CN1311563A - 具有改善的热特性的低频石英晶体振荡器器件 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种包括一个石英谐振器(1)和一个用于维持所说的石英谐振器振荡的电子维持电路的低频振荡器器件。按照本发明,石英谐振器被处理成按照扭模式振动且因此具有一个由绕石英晶体的晶轴X在确定角(θ)上的转动所决定的单一的切割角。这个谐振器实际上包括至少一个在第一频率处的不期望的基本弯曲振动模式和一个在高于所说的第一频率的第二频率处的所期望的基本扭转振动模式。此外,电子维持电路是一个反向器电路(2),其跨导值(g_m)的确定要使得所说的器件不能按照所说谐振器的不期望的基本弯曲振动模式而要按照所期望的基本扭转振动模式振荡。按照本发明的振荡器器件因此具有相对于熟知的使用弯曲振动谐振器的振荡器器件明显地改善了的热特性。

Description

具有改善的热特性的低频石英晶体振荡器器件

本发明一般涉及低频石英晶体振荡器器件。

在下面的说明中，“石英晶体振荡器器件”指的是附有振荡装置，或用于维持谐振器振荡的电子电路的石英谐振器。

熟悉本专业技术人员知道各种类型的石英晶体振荡器器件。具体讲，熟悉本专业技术人员熟悉使用被处理成按照弯曲振动模式振荡的石英谐振器的振荡器器件。此类谐振器一般具有抛物线型的热特性且对温度的变化比较敏感。

为了克服这个缺点，熟悉本专业技术人员都知道，此类振荡器对温度改变的敏感性能够利用附加的手段，或温度补偿电路被补偿掉或者至少被降低。除了这些附加的手段增大了此类振荡器的成本的事实外，还应注意到这些器件的功耗也被显著地增大。进一步讲，这些附加的温度补偿装置一般是通过调节负载电容或者谐振器的电容、或者通过增加或消除振荡脉冲来工作。其后果是大大降低振荡信号的频谱纯度。确实观察到大量的具有相当明显的宽度的谱线的出现，这些谱线的位置也随温度变化。

这些振荡器器件不能被应用到那些必需拥有一个不仅具有温度稳定的频率而且还具有只包含少量的谱线的频谱的振荡信号的场合。例如在允许同步工作的远程通讯中，具有这些特性的信号是必需的。

熟悉本专业技术人员都知道，包含一个所谓的AT切割石英晶体谐振器的振荡器具有三次曲线型的热特性并且它的频率作为温度的函数是非常稳定的。但是，实际上这个频率是相当高的，为若干MHz的量级。因此为了利用这种振荡器器件来提供低频振荡信号，该振荡器需要装配一个分频电路，这使该器件复杂化且增大其成本。进一步讲，由分频电路所消耗的电功率是比较大的，因为在它的输入端接收的信号是高频信号，在必须由一个小尺寸的自备的电源例如手表电池供电时，这是一个严重的缺点。

因此，本发明的总体目标是提出一种克服了上述缺点的石英晶体振荡器器件，也即产生具有良好热特性及好的谱纯度的振荡信号的振荡器器件并且更可取的是能耗小。

因此，本发明涉及其特性被列在权利要求1中的石英晶体振荡器。

首先，本发明提出，利用一种扭转型石英谐振器，也即是谐振器被处理成按照扭转振动模式振荡的谐振器。按照本发明，这种谐振器实际上是由Roger Bourquin和Philippe Truchot先生写的，题目为“Barreaux de quartz vibrant en mode de torsion,Applieationaux capteurs”(6th European Chronometry Congress,Bienne,17-18 October 1996)的文章中所描述的类型的振荡器，这里该文作为参考文献被引用。

本文所附图1显示一个此种扭振型谐振器的非限定性例子，用数字标记1整体地标示此谐振器。此谐振器1呈音叉形，通过沿确定的切割角化学蚀刻或机械加工石英片而得。故谐振器的分叉在石英晶体的结晶平面YZ内按确定的角θ取向，就像图1中所清楚地显示的那样。

此种谐振器与传统的弯曲振动谐振器相比较其优点是具有更好的热特性。实际上，这种扭转振动谐振器的热特性是由切割角θ和臂的厚度与宽度之比(t/w)决定的。作为例子，按照前面提到的文章的教导做成的扭转振动音叉形谐振器可以获得更好的热稳定性，与一般的弯曲振动音叉形谐振器相比，提高约3倍。

应该指出，还有另外一种大家知道的装配成按扭动模式振动的谐振器。这另一种扭转振动谐振器被取名为TT切割扭动石英晶体谐振器。这种谐振器在Hirofumi Kawashima和Mitsuhiro Nakazato先生的文章中作为例子被描述过。文章题目“TT-Cut Torsional QuartzCrystal Resonator”,45th Annual Symposium On FrequencyControl(ASFC),IEEE,1991。

不同于在前面的文章中的扭转振动谐振器，该谐振器被用于本发明的领域，这种谐振器是以两个切割角为特征的，并且需要更复杂的电极结构。就加工的简单性和成本而言，在前面提到的Bourquin和Trutrot先生的文章中所描述的扭转振动谐振器构成一种更为先进的解决方案。

但是，应该指出，在最前面提到的文章中所描述的扭转振动谐振器的缺点归结于这样的事实，即除了所期望的基本的扭转振动模式外，它还有不希望的弯曲振动模式。就像在此后的详细说明中将会看到的那样，实际上，此类谐振器在比起所期望的扭转振动模式的频率低得多的频率上存在着一个基本的弯曲振动模式。因此，如果这种类型的谐振器与普通的电子维持电路相关，其组合在实际振荡时将按照这种基本的弯曲振动模式而不按照所期望的基本的扭转模式。

本发明因此还提出解决前述的扭转振动谐振器的缺陷的方法，即提供用于谐振器振动的电子维护线路，以保证该谐振器实际上按照所期望的基本扭转振动模式振动。

按照该谐振器的一个特别先进的实施例，谐振器的几何尺寸被选择成使得所期望的基本扭转振动模式十分地接近393,216KHz，也即32,768KHz频率的12倍，32,768KHz是用于计时的石英谐振器的典型频率。

本发明的这些目的，特征及优点，还有其它一些，在参考以非限定例子给出的附图，阅读下面的详细说明时将会变得更清晰。

图1已被提及，显示一个用于本发明领域的扭转振动石英晶体谐振器的例子。形状为音叉，音叉的臂的取向在晶面YZ内；

图2示出，在图1的谐振器的特定实施例的情况下，显示它的三个主振模式的频率作为谐振器的臂长的函数的变化；此三个振动模式是基本扭转振动模式：基本弯曲振动模式；以及一次弯曲谐波；

图3a图示一个用于本发明领域的反相振荡器器件；

图3b显示包括CMOS反相器的图3a的振荡器器件的实施例，

图4显示一个石英晶体振荡器的等效电路；以及

图5是一幅曲线图，对于在本发明领域中所用的谐振器的三个主要感兴趣的振动模式的每一个，将极限振荡条件g_m,min和g_m,max作为电子维持电路的反馈电阻值R_F的函数用图形表示出来。

首先我们将简要地评述在按照本发明的振荡器器件中用作谐振器的扭转振动石英谐振器。更丰富的信息可以在上面已提到过的Roger Bourquin和Philippe Truchot先生的文章中找到。

再次参照图1，通过在确定的切割角上用机械加工或化学蚀刻石英片来便利地获得做成音叉形状的扭振石英谐振器。应该指出这个具体的实施例决不是限制并且能够设想谐振器的其它几何形状。因此这种谐振器能变异地被做成单条形或者双条形。双条围绕一个中心连接件安装，彼此对称并且反向。

图1的音叉形谐振器，整体地用数字标记1指示，包括两个矩形截面(厚度t，宽度w)的臂1a和1b，取向在晶平面YZ内的臂长为(L)。图1还画出与谐振器1相关联的参考用的轴(x1；x2；x3)，于是长度L是沿轴x2被确定，而厚度t沿轴x3被确定。实际上，这个与谐振器1相关联的参考坐标系(x1；x2；x3)是相对于晶轴X,Y和Z取向的，因此轴x1与晶轴X是相同的，而轴x2和x3分别相对于晶轴X和Y形成一个确定的角θ。

在本发明领域中所用的谐振器1因此具有单一的切割角，此角通过绕石英晶体的晶轴X成确定的θ角的旋转来决定。

从Bourquin和Truchot先生的文章中会了解到谐振器的热特性取决于谐振器的取向角(θ角)以及谐振器臂的厚度(t)与宽度(w)比，或截面比。具体讲，取向角θ和截面比的选择要使得一阶热特性或线性系数基本上为零。事实上，作为例子对于32°的取向角和约为0.6的截面比即可获得这个结果。

按照Borquin和Truchot先生的指导，申请人做了一个音叉形谐振器，得以发现该谐振器的热特性相对于弯曲振动谐振器改善了三倍。

注意到以下一步是重要的，除了所期望的基本的扭转振动模式，此后也称为“基本扭模式”，这种谐振器还包含不期望的弯曲振动模式。具体讲，这种谐振器包含一个基本的不希望的模式，即基本弯曲振动模式，此后也称为“基本弯曲模式”比起所期望的基本扭模式的频率来它位于明显地较低的频率上。此种谐振器还包含另外的不期望的振动模式，它们也应该被考虑，即另外的弯曲振动模式，此后也称为“一次弯曲谐波”，其频率位置相对接近期望的基本扭模式的频率。

最好，谐振器的尺寸，即谐振器臂的尺寸t,w和L选择成使得所期望的基本扭模式被置于前面提到过的基本弯曲模式和一次弯曲谐波模式之间。正如在以后将会更为详细的看到，为了确保按照本发明的振荡器器件的正常地工作，这是最可取的。

利用图示的方法，图2显示前面提到过的每一种振动模式的频率作为臂长L的函数的演变，作为音叉形谐振器的一个特殊实施例，其中臂的尺寸具体地是w=220μm和t=136μm。在此图中，标记“a”的曲线表示基本弯曲模式的频率的演变，标记“b”的曲线表示基本扭模式的频率演变而标记“c”的曲线表示一次弯曲谐波的频率的演变。

作为非限定的但特别有益的例子，图1的音叉谐振器的几何尺寸被进一步选择，使得所期望的基本扭模式实际上位于393,216KHz附近，也即是频率32,768KHz的12倍。32,768KHz是为计时应用指定的石英谐振器的典型频率。按图2所示，这个结果是对于臂长近似地为1.68mm的例子而得到的。

当然应该注意，上面指出的尺寸仅作为图示说明被给出并非是限定性的。也可以选择其他的尺寸来满足由所期望的应用所规定的条件。

根据在这里作为例子所采用的特殊实施例，音叉谐振器包含一个大体上位于393,216KHz处的期望的基本扭模式，按照图2所示，这个谐振器还包含一个不期望的基本弯曲模式，其频率大体上位于74KHz附近，以及一个一次弯曲谐波，它也是不期望的，频率大体上位于435KHz附近。

按照现行的作法，谐振器的振荡的维持电路典型地被设计成使得振荡器器件按照谐振器的第一振动模式，通常即是有最低频率的振动模式进行振荡。这是典型的应用弯曲振动的振荡器器件的情况。在此处我们具体地涉及的情况中，谐振器有一个第一振动模式，即基本弯曲振动模式，它是不期望的模式。传统的维持电路与在本发明领域中所用的扭振谐振器的组合一般也将导致该振荡器器件不按照所期望的模式也即频率大体位于393,216KHz的基本扭转模式来振荡，而是按照谐振器的第一振动模式即频率位于74KHz附近的不期望的基本弯曲模式振荡。这个问题的解释被提供在下面的说明中。

图3a画的是一个振荡器器件10，包括一个跨导值为g_m的反向放大器2，连接在反向器2的反馈路径中的谐振器1，连接在反向器2的输入端A上的第一负载电容C₁，以及连接在反向器2的输出端B上的第二负载电容C₂。振荡器器件10还包括一个横跨输入A和输出B连接的反馈电阻R_F。一般这个反馈电阻R_F的值被选择成非常高并且它对振荡器器件的工作的影响一般是可忽略的。

为了改进，图3a的振荡器器件可以还包括一个附加的电阻R₀，配置在反向器2输出B和负载电容C₂之间。这个电阻是为改善该振荡器器件的稳定性而设计的。

图3a的振荡器器件的一个可能的实施例画在图3b中。按照这个实施例，反向放大器2例如是一个CMOS反向器，该反向器包括第一个p型晶体管2a和第二个n型晶体管2b，该两个晶体管漏极对漏极连接、跨越在地电势V_SS和电源电势V_DD上并且控制极彼此相连。在此情况下，反向放大器2的跨导g_m等于p型和n型两个晶体管2a和2b的跨导的和。

类似于图3b的振荡器器件的器件的工作的详细解释能够在例如由Andreas Rusznyak先生的文章中找到，“Start-up time of CMOSOscillators”,IEEE Transactions on Circuits and Systems,Vol.Cas-34,no.3；March 1987。

从文献中人们都已知道，谐振器1能够用它的等效电路来表示，如像在图4中所示那样。按照此图，谐振器1包括一个含有一个大电感L_X，一个小电容C_X和一个串连电阻R_X的串连分支，以及与串连分支并联的所谓的静态电容C_XO。必须注意图4的等效电路在靠近谐振器的所给定的振动模式处是有效的，并且特定的串连分支L_X,C_X,R_X对应于谐振器的所给定的振动模式的每一个。

应该指出，电感L_X和电容C_X是正被讨论的谐振器的振动模式的动态性能的代表，而串连电阻R_X代表谐振器损耗。还应该指出，静态电容C_XO数值一般比起串连分支的电容值高很多。因此能够确定器件的振荡(角)频率实际上等于： $\mathrm{\ω}\≅\frac{1}{\sqrt{L_X{C}_X}}-------\left(1\right)$

振荡器器件按照给定振荡模式实际发生振荡的必要条件可以如下来确定。

按照这些条件和第一个，振荡器器件的跨导g_m必须高于监界跨导或者在下面的方程(2)中所定义的最小跨导g_m,min： $g_{m,\min }=(2+\frac{C_1}{C_2}+\frac{C_2}{C_1})[{\mathrm{\ω}}^2{R}_x{(C_0+\frac{C_1{C}_2}{C_1+C_2})}^2+\frac{1}{R_F}]----\left(2\right)$ 式中ω是所涉及的振荡模式的(角)谐振频率而C₀是与谐振器1并联存在的电容值且具体讲包括谐振器的静态电容值C_XO。关于负载电容C₁和C₂的设计，还必须计入在反向放大器的输入端和输出端上出现的与这些负载电容相并联的寄生电容的影响。作为例子，在此具体情况中，电容C₀的值估计为1pF而电容C₁和C₂的值被计算，结果是其值分别为12pF和28pF。

作为此前表示的条件(2)的补充，第二个条件必须由跨导g_m来满足，以使得振荡器器件发生振荡。事实上，除非反向放大器的跨导g_m小于按照下面方程(3)所确定的最大跨导值g_m,max，器件的振荡是不可能。 $g_{m,\max }=\frac{C_1{C}_2}{R_x{C}_0^2+1/\left({\mathrm{\ω}}^2{R}_F\right)}------\left(3\right)$

一般讲，应该指出最大跨导g_m,max的值通常比临界跨导g_m,min的值高。

器件振荡的条件可以归纳如下：g_m,min＜g_m＜g_m,max                         (4)

如果上面表示的条件(4)对几种振动模式同时都得到满足，人们知道器件实际上将只按照具有最低监界跨导g_m,min的振动模式振荡。在我们所关心的情况中，期望的谐振器的振动模式，即基本扭转振动模式，位于393,216KHz的频率，比起不期望的基本弯曲振动模式的频率(在74KHz处)明显地高。因此，不期望的基本弯曲模式的临界跨导g_m,min一般小于期望的基本扭振模式临界跨导g_m,min结果，器件一般只按照不期望的基本弯曲模式振荡。

为了解答这个问题，且与当前的实际相反，临界跨导g_m,min和最大跨导g_m,max在上面的(2)式和(3)式中相对于反馈电阻R_F的关系被利用，以避免器件按照不期望的弯曲振动模式振荡。

能够看出，当反馈电阻R_F的值增大，迅速地达到一个由谐振器的特性和负载电容C₁和C₂所决定的实际上恒定的值时，临界跨导g_m,min非常明显地减小。具体讲，对于如下的反馈电阻R_F的值： $R_F>>\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2{R}_x{(C_0+\frac{C_1{C}_2}{C_1+C_2})}^2}------\left(5\right)$ 临界跨导g_m,min的表达式(2)实际上能够被简化为如下的表达式 $g_{m,\min }\≅{\mathrm{\ω}}^2{R}_x\frac{[C_1{C}_2+C_0(C_1+C_2){]}^2}{C_1{C}_2}-------\left(6\right)$

因此可以看出，对每一种所考虑的振动模式，临界跨导g_m,min的值实质上取决于因子ω²R_X。因此，这实质上就是谐振器的特性，即所考虑的模式的频率以及串联电阻的值，它们决定了临界跨导g_m,min的值。

同样，也能够看出，当反馈电阻R_F的值减小达到一个实际上与此反馈电阻R_F的值成比例的值时，最大跨导g_m,max明显地减小。具体讲，对于如下的反馈电阻R_F的值： $R_F<<\frac{1}{{\mathrm{\&omega;}}^2{R}_x{C}_o^2}-------\left(7\right)$ 最大跨导g_m,max的表达(3)能被明显地减化，成为下面的简化表达式(8)：

              g_m,max≌C₁C₂ω²R_F              (8)

因此能够看出，在此情况下，对于每一种所考虑的振动模式，最大跨导g_m,max的值实质上取决于因子ω²R_F。因此实质上正是所考虑的模式的频率和反馈电阻R_F的值决定了最大跨导g_m,max。因此可以看出，所考虑的振动模式的频率越低，最大跨导g_m,max越低。

让我们通过图示的方法，举前面提到过的在本发明领域所使用的谐振器的具体的实施例，即该谐振器有位于74KHz附近的基本弯曲模式，一个大体上位于393,216KHz上的基本扭模式和一个位于435KHz附近的一次谐波。按照这个特定的谐振器的实施例，串联电阻R_X的数值分别地对这些模式的每一个被估算，取平均近似地为56kΩ,8kΩ和23kΩ。

图5是一幅临界跨导g_m,min和最大跨导g_m,max作为反馈电阻R_F的函数的演变曲线图。曲线a₁,b₁和c₁分别代表关于前面提到的振动模式即基本挠模式，基本扭模式和一次弯曲振动谐波的每一种的临界跨导g_m,min的演变。同样，曲线a₂,b₂和c₂代表关于所考虑的这三种振动模式的每一种的最大跨导g_m,max的演变。

按照本发明，为了保障器件在所期望的基本扭模式中振荡，下列的条件必须被满足。

为了确保器件在所期望的模式，即基本扭转模式中振荡，首先，器件的跨导g_m必须满足上面给出的一般条件(4)，也即在作为例子所采取的具体情况中： $g_{m,\min }^{393\mathrm{kHz}}<g_m<g_{m,\max }^{393\mathrm{kHz}}---------\left(9\right)$

再者，为了避免器件按照不期望的弯曲模式振荡，器件的跨导g_m也必须高于不期望的基本弯曲模式的最大跨导g_m,max，也即在作为例子所举的情况中： $g_{m,\max }^{74\mathrm{kHz}}<g_m--------\left(10\right)$

在目前情况中，还应确保期望的基本扭转模式的临界跨导g_m,min小于一次弯曲谐波的临界跨导g_m,min。否则，器件将按照一次弯曲谐波模式振荡。在作为例子所举具体情况中，这个条件能表示如下： $g_{m,\min }^{393\mathrm{kHz}}<g_{m,\min }^{435\mathrm{kHz}}---------\left(11\right)$

图5显示出，在灰色区域A中，所有的跨导值g_m都满足上面的条件(9)和(10)。通过适当选择谐振器的特性来满足条件(11)。具体地，就如已经提到过的，更好地设计谐振器使得期望的基本扭转模式的频率低于不期望的一次弯曲谐波的频率。为了制造此谐振器并且为了确保对于这些振荡模式串联电阻R_X的值使得上面的(11)式仍然满足，应该给予非常特别的关注。

从前面的说明应了解到，仔细选择反馈电阻R_F的值允许在保障相对低的跨导g_m值的同时条件(9)和(10)被满足。从功耗的观点看，这是更为可取的。在给出的情况中，图5中所表示的，量级为700至800kΩ的反馈电阻R_F的值被选取，这使得与不期望的基本弯曲模式有关的最大跨导被减小至几十μA/V。对于这个反馈电阻R_F的相同的值，关于期望的基本扭转模式的最大跨导则具有几个mA/V的量级。这保证器件的跨导g_m有足够的容差。

按照本发明，振荡器器件被处理成按照石英谐振器的基本扭转振动模式振荡。因此，按照本发明的振荡器器件的温度特性相对于利用弯曲振动石英谐振器的传统振荡器器件而言被大大地改善了。

作为一种有益的变型，振荡器器件可以连同一个连接在维持电路输出端B上的分频器电路一起被提供。具体讲，在这里作为例子所采取的振荡器器件的特定情况下，也即振荡器器件被处理成提供一个393,216KHz的振荡信号，此信号可以方便地加在除12的分频器的输入端，以便产生一个频率大体上等于32,768KHz的振荡信号，此信号对于计时应用是特别有用的。

总起来讲，谐振器将被加工成使其所期望的基本扭转振动模式位于等于32,768KHz的倍数的频率上。

实际上，按照本发明的振荡器器件还将方便地加工成单块小型元件的形式，例如陶瓷，金属或塑料封装，在其中装配了石英谐振器和电子振动维持电路。

还需明白，对于在本说明中所说明的振荡器器件可以作各种各样的修改和/或改进但是没有脱离由附加的权利要求所规定的本发明的领域。

Claims (10)

1．包括石英谐振器和用于维持所说的石英谐振器振荡的电子维持电路的低频振荡器器件，其特征为：

-所说的石英谐振器有一个由绕着所说的石英晶体的晶轴X在确定角(θ)上的旋转所决定的单一切割角，因此所说的谐振器至少包括一个在第一频率上的基本弯曲振动模式和一个在高于所说第一频率的第二频率处的基本扭转振动模式；以及

-所说的用于维持谐振器振荡的电子维持电路是一个反向放大器电路(2)，其跨导值(g_m)被确定以使得所说的器件不能按照所说的谐振器的所说的基本弯曲振动模式而是按照所说的谐振器的所说的扭转振动模式振荡。

2．按照权利要求1的振荡器器件，其特征是所说的谐振器还包括另一个弯曲振动模式，被称为第一弯曲谐波模式，在高于所说的基本扭转振动模式的频率的第三频率处。

3．按照权利要求1或2的振荡器器件，其特征是，所说的电子维持电路包括一个含有在其上连接了第一负载电容(C₁)的输入端(A)和一个在其上连接了第二负载电容(C₂)的输出端(B)的反向放大器(2)，所说的石英谐振器(1)被连接在所说的反向放大器(2)的反馈回路中，这个电子维持电路还包括一个跨接在所说的反向放大器(2)输入(A)和输出(B)上的反馈电阻(R_F)。

4．按照权利要求3的振荡器器件，其特征是所说的反向放大器(2)是一个CMOS反相器包括第一p型晶体管(4a)和第二n型晶体管(4b)，以串联方式连接在电源电势(V_DD)和地电势(V_SS)之间，两者的漏极彼此相连接并形成反向器的输出端(B)，而它们的控制极彼此相连接并形成反向器的输入端(A)。

5．按照权利要求3或4的器件，其特征是所说的反馈电阻(R_F)的值的确定要使得与谐振器的基本弯曲振动模式有关的最大跨导(g_m,max)明显地降低。

6．按照权利要求3或4的振荡器器件，其特征是所说的谐振器呈音叉形并且被装配成使得所说的基本扭转振动模式的频率基本上等于32,768KHz的倍数。

7．按照权利要求6的振荡器器件，其特征是它还包括一个连接在电子维持电路输出端上的分频器电路并且使得振荡信号能够以32,768KHz的频率被产生。

8．按照权利要求6或7的振荡器器件，其特征是所说的基本扭转振动模式的频率基本上等于393,216KHz。

9．按照权利要求7的振荡器器件，其特征是所说的基本扭转振动模式的频率基本上等于393,216KHz，并且所说的分频器电路是一个12分频电路。

10．按照前面的权利要求的任一条的振荡器器件，其特征是，所说的谐振器和所说的电子维持电路被装配在同一封装中。

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