰＷＭ制御するための駆動信号を生成してインバータ主回路４へ出力する駆動信号生成部５１と、を備える。駆動信号生成部５１は、補正電圧に基づいて電圧指令値を補正し、周波数があらかじめ定められた搬送波周波数であり振幅がＶｄｃ／２の基準信号である搬送波信号を生成し、搬送波信号と補正後の電圧指令値とを比較し、相互の大小関係に基づき駆動信号を生成する。駆動信号は、インバータ主回路４の各スイッチング素子のオンオフ状態を制御するためのＰＷＭ信号であり、スイッチング素子をオンすなわち閉とすることを示す値と、スイッチング素子をオフすなわち開とすることを示す値とのいずれかの値をとるパルス状の信号である。
　インバータ主回路４を構成する各スイッチング素子は、駆動信号に応じてスイッチング動作することにより、電動機３へ電流を印加する。スイッチング素子４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆとしては、どのような素子を用いてもよいが、ＧａＮ（窒化ガリウム）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド：炭化珪素）、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いることができる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
　インバータ制御回路５を構成する駆動信号生成部５１、電圧指令演算部５２および補正電圧生成部５３は、専用のハードウェアであっても、メモリとメモリに格納されるプログラムを実行するＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）とを備える制御回路であってもよい。ここで、メモリとは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ　Ｅｒａｓａｂｌｅ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ　Ｄｉｓｋ）等が該当する。
　インバータ制御回路５を構成する駆動信号生成部５１、電圧指令演算部５２および補正電圧生成部５３が、専用のハードウェアで実現される場合、これらは、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｐｅｃｉｆｉｃ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものである。
　インバータ制御回路５を構成する駆動信号生成部５１、電圧指令演算部５２および補正電圧生成部５３がＣＰＵを備える制御回路で実現される場合、この制御回路は例えば図２に示す構成の制御回路２００である。図２に示すように制御回路２００は、ＣＰＵであるプロセッサ２０１と、メモリ２０２とを備える。インバータ制御回路５を構成する駆動信号生成部５１、電圧指令演算部５２および補正電圧生成部５３が図２に示すように制御回路２００により実現される場合、プロセッサ２０１がメモリ２０２に記憶された、インバータ制御回路５の各部の処理に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ２０２は、プロセッサ２０１が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
　ここで、まず、短絡防止時間について説明する。インバータ主回路４から出力される電圧は、一般的にはインバータ主回路４においてＰＷＭ制御が実施されるため、搬送波周波数に対応する周期を単位として刻まれた電圧となる。搬送波周波数は、電動機３の回転周波数よりも高い周波数である。
　図３は、インバータ制御回路５からインバータ主回路４に入力される駆動信号すなわちオンオフ信号の一例を示す図である。図３の１段目には、搬送波信号を示し、２段目には、スイッチング素子４ａに対する駆動信号である駆動信号ａを示している。図３の３段目には、スイッチング素子４ｂに対する駆動信号である駆動信号ｂを示し、４段目には、スイッチング素子４ｃに対する駆動信号である駆動信号ｃを示し、５段目には、スイッチング素子４ｄに対する駆動信号である駆動信号ｄを示し、６段目には、スイッチング素子４ｅに対する駆動信号である駆動信号ｅを示し、７段目には、スイッチング素子４ｆに対する駆動信号である駆動信号ｆを示している。図３の領域３００は、駆動信号ｃがオフを示す値からオンを示す値へ変化し、駆動信号ｄがオンを示す値からオフを示す値へ変化する領域である。
　図４は、図３に示した領域３００を拡大した図である。１つのアームを構成する２つのスイッチング素子が同時にオンとなることで短絡することを防ぐため、一般に、図４に示すように、短絡防止時間Ｔｄが設けられている。短絡防止時間は、デッドタイムとも呼ばれる。
　デッドタイムが存在すると、インバータ主回路４の出力電圧は電圧指令値に対して非線形となり、インバータ主回路４から電動機３へ出力される出力電圧には歪みが発生する。電圧歪みによる悪影響は先行技術文献でも述べられている通りであり、電動機３の回転速度変動、電動機３からの電磁音増大などである。デッドタイムによる電圧歪みは電動機３に流れる電流の極性に応じて発生するので、電流の極性に合わせて電圧を補正すればよい。例えば、あらかじめ補正量の絶対値ｖ（ｖ＞０）を定めておき、電流の極性に応じて補正電圧の極性を決定する。しかしながら、電流の極性が反転するゼロクロス付近は電流の検出量が極端に小さくなるので、電流の極性の誤検出による誤補正の恐れがある。
　上記のような誤補正を防ぐ方法として、例えば、次の２つの方法を比較例として挙げる。図５は、比較例の２つの方法を示す図である。Ｔｄ補正電圧（１）は、第１の方法を用いた場合のデッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧を示し、Ｔｄ補正電圧（２）は、第２の方法を用いた場合のデッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧を示す。第１の方法は、図５に示すように、閾値α（α＞０）を定めておき、モータ電流が－α～αの範囲であれば、補正量を０とする方法である。第２の方法は、図５に示すように、モータ電流が－α～αとなる期間で、電流に対して勾配をつけて台形形状の補正電圧とする。
　しかしながら、上記の比較例では、いずれもモータ電流が－α～αとなる期間、すなわち図５のｔａ期間内のデッドタイムによる歪みの電圧補正とｔａ期間外でのデッドタイムによる歪みの補正電圧には差異がある。ｔａ期間内では、第１の方法、第２の方法ともに、所望の補正電圧とは異なる補正電圧が設定されていることから、デッドタイムによる歪みの補正の精度が低下する。モータ電流がαに対して、例えば２桁以上大きい場合にはｔａ期間は短いが、モータ電流がαに近くなると、図５に示すｔａ期間が長くなり、ｔａ期間における補正電圧がデッドタイムによる歪みの補正全体へ与える影響が大きくなる。換言すると、第１の方法で言えば、電圧補正が０の期間が長くなり、第２の方法で言えば台形の勾配が緩やかになる。
　そこで、本実施の形態では、以下に述べる電圧補正を実施することにより、モータ電流が－α～αとなる期間内であっても、デッドタイムによる歪みの補正を確実に補正し、かつ電流極性とは逆方向の補正を行う誤補正を防ぐことにより、デッドタイムによる歪みを高精度に補正することができる。
　図６は、インバータ制御回路５の制御指令としての電圧指令値とインバータ主回路４から実際に出力される出力電圧と、モータ電流との関係を示す図である。図６に示すように、インバータ制御回路５からは正弦波形状の電圧指令値４０１が出力されているにもかかわらず、デッドタイムの影響によりインバータ主回路４から実際に出力される出力電圧４０３は、正弦波形状とならない。具体的には、インバータ主回路４から実際に出力される出力電圧４０３は、モータ電流４０２が正極性の時に負側にオフセットし、モータ電流４０２が負極性の時に正側にオフセットする。このため、モータ電流４０２の極性の切り替わり時に、図６の点線で囲んだ部分に示すように、出力電圧４０３に歪みが生じる。
　図６に示すデッドタイムによる歪みを抑制するために、比較例として示したように、モータ電流が－α～αとなる期間内で補正電圧を０とすると、上述したように、デッドタイムによる歪みを高精度に補正することができない。そこで、本実施の形態では、モータ電流が－α～αとなる期間内では、モータ電流が－α～αとなっている相以外の相の電圧を補正する。電動機３は一般的には三相であり、上述したようにこれらの三相はＵ相、Ｖ相およびＷ相と呼ばれる。電動機３には各相の線間電圧によって電圧が印加されるため、相電圧自体ではなく、線間電圧を補正すれば、実質的に相電圧を補正したことと同義になる。
　そこで、本実施の形態では、図７に示すように、電流極性が変化するタイミングの場合に、他相で電流極性が変化する相のＴｄの歪みを補正する。図７は、本実施の形態のデッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧であるＴｄ補正電圧の一例を示す図である。図７において、期間ｔｕはＵ相のモータ電流が閾値以内となる期間、期間ｔｖはＶ相のモータ電流が閾値以内となる期間、期間ｔｗはＷ相のモータ電流が閾値以内となる期間を示している。なお、モータ電流が閾値以下とは、モータ電流が－α～αであることを示す、すなわちモータ電流の絶対値が閾値α以下であることを示す。
　図７に示すように、Ｕ相電圧の補正電圧であるＴｄ補正電圧（Ｕ相）は、ｔｕ期間内では０となっているため、モータ電流の極性の誤検出による補正誤りが発生しない。一方、Ｕ相電圧の補正電圧だけ０にすると線間電圧においてインバータ主回路４からの出力電圧に歪みが発生する。これに対し、本実施の形態では、ｔｕ期間内では、Ｖ相とＷ相の補正電圧に、Ｕ相で補正すべきデッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧分を増減することにより、等価的にＵ相でのＴｄの補正を行ったことになる。
　同様に、Ｖ相、Ｗ相のモータ電流が閾値以下となる場合、すなわちモータ電流が－α～αの範囲内である場合に、それぞれＶ相、Ｗ相の補正電圧を０とするとともに、モータ電流が閾値以下となっている相以外の相の２つの補正電圧を増減させることにより、等価的にモータ電流が閾値以下となっている相のデッドタイムによる歪みを補正する。モータ電流が閾値以下となっている相のデッドタイムによる歪みの補正を、該相におけるモータ電流の検出結果に基づいて実施すると、モータ電流が閾値以下、すなわちモータ電流の極性の変化点の近傍では、モータ電流の極性の誤検出が生じやすく、これにより誤った電圧補正が実施される可能性がある。これに対し、本実施の形態では、モータ電流の極性の変化点の近傍では、他相の電圧を補正することにより、線間電圧においてモータ電流の極性の変化点の近傍となる相のデッドタイムによる歪みの補正に相当する補正が反映される。このため、モータ電流の検出における極性の誤検出の影響を受けず、かつデッドタイムによる歪みを確実に補正することができる。
　すなわち、本実施の形態では、電動機３の複数の相のうちの１つである第１の相に流れる電流が閾値以下となる場合に、第１の相に出力される交流電力の電圧は、第１の相の電圧指令値に対応する電圧であり、複数の相のうち第１の相以外の相である第２の相に出力される交流電力の電圧は、第２の相の電圧指令値に対応する電圧より低いまたは高い。また、インバータ制御回路５は、第１の相に流れる電流が閾値以下となる場合に、複数の相のうち第１の相以外の１つ以上の第２の相のそれぞれに印加する電圧を、第１の相に印加する電圧を補正するための補正電圧に応じて変化させる駆動信号を出力することになる。
　なお、以上の例では、デッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧の絶対値ｖが一定値であるとして図面等を記載したが、デッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧の絶対値ｖは、ｖ＝キャリア周波数ｆｃ×デッドタイム時間ｔｄ×直流電圧Ｖｄｃで表されるため、直流電圧Ｖｄｃや実際のｔｄに応じて変化する値として設定しておいてもよい。また、実際のｔｄを観測することはコストアップとなるため、モータ電流の関数として近似しておき、モータ電流等に応じて変化する値として設定しておいてもよい。
　図８は、本実施の形態の補正電圧生成部５３における処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、デッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧の絶対値ｖは、あらかじめ算出されており、補正電圧生成部５３が保持しているとする。また、ｖをモータ電流等の関数として定義する場合には、この関数が補正電圧生成部５３に設定されている、またはモータ電流等と補正電圧の絶対値との対応を補正電圧生成部５３がテーブル等により保持しているとする。図８に示すように、補正電圧生成部５３は、電流計測器６，７によるモータ電流の検出結果から各相の電流、すなわちモータ電流を求め、電流が閾値以内となる相があるか否かを判断する（ステップＳ１）。
　電流が閾値以内となる相がある場合（ステップＳ１　Ｙｅｓ）、補正電圧生成部５３は、電流が閾値以内の相がどの相であるか否かを判断する（ステップＳ２）。電流が閾値以内の相がＵ相の場合（ステップＳ２　Ｕ相）、補正電圧生成部５３は、Ｕ相電圧、すなわちＵ相の補正電圧を０に設定し、Ｖ，Ｗ相電圧、すなわちＶ，Ｗ相の補正電圧は、それぞれ自相＋Ｕ相分に設定する（ステップＳ３）。具体的には、補正電圧生成部５３は、Ｕ相の補正電圧を０に設定し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のモータ電流の極性に応じて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の所望の補正電圧ΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗを求める。所望の補正電圧であるΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗは、ここでは、対応する相のモータ電流の極性が正の場合にはｖ、対応する相のモータ電流の極性が負の場合には－ｖであるとする。そして、補正電圧生成部５３は、Ｖ相の補正電圧、Ｗ相の補正電圧を以下の式（１）により算出する。なお、Ｖ，Ｗ相の補正電圧にＵ相分の補正電圧を加算する場合、線間電圧においてＵ相分の補正電圧が反映されるよう極性は逆にする。
　Ｖ相の補正電圧＝ΔＶｖ＋（－ΔＶｕ）
　Ｗ相の補正電圧＝ΔＶｗ＋（－ΔＶｕ）　　　…（１）
　例えば、Ｕ相のモータ電流の極性が負であり、Ｖ相のモータ電流の極性が負であり、Ｗ相のモータ電流の極性が正である場合、上記の式（１）は以下の式（２）で表すことができる。
　Ｖ相の補正電圧＝－ｖ＋ｖ＝０
　Ｗ相の補正電圧＝ｖ＋ｖ＝２ｖ　　　　…（２）
　電流が閾値以内の相がＶ相の場合（ステップＳ２　Ｖ相）、補正電圧生成部５３は、Ｖ相電圧、すなわちＶ相の補正電圧を０に設定し、Ｕ，Ｗ相電圧、すなわちＵ，Ｗ相の補正電圧は、それぞれ自相＋Ｖ相分に設定する（ステップＳ４）。Ｕ，Ｗ相の補正電圧は、以下の式（３）により算出することができる。
　Ｕ相の補正電圧＝ΔＶｕ＋（－ΔＶｖ）
　Ｗ相の補正電圧＝ΔＶｗ＋（－ΔＶｖ）　　　…（３）
　電流が閾値以内の相がＷ相の場合（ステップＳ２　Ｗ相）、補正電圧生成部５３は、Ｗ相電圧、すなわちＷ相の補正電圧を０に設定し、Ｕ，Ｖ相電圧、すなわちＵ，Ｖ相の補正電圧は、それぞれ自相＋Ｗ相分に設定する（ステップＳ５）。Ｕ，Ｖ相の補正電圧は、以下の式（４）により算出することができる。
　Ｕ相の補正電圧＝ΔＶｕ＋（－ΔＶｗ）
　Ｖ相の補正電圧＝ΔＶｖ＋（－ΔＶｗ）　　　…（４）
　電流が閾値以内となる相がない場合（ステップＳ１　Ｎｏ）、補正電圧生成部５３は、Ｕ，Ｖ，Ｗの全相の補正電圧を、自相分のみとする（ステップＳ６）。すなわち、補正電圧生成部５３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の補正電圧をそれぞれ、上述のΔＶｕ，ΔＶｖ，ΔＶｗとする。
　また、電流が閾値以内となる相は、モータ電流の検出において極性の誤検出が生じる可能性がある。このため、モータ電流が閾値以内となる相は、他の２相のモータ電流から３相平衡の条件により算出したモータ電流を用いてもよい。ただし、この場合、図１の構成例に対し、Ｖ相に対応する電流検出器を追加する。図９は、３相平衡を仮定してモータ電流が閾値以内となる相のモータ電流を算出する場合の補正電圧生成部５３における処理手順の一例を示すフローチャートである。ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ６は、図８に示した例と同様である。
　電流が閾値以内の相がＵ相の場合（ステップＳ２　Ｕ相）、補正電圧生成部５３は、以下の式（５）によりＵ相電流を求める（ステップＳ１１）。なお、Ｕ相電流はＵ相のモータ電流であり、Ｖ相電流はＶ相のモータ電流であり、Ｗ相電流はＷ相のモータ電流である。
　　Ｕ相電流＝－Ｖ相電流－Ｗ相電流　…（５）
　次に、補正電圧生成部５３は、ステップＳ１１で求めたＵ相電流を用いて、図８のステップＳ３と同様に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の補正電圧を算出する（ステップＳ１２）。
　電流が閾値以内の相がＶ相の場合（ステップＳ２　Ｖ相）、補正電圧生成部５３は、以下の式（６）によりＶ相電流を求める（ステップＳ１３）。
　　Ｖ相電流＝－Ｕ相電流－Ｗ相電流　…（６）
　次に、補正電圧生成部５３は、ステップＳ１３で求めたＶ相電流を用いて、図８のステップＳ４と同様に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の補正電圧を算出する（ステップＳ１４）。
　電流が閾値以内の相がＷ相の場合（ステップＳ２　Ｗ相）、補正電圧生成部５３は、以下の式（７）によりＷ相電流を求める（ステップＳ１５）。
　　Ｗ相電流＝－Ｕ相電流－Ｖ相電流　…（７）
　次に、補正電圧生成部５３は、ステップＳ１５で求めたＷ相電流を用いて、図８のステップＳ５と同様に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の補正電圧を算出する（ステップＳ１６）。
　図９に示したように、電流が閾値以内の相のモータ電流を他相のモータ電流を用いて算出することにより、モータ電流を高精度に検出することができ、さらに図８の例と同様に他相の電圧でデッドタイムによる歪みを補正するので、極性の誤検出が発生することによる誤補正を抑制することができる。図８の例では、電流が閾値以内の相のモータ電流の精度が高くなるため、他相の電圧でデッドタイムにより歪みを補正する際の補正精度を図７の例に比べて高めることができる。
　また、ＧａＮ、ＳｉＣ、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体でインバータ主回路部４を構成した場合、スイッチング速度が速く、電圧の時間変化率であるｄｖ／ｄｔが大きい。このため、モータ電流の極性の変化点近傍でデッドタイムによる歪みを補正すると、補正による電流変化率ｄｉ／ｄｔが大きく変化し、ｄｉ／ｄｔによるノイズが大きくなるといった課題がある。本実施の形態では、モータ電流の極性の変化点近傍では他相にてデッドタイムによる歪みを補正するので、ワイドバンドギャップ半導体を適用してもデッドタイムによる歪みに依存したノイズを増大させることなく、デッドタイムによる歪みを精度よく補正できる。
　なお、本実施の形態では、３相の電動機３を制御する例について説明したが、３相に限定されず２相以上の電動機を制御する電動機駆動装置においても本実施の形態と同様のデッドタイムによる歪みの補正を行うことができる。すなわち、電流が閾値以内の相のデッドタイムによる歪みを補正するための補正電圧を０とし、電流が閾値以内の相で補正すべき補正電圧を他相の補正電圧により補正するようにすればよい。
実施の形態２．
　図１０は、本発明の実施の形態２の空気調和機の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態１で述べた電動機駆動装置１００を備える。本実施の形態の空気調和機は、実施の形態１の電動機３を内蔵した圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５が冷媒配管８６を介して取り付けられた冷凍サイクルを有して、セパレート形空気調和機を構成している。実施の形態１と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態１と同一の符号を付している。
　圧縮機８１内部には冷媒を圧縮する圧縮機構８７とこれを動作させる電動機３が設けられ、圧縮機８１から室外熱交換器８３と室内熱交換器８５間を冷媒が循環することで冷暖房などを行う冷凍サイクルが構成されている。なお、図１０に示した構成は、空気調和機だけでなく、冷蔵庫、冷凍庫等の冷凍サイクルを備える冷凍サイクル装置に適用可能である。
　本実施の形態の空気調和機では、実施の形態１で述べた電動機駆動装置を備えているため、デッドタイムによる電圧歪みを高い精度で補正することができ、電動機３の回転速度変動および電動機３からの電磁音増大等を低減させることができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　直流電源、２　平滑コンデンサ、３　電動機、４　インバータ主回路、４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ，４ｅ，４ｆ　スイッチング素子、５　インバータ制御回路、６，７　電流計測器、５１　駆動信号生成部、５２　電圧指令演算部、５３　補正電圧生成部、８１　圧縮機、８２　四方弁、８３　室外熱交換器、８４　膨張弁、８５　室内熱交換器、８６　冷媒配管、８７　圧縮機構、１００　電動機駆動装置。

Claims (8)

  1. 　電動機の複数の相のそれぞれに交流電力を出力するインバータ、を備え、
    　前記複数の相のうちの１つである第１の相に流れる電流が閾値以下となる場合に、前記第１の相に出力される交流電力の電圧は、前記第１の相の電圧指令値に対応する電圧であり、前記複数の相のうちの第２の相に出力される交流電力の電圧は、前記第２の相の電圧指令値に対応する電圧より低いまたは高い電動機駆動装置。
  2. 　前記第１の相に流れる電流が閾値以下となる場合に、前記第２の相のそれぞれに印加する電圧を、前記第１の相に印加する電圧を補正するための補正電圧に応じて変化させる駆動信号を出力する制御部、
    　を備える請求項１に記載の電動機駆動装置。
  3. 　前記インバータは、直列接続されたスイッチング素子群で構成されるアームを、前記複数の相の数だけ有し、
    　前記補正電圧は、前記第１の相に対応する前記アームを構成する前記スイッチング素子群が同時に閉とならないように設けられる短絡防止時間により生じる前記インバータの出力電圧の歪を補正するための補正電圧である請求項２に記載の電動機駆動装置。
  4. 　前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されている請求項３に記載の電動機駆動装置。
  5. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素である請求項４に記載の電動機駆動装置。
  6. 　前記複数の相のそれぞれを流れる電流をそれぞれ検出する複数の電流検出器、
    　を備え、
    　前記第１の相を流れる電流を、前記第２の相を流れる電流を検出した電流検出器による検出結果に基づいて算出する請求項１から５のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
  7. 　前記電動機は、圧縮機に内蔵される請求項１から６のいずれか１つに記載の電動機駆動装置。
  8. 　請求項１から７のいずれか１つに記載の電動機駆動装置を備える冷凍サイクル装置。
PCT/JP2015/072963 2015-08-14 2015-08-14 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置 WO2017029694A1 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2017535167A JP6430022B2 (ja) 2015-08-14 2015-08-14 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置
PCT/JP2015/072963 WO2017029694A1 (ja) 2015-08-14 2015-08-14 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/072963 WO2017029694A1 (ja) 2015-08-14 2015-08-14 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2017029694A1 true WO2017029694A1 (ja) 2017-02-23

Family

ID=58051409

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2015/072963 WO2017029694A1 (ja) 2015-08-14 2015-08-14 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6430022B2 (ja)
WO (1) WO2017029694A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018174660A (ja) * 2017-03-31 2018-11-08 オークマ株式会社 三相インバータ装置

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002159185A (ja) * 2000-11-15 2002-05-31 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 電流制御方法
JP2010200395A (ja) * 2009-02-23 2010-09-09 Mitsubishi Electric Corp 電動機の駆動装置並びに機器
WO2013102999A1 (ja) * 2012-01-04 2013-07-11 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機
JP2014166081A (ja) * 2013-02-27 2014-09-08 Hitachi Appliances Inc モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002159185A (ja) * 2000-11-15 2002-05-31 Mitsubishi Heavy Ind Ltd 電流制御方法
JP2010200395A (ja) * 2009-02-23 2010-09-09 Mitsubishi Electric Corp 電動機の駆動装置並びに機器
WO2013102999A1 (ja) * 2012-01-04 2013-07-11 三菱電機株式会社 ヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機
JP2014166081A (ja) * 2013-02-27 2014-09-08 Hitachi Appliances Inc モータ制御装置、およびそれを用いた空気調和機

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2018174660A (ja) * 2017-03-31 2018-11-08 オークマ株式会社 三相インバータ装置

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2017029694A1 (ja) 2018-03-22
JP6430022B2 (ja) 2018-11-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
AU2015404234B2 (en) Inverter control device and air-conditioner
TWI422138B (zh) Motor control devices and electrical machines
US9203330B2 (en) Motor control device and air conditioner
KR20180021141A (ko) 전력 변환 장치 및 히트펌프 장치
JP7004869B2 (ja) 駆動装置および空気調和装置
CN107408904B (zh) 马达控制装置、热泵系统以及空调机
JP2019062726A (ja) モータ駆動システム及びオープン巻線構造モータの結線切り替え方法
US20190140575A1 (en) Motor system, motor drive device, refrigeration cycle device, and air conditioner
JP6430022B2 (ja) 電動機駆動装置および冷凍サイクル装置
JP5063656B2 (ja) 空気調和機
WO2014049867A1 (ja) ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機
JP6410939B2 (ja) モータ制御装置、圧縮機、及び空気調和機
JP2004040861A (ja) モータの駆動装置
JP6480859B2 (ja) ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機
JP6008273B2 (ja) インバータ装置
JP5136568B2 (ja) 電動機の制御回路、及びその制御回路を用いた空気調和機
JP7292516B2 (ja) モータ駆動装置及び空気調和装置
JP5253593B2 (ja) 空気調和機
WO2021048895A1 (ja) 圧縮機駆動装置および空気調和装置
JP2006136167A (ja) 電力変換装置、電力変換装置の制御方法及び空気調和装置
JP6836497B2 (ja) モータ制御装置及び空気調和装置
JP7361798B2 (ja) ヒートポンプ装置
WO2023095311A1 (ja) 電力変換装置、電動機駆動装置及び冷凍サイクル適用機器
JP7166449B2 (ja) モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
WO2022137406A1 (ja) 換気送風機

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15901677

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2017535167

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 15901677

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1