CN102928672B - 一种实现异步电机定转子电阻测量的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种实现异步电机定转子电阻测量的方法，用于在电机静止状态下电机定转子电阻快速测量，该方法包括：向异步电机任两相间施加两次大小不同的电流，采集逆变器理论输出电压，获得等效定子电阻；根据等效定子电阻，获得逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压；在异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值；根据逆变器误差电压以及正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值；对电机电流采样值及电机实际电压采样值进行离散傅里叶变换，获得其基波成分；根据电机电流及电机实际电压的基波成分，获得异步电机的转子电阻。

Description

一种实现异步电机定转子电阻测量的方法

技术领域　

本发明涉及异步电机技术领域，具体涉及一种实现异步电机定转子电阻测量的方法。 

背景技术　

交流调速系统是指以交流电机为控制对象，对电机的输出转矩和转速进行调节的新型传动系统。与直流调速系统相比，交流调速系统具有良好的牵引性能，功率因素高，体积小，重量轻，运行可靠等优点。交流调速系统正逐步取代直流调速系统，广泛应用工业生产，国民生活和国家国防的各个领域。　 

目前工业领域应用极为广泛的交流调速系统为电压型逆变器+异步电机的驱动形式，异步电机交流调速系统在国民经济各个领域得到极为广泛的应用，为实现异步电机精确的转速或转矩控制，一般采用矢量控制或直接转矩控制算法，这些控制算法的控制效果直接依赖于异步电机电机模型计算的准确性，而要实现异步电机模型的精确计算，则需要准确的电机参数，因此异步电机参数准确性直接影响系统的控制效果。但是电机生产厂家给出的参数为铭牌参数或设计参数，同时由于电机制造工艺等因素，同一批次的电机其参数也会存在差别，特别是异步电机参数中的定转子电阻因受环境温度的变化而变化，所以系统每次从静止状态开始运行前，需要对其进行辨识以得到当前环境温度下定转子电阻的真实值。　 

传统的电机参数测量方法为需要在电机上施加一定的力矩形成电机堵转 或者采用额定频率空载运行测量法，进行异步电机定转子电阻的测量。但是在实际工程应用中，在某些工况下，不容许电机进行堵转或空载运行，因此无法实现对异步电机定转子电阻进行快速准确测量，进而影响交流调速系统的控制效果。　 

发明内容　

有鉴于此，本发明的主要目的是提供一种实现异步电机定转子电阻测量的方法，以解决现有技术中无法在异步电机静止状态下，实现对异步电机定转子电阻的准确测量。　 

为解决上述问题，本发明提供的技术方案如下：　 

一种实现异步电机定转子电阻测量的方法，所述异步电机的输入端与逆变器相连，所述方法包括：　 

将所述逆变器中开关器件的内阻、所述异步电机的定子电阻以及所述异步电机与所述逆变器连接电缆的电缆电阻之和作为所述异步电机的等效定子电阻；　　 

在所述异步电机静止状态下，向所述异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流，采集逆变器理论输出电压，根据所述固定电流、所述逆变器理论输出电压，获得所述等效定子电阻；　 

根据所述等效定子电阻，获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压；　 

在所述异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在所述正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值；　 

根据所述逆变器误差电压以及所述正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值；　 

对所述电机电流采样值以及电机实际电压采样值分别进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分；　 

根据所述电机电流的基波成分以及所述电机实际电压的基波成分，获得所述异步电机的转子电阻。　 

相应的，所述向所述异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流，采集逆变器理论输出电压，根据所述固定电流、所述逆变器理论输出电压，获得所述等效定子电阻，包括：　 

向所述异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流i₁以及i₂；　 

在施加电流i₁时，对电流i₁进行ＰＩ调节，在所述异步电机稳定状态下，采集逆变器理论输出电压u₁；　 

在施加电流i₂时，对电流i₂进行ＰＩ调节，在所述异步电机稳定状态下，采集逆变器理论输出电压u₂；　 

根据所述固定电流i₁以及i₂、所述逆变器理论输出电压u₁以及u₂，获得所述等效定子电阻R'_S：　 

$R_S^{\′}=\frac{1}{2}\×\frac{u_1-u_2}{i_1-i_2}.$

相应的，所述根据所述等效定子电阻，获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压，包括：　 

向所述异步电机的任两相之间施加不同电流值的电流i_m，i_m＝1,2,...,i_max，i_max为所述异步电机额定最大电流；　 

在施加电流i_m时，对电流i_m进行ＰＩ调节，在所述异步电机稳定状态下，采集不同电流值下的逆变器理论输出电压u_m；　 

根据所述等效定子电阻R'_S、所述不同电流值的电流i_m、所述不同电流值下的逆变器理论输出电压u_m，获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im：　 

$\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{err},\mathrm{im}}=\frac{1}{2}{u}_m-R_s^{\′}\×i_m.$

相应的，所述获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im后，还包括：　 

对所述不同电流值的电流i_m和所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im进行曲线拟合，获得所述不同电流值的电流i_m和所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im之间的非线性关系：　 

Δu_err,im＝f(i_m)。　 

相应的，所述在所述异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在所述正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值，包括：　 

在所述三相异步电机的任一相上施加正弦激励电压u：　 

u＝u_msin(ωt)，式中，ω为所述正弦激励电压的角频率，t为时间；　 

在所述正弦激励理论电压u的过零点开始采集该相的电机电流，设：　 

在第一个周期内均匀采集m个点的电机电流值为(i_1,1,i_1,2,i_1,3,...,i_1,m)，在第二个周期内均匀的采集m个点的电机电流值为(i_2,1,i_2,2,i_2,3,...,i_2,m)，…，在第n个周期内均匀的采集m个点的电机电流值为(i_n,1,i_n,2,i_n,3,...,i_n,m)，其中，m和n为正整数；　 

获得一个周期内该相的电机电流采样值I[k]：　 

I[k]＝[I₁,I₂,...,I_m]，　 

式中， $I_1=\frac{i_{\mathrm{1,1}}+i_{\mathrm{2,1}}+...+i_{n,1}}{n},I_2=\frac{i_{\mathrm{1,2}}+i_{\mathrm{2,2}}+...+i_{n,2}}{n},...,I_m=\frac{i_{1,m}+i_{2,m}+...+i_{n,m}}{n}.$

相应的，所述根据所述逆变器误差电压以及所述正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值，包括：　 

所述根据所述逆变器误差电压Δu_err,im对对应的所述正弦激励理论电压u 进行修正，设：　 

在第一个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_1,1,u_1,2,u_1,3,...,u_1,m)，在第二个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_2,1,u_2,2,u_2,3,...,u_2,m)，，…，在第n个周期内均匀的采集m个点的电流值为(u_n,1,u_n,2,u_n,3,...,u_n,m)，其中，m和n为正整数；　 

获得一个周期内该相的电机实际电压采样值U[k]：　 

U[k]＝[U₁,U₂,...,U_m]，　 

式中， $U_1=\frac{u_{\mathrm{1,1}}+u_{\mathrm{2,1}}+...+u_{n,1}}{n},U_2=\frac{u_{\mathrm{1,2}}+u_{\mathrm{2,2}}+...+u_{n,2}}{n},...,U_m=\frac{u_{1,m}+u_{2,m}+...+u_{n,m}}{n}.$

相应的，所述对所述电机电流采样值以及电机实际电压采样值分别进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分，包括：

对所述电机电流采样值I[k]进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分x(1)：　 

$x\left(1\right)=\frac{1}{m}\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{m}}k\×I_k=I{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$

式中，k＝1,2,...,m-1，I_k为第ｋ点的电流值，I为电机电流的幅值，θ₁为电机电流矢量和实轴之间的夹角；　 

对所述电机实际电压采样值U[k]进行离散傅里叶变换，获得电机实际电压的基波成分y(1)：　　 

$y\left(1\right)=\frac{1}{m}\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{m}}k\×U_k=U{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$

式中，k＝1,2,...,m-1，U_k为第ｋ点的实际电压值，U为电机实际电压的幅值，θ₂为电机实际电压矢量和实轴之间的夹角。　 

相应的，所述根据电机电流的基波成分以及所述电机实际电压的基波成 分，获得所述异步电机的转子电阻，包括：　 

所述根据电机电流的基波成分x(1)以及所述电机实际电压的基波成分y(1)，获得所述电机实际电压的基波成分y(1)以及所述电机电流的基波成分x(1)的比值Z：　 

$Z=\frac{y\left(1\right)}{x\left(1\right)}=\frac{U}{I}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}=\frac{U}{I}\cos ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)+j\frac{U}{I}\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1);$

根据所述电机实际电压的基波成分y(1)以及所述电机电流的基波成分x(1)的比值Z，获得所述异步电机的转子电阻R_r：　 

$R_r=\frac{U}{I}\cos ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)-R_s^{\′}.$

相应的，所述方法还包括：　 

根据所述电机实际电压的基波成分y(1)以及所述电机电流的基波成分x(1)的比值Z，获得所述异步电机的漏感L_σ：　 

$L_{\mathrm{\σ}}=\frac{\frac{U}{I}\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}{\mathrm{\ω}}.$

由此可见，本发明具有如下有益效果：　 

本发明提出的实现异步电机定转子电阻测量方法可以在异步电机静止状态下对定转子电阻进行测量，且电机无需施加力矩，实现简单快捷，可以在调速系统启动前得到准确的定转子电阻初始值，有利于充分提高交流调速系统控制性能。本发明提出了一种方便快捷的逆变器误差电压测量方法，通过对逆变器真实电流以及电机端实际电压进行离散傅里叶变换得到其基波成分，从而得到异步电机的转子电阻以及电机漏感，实现在逆变器误差下的定转子电阻高精度测量。另外，综合考虑逆变器开关器件的内阻，逆变器与电机之间连接电缆的电阻，以及电机本身的电阻，得到新的电机等效定子电阻值，同样使测量更加准确。　 

附图说明　

图1为本发明中电压型逆变器的结构示意图；　 

图2为本发明实现异步电机定转子电阻测量方法的流程图；　 

图3为本发明中逆变器的一种等效电路。　 

具体实施方式　

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明实施例作进一步详细的说明。　 

本发明实现异步电机定转子电阻测量方法，针对现有技术中需要在电机上施加一定的力矩形成电机堵转或者采用额定频率空载运行测量法，进行异步电机定转子电阻的测量，而在实际工程应用中，某些工况不容许电机进行堵转或空载运行的问题，提出了一种异步电机定转子电阻的快速测量方法，电机无需旋转，并且无需施加力矩，在交流调速系统控制器每次从静止状态开始运行时，先得到实时的定转子电阻值后，切换到正常控制程序，有利于提高系统的控制性能。　 

异步电机的输入端与逆变器相连，参见图1所示，逆变器可以为典型的两电平三相ＰＷＭ电压型逆变器，因为逆变器开关器件(V₁-V₆)的内阻R_m和电机的定子电阻R_S，电缆电阻R_L都会产生一定的电压降，因此，将逆变器中开关器件的内阻R_m、异步电机的定子电阻R_S以及异步电机与逆变器连接电缆的电缆电阻R_L之和作为异步电机的等效定子电阻R'_s，即：　 

R'_s＝R_m+R_S+R_L，　 

可以直接将等效定子电阻R'_s作为新的电机定子电阻值，有利于异步电机定转子电阻更准确的测量。　 

参见图2所示，本发明实现异步电机定转子电阻测量方法包括以下步骤：　 

步骤101：在异步电机静止状态下，向异步电机的任两相之间施加两次 大小不同的固定电流，采集逆变器理论输出电压，根据固定电流、逆变器理论输出电压，获得等效定子电阻；　 

步骤102：根据等效定子电阻，获得逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压；　 

步骤103：在异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值；　 

步骤104：根据逆变器误差电压以及正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值；　 

步骤105：对电机电流采样值以及电机实际电压采样值分别进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分；　 

步骤106：根据电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分，获得异步电机的转子电阻。　 

在上述实施例中，步骤101：在异步电机静止状态下，向异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流，采集逆变器理论输出电压，根据固定电流、逆变器理论输出电压，获得等效定子电阻的具体实现方法可以是：　 

向异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流i₁以及i₂；　 

例如，在电机的任意两相(如Ａ，Ｂ相)之间施加电流，另外一相(如Ｃ相)不通过电流，将开关器件等效为一内阻R_m，此时存在逆变器误差电压Δu_err，此时逆变器的等效电路参见图3所示。　 

在施加电流i₁时，对电流i₁进行ＰＩ调节，在异步电机稳定状态下，采集逆变器理论输出电压u₁；　 

在施加电流i₂时，对电流i₂进行ＰＩ调节，在异步电机稳定状态下，采集逆变器理论输出电压u₂；　 

由于R_m1＝R_m6，Δu_err1＝Δu_err6，当通过的电流大于一定值时，逆变器误差电 压基本恒定，Δu_err,i1＝Δu_err,i2，所以有：　 

u₁＝2Δu_err,i1+2R'_s×i₁，　 

u₂＝2Δu_err,i2+2R'_s×i₂。　 

因此，根据固定电流i₁以及i₂、逆变器理论输出电压u₁以及u₂，获得等效定子电阻R'_S：　 

$R_S^{\′}=\frac{1}{2}\×\frac{u_1-u_2}{i_1-i_2}.$

同样，步骤101的实现方法可以多次测量，或逐相测量(如Ａ，Ｂ相之间施加电流、Ｃ相不通过电流，或者Ｂ，Ｃ相之间施加电流、Ａ相不通过电流，或者Ａ，Ｃ相之间施加电流、Ｂ相不通过电流)，然后进行求平均处理得到R'_S。　 

步骤102：根据等效定子电阻，获得逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压的具体实现方法可以是：　 

向异步电机的任两相之间施加不同电流值的电流i_m，i_m＝1,2,...,i_max，i_max为异步电机额定最大电流；此时向异步电机的任两相之间施加不同电流值的电流可以和步骤101施加电流的异步电机的任两相相同。　 

在施加电流i_m时，对电流i_m进行ＰＩ调节，在异步电机稳定状态下，采集不同电流值下的逆变器理论输出电压u_m；　 

根据等效定子电阻R'_S、不同电流值的电流i_m、不同电流值下的逆变器理论输出电压u_m，获得逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im：　 

$\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{err},\mathrm{im}}=\frac{1}{2}{u}_m-R_s^{\′}\×i_m.$

因此，还可以分别得到不同电流值下的逆变器误差电压： 

减掉因死区时间而导致的电压误差，再对不同电流值的电流i_m和逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im进行曲线拟合，获得不同电流值的电 流i_m和逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im之间的非线性关系：　 

Δu_err,im＝f(i_m)。　 

步骤103：在异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值的具体实现方法可以是：　 

在三相异步电机的任一相上施加正弦激励电压u，并使得该相电流为其他两相电流(此两相电流相等)的两倍。　 

u＝u_msin(ωt)，式中，ω为正弦激励电压的角频率，t为时间；　 

具体的，施加电压u可以分解为u_α＝u_msin(ωt)，u_β＝0。　 

在正弦激励理论电压u的过零点开始采集该相的电机电流，首先对多个周期内的数据进行采集，然后将每个周期内的数据进行逐点求平均处理，然后得到一个周期内的数据，设：　 

在第一个周期内均匀采集m个点的电机电流值为(i_1,1,i_1,2,i_1,3,...,i_1,m)，在第二个周期内均匀的采集m个点的电机电流值为(i_2,1,i_2,2,i_2,3,...,i_2,m)，…，在第n个周期内均匀的采集m个点的电机电流值为(i_n,1,i_n,2,i_n,3,...,i_n,m)，其中，m和n为正整数；　 

然后对电流值进行逐点相加并求平均，获得一个周期内该相的电机电流采样值I[k]：　 

I[k]＝[I₁,I₂,...,I_m]，　 

式中， $I_1=\frac{i_{\mathrm{1,1}}+i_{\mathrm{2,1}}+...+i_{n,1}}{n},I_2=\frac{i_{\mathrm{1,2}}+i_{\mathrm{2,2}}+...+i_{n,2}}{n},...,I_m=\frac{i_{1,m}+i_{2,m}+...+i_{n,m}}{n}.$

步骤104：根据逆变器误差电压以及正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值的具体实现方式可以是：　 

根据逆变器误差电压Δu_err,im对对应的正弦激励理论电压u进行修正。因为 逆变器导通关断过程中存在的死区，管压降，导通延时以及关断延时等原因，造成实际施加在电机端的电压与正弦激励理论电压存在误差，因此需要对实际加载电机端的电压进行修正，在时刻t_i加载的正弦激励理论电压为u_i＝u_msin(ωt_i)，同时步骤102中求得的逆变器误差进行修正，根据此时的电流大小，得到误差电压来修正得到实际上电机端的电压。　 

在第一个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_1,1,u_1,2,u_1,3,...,u_1,m)，在第二个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_2,1,u_2,2,u_2,3,...,u_2,m)，，…，在第n个周期内均匀的采集m个点的电流值为(u_n,1,u_n,2,u_n,3,...,u_n,m)，其中，m和n为正整数；　 

然后对电压值进行逐点相加并求平均，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值U[k]：　 

U[k]＝[U₁,U₂,...,U_m]，　 

式中， $U_1=\frac{u_{\mathrm{1,1}}+u_{\mathrm{2,1}}+...+u_{n,1}}{n},U_2=\frac{u_{\mathrm{1,2}}+u_{\mathrm{2,2}}+...+u_{n,2}}{n},...,U_m=\frac{u_{1,m}+u_{2,m}+...+u_{n,m}}{n}.$

步骤105：对电机电流采样值以及电机实际电压采样值分别进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分；　 

对电机电流采样值I[k]进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分x(1)：　 

$x\left(1\right)=\frac{1}{m}\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{m}}k\×I_k=I{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$

式中，k＝1,2,...,m-1，I_k为第ｋ点的电流值，I为电机电流的幅值，θ₁为电机电流矢量和实轴(横坐标)之间的夹角；　 

对电机实际电压采样值U[k]进行离散傅里叶变换，获得电机实际电压的基波成分y(1)：　　 

$y\left(1\right)=\frac{1}{m}\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{m}}k\×U_k=U{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$

式中，k＝1,2,...,m-1，U_k为第ｋ点的实际电压值，U为电机实际电压的幅值，θ₂为电机实际电压矢量和实轴(横坐标)之间的夹角。　 

步骤106：根据电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分，获得异步电机的转子电阻。　 

根据电机电流的基波成分x(1)以及电机实际电压的基波成分y(1)，获得电机实际电压的基波成分y(1)以及电机电流的基波成分x(1)的比值Z：　 

$Z=\frac{y\left(1\right)}{x\left(1\right)}=\frac{U}{I}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}=\frac{U}{I}\cos ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)+j\frac{U}{I}\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1);$

根据电机实际电压的基波成分y(1)以及电机电流的基波成分x(1)的比值Z，获得异步电机的转子电阻R_r：　 

$R_r=\frac{U}{I}\cos ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)-R_s^{\′}.$

另外，还可以根据电机实际电压的基波成分y(1)以及电机电流的基波成分x(1)的比值Z，获得异步电机的漏感L_σ：　 

$L_{\mathrm{\σ}}=\frac{\frac{U}{I}\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}{\mathrm{\ω}}.$

这样，本发明提出的实现异步电机定转子电阻测量方法可以在异步电机静止状态下对定转子电阻进行测量，且电机无需施加力矩，实现简单快捷，可以在调速系统启动前得到准确的定转子电阻初始值，有利于充分提高交流调速系统控制性能。本发明提出了一种方便快捷的逆变器误差电压测量方法，通过对逆变器真实电流以及电机端实际电压进行离散傅里叶变换得到其基波成分，从而得到异步电机的转子电阻以及电机漏感，实现在逆变器误差下的定转子电阻高精度测量。另外，综合考虑逆变器开关器件的内阻，逆变器与电机之间连接电缆的电阻，以及电机本身的电阻，得到新的电机等效定子电 阻值，同样使测量更加准确。　 

需要说明的是，本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统或装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。　 

还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。　 

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(ＲＡＭ)、内存、只读存储器(ＲＯＭ)、电可编程ＲＯＭ、电可擦除可编程ＲＯＭ、寄存器、硬盘、可移动磁盘、ＣＤ－ＲＯＭ、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。　 

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。　 

Claims (9)

1.一种实现异步电机定转子电阻测量的方法，其特征在于，所述异步电机的输入端与逆变器相连，所述方法包括：

将所述逆变器中开关器件的内阻、所述异步电机的定子电阻以及所述异步电机与所述逆变器连接电缆的电缆电阻之和作为所述异步电机的等效定子电阻；

在所述异步电机静止状态下，向所述异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流，采集逆变器理论输出电压，根据所述固定电流、所述逆变器理论输出电压，获得所述等效定子电阻；

根据所述等效定子电阻，获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压；

在所述异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在所述正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值；

根据所述逆变器误差电压以及所述正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值；

对所述电机电流采样值以及电机实际电压采样值分别进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分；

根据所述电机电流的基波成分以及所述电机实际电压的基波成分，获得所述异步电机的转子电阻。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述向所述异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流，采集逆变器理论输出电压，根据所述固定电流、所述逆变器理论输出电压，获得所述等效定子电阻，包括：

向所述异步电机的任两相之间施加两次大小不同的固定电流i₁以及i₂；

在施加电流i₁时，对电流i₁进行ＰＩ调节，在所述异步电机稳定状态下，采集逆变器理论输出电压u₁；

在施加电流i₂时，对电流i₂进行ＰＩ调节，在所述异步电机稳定状态下，采集逆变器理论输出电压u₂；

根据所述固定电流i₁以及i₂、所述逆变器理论输出电压u₁以及u₂，获得所述等效定子电阻R'_S：

$R_S^{\′}=\frac{1}{2}\×\frac{u_1-u_2}{i_1-i_2}.$

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据所述等效定子电阻，获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压，包括：

向所述异步电机的任两相之间施加不同电流值的电流i_m，i_m＝1,2,...,i_max，i_max为所述异步电机额定最大电流；

在施加电流i_m时，对电流i_m进行ＰＩ调节，在所述异步电机稳定状态下，采集不同电流值下的逆变器理论输出电压u_m；

根据所述等效定子电阻R'_S、所述不同电流值的电流i_m、所述不同电流值下的逆变器理论输出电压u_m，获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im：

$\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{err},\mathrm{im}}=\frac{1}{2}{u}_m-R_s^{\′}\×i_m.$

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述获得所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im后，还包括：

对所述不同电流值的电流i_m和所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im进行曲线拟合，获得所述不同电流值的电流i_m和所述逆变器在不同电流值下的逆变器误差电压Δu_err,im之间的非线性关系：

Δu_err,im＝f(i_m)。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述在所述异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压，在所述正弦激励理论电压的过零点开始采集该相的电机电流，获得一个周期内该相的电机电流采样值，包括：

在所述异步电机的任一相上施加正弦激励理论电压u：

u＝u_msin(ωt)，式中，ω为所述正弦激励理论电压的角频率，t为时间；

在所述正弦激励理论电压u的过零点开始采集该相的电机电流，设：

在第一个周期内均匀采集m个点的电机电流值为(i_1,1,i_1,2,i_1,3,...,i_1,m)，在第二个周期内均匀的采集m个点的电机电流值为(i_2,1,i_2,2,i_2,3,...,i_2,m)，…，在第n个周期内均匀的采集m个点的电机电流值为(i_n,1,i_n,2,i_n,3,...,i_n,m)，其中，m和n为正整数；

获得一个周期内该相的电机电流采样值I[k]：

I[k]＝[I₁,I₂,...,I_m]，

式中， $I_1=\frac{i_{\mathrm{1,1}}+i_{\mathrm{2,1}}+...+i_{n,1}}{n},I_2=\frac{i_{\mathrm{1,2}}+i_{\mathrm{2,2}}+...+i_{n,2}}{n},...,I_m=\frac{i_{1,m}+i_{2,m}+...+i_{n,m}}{n}.$

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据所述逆变器误差电压以及所述正弦激励理论电压，获得一个周期内该相的电机实际电压采样值，包括：

所述根据所述逆变器误差电压Δu_err,im对对应的所述正弦激励理论电压u进行修正，设：

在第一个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_1,1,u_1,2,u_1,3,...,u_1,m)，在第二个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_2,1,u_2,2,u_2,3,...,u_2,m)，，…，在第n个周期内均匀的采集m个点的电压值为(u_n,1,u_n,2,u_n,3,...,u_n,m)，其中，m和n为正整数；

获得一个周期内该相的电机实际电压采样值U[k]：

U[k]＝[U₁,U₂,...,U_m]，

式中， $U_1=\frac{u_{\mathrm{1,1}}+u_{\mathrm{2,1}}+...+u_{n,1}}{n},U_2=\frac{u_{\mathrm{1,2}}+u_{\mathrm{2,2}}+...+u_{n,2}}{n},...,U_m=\frac{u_{1,m}+u_{2,m}+...+u_{n,m}}{n}.$

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述对所述电机电流采样值以及电机实际电压采样值分别进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分以及电机实际电压的基波成分，包括：

对所述电机电流采样值I[k]进行离散傅里叶变换，获得电机电流的基波成分x(1)：

$x\left(1\right)=\frac{1}{m}\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{m}}k\×I_k=I{e}^{j{\mathrm{\θ}}_1},$

式中，k＝1,2,...,m-1，I_k为第ｋ点的电流值，I为电机电流的幅值，θ₁为电机电流矢量和实轴之间的夹角；

对所述电机实际电压采样值U[k]进行离散傅里叶变换，获得电机实际电压的基波成分y(1)：

$y\left(1\right)=\frac{1}{m}\underset{k=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{m}}k\×U_k=U{e}^{j{\mathrm{\θ}}_2},$

式中，k＝1,2,...,m-1，U_k为第ｋ点的实际电压值，U为电机实际电压的幅值，θ₂为电机实际电压矢量和实轴之间的夹角。

8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据电机电流的基波成分以及所述电机实际电压的基波成分，获得所述异步电机的转子电阻，包括：

所述根据电机电流的基波成分x(1)以及所述电机实际电压的基波成分y(1)，获得所述电机实际电压的基波成分y(1)以及所述电机电流的基波成分x(1)的比值Z：

$Z=\frac{y\left(1\right)}{x\left(1\right)}=\frac{U}{I}{e}^{j({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}=\frac{U}{I}\cos ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)+j\frac{U}{I}\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1);$

根据所述电机实际电压的基波成分y(1)以及所述电机电流的基波成分x(1)的比值Z，获得所述异步电机的转子电阻R_r：

$R_r=\frac{U}{I}\cos ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)-R_s^{\′}.$

9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

根据所述电机实际电压的基波成分y(1)以及所述电机电流的基波成分x(1)的比值Z，获得所述异步电机的漏感L_σ：

$L_{\mathrm{\σ}}=\frac{\frac{U}{I}\sin ({\mathrm{\θ}}_2-{\mathrm{\θ}}_1)}{\mathrm{\ω}}.$