CN1295864C - 有效放大宽频带包络信号的装置与方法 - Google Patents

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Abstract

用于放大射频输入信号的系统和方法，它包括采用中等功率效率的宽带部件例如AB类放大器来放大包含在输入信号的高频分量中的功率、以及采用高功率效率的窄带宽部件例如同步推挽DC/DC变换器来放大包含在输入信号的低频分量中的功率。放大后的低频分量和高频分量随后组合以产生射频输入信号的放大的复制信号。在AB类放大器的输出端和DC/DC变换器的输入端之间设置正反馈回路以提供射频放大信号的稳定性。在DC/DC变换器的输出端和AB类放大器的输入端之间设置负反馈回路以便把因DC/DC变换器引起的干扰减小到最小。

Description

有效放大宽频带包络信号的装置与方法
发明领域
本发明一般涉及放大器，更具体地说，涉及高频宽频带放大器。
背景技术
在无线通信工业中，高度重视以高效的方式放大宽频带信号、例如扩频信号的能力。例如，典型的18信道基站需要大约540瓦的射频功率输出端(每信道30瓦)。假定通常功率放大器效率是5％，为产生540瓦射频功率输出端需要的功率将是10.8千瓦，而10.26千瓦耗散成热。这种耗散热代表着一种缺点，即不仅要用风扇和散热器冷却基站，还要转换成浪费的能量，因而缩短了电池寿命。简单地说，基站因基站用的功率放大器的效率降低而耗费增加。
尽管有过各种尝试试图解决这个问题，仍难以设计能够线性放大宽带信号的高效功率放大器。这是因为通常放大器的矛盾特性，即表现为与其效率成反比的宽频带特性。对于诸如码分多址(CDMA)信号(其一般具有高的峰值/平均值的信号幅度比值)，这类扩频信号的放大难以(如果不是不可能)在饱和状态连续运行功率放大器，因而进一步降低了功率放大器的效率。
已提出的解决此问题的一种方法包括采用包络抑制与恢复(envelope elimination and restoration；EER)，这是一种技术，通过它可以把高效射频功率放大器组合成高效线性放大器系统。此方法中，调制的输入信号分为两路：幅度通路，通过它处理输入端调制信号的包络；相位通路，通过它处理输入端调制信号的相位调制载波。输入端调制信号的包络由高效放大器放大，所述放大器工作在较窄的调制带宽，即包络信号的带宽，从而产生放大的包络信号。然后，高频、高效的放大器用来利用包络放大信号调制高频的相位调制载波，从而产生调制的输入信号的放大的复制信号。具体地说，产生包络放大信号的放大器是作为高频放大器的直流电源。这种EER放大器系统的效率可以通过两个放大器的效率相乘来计算。例如，如果每个放大器的效率是50％，则ERR放大器系统的整体效率将是25％。
尽管采用EER放大器系统来放大宽频带调制信号通常是有利的，但是其效率和最大调制带宽依赖于电源放大器的效率和带宽。
因而，需要提供用于提高不同目的的放大器的效率和带宽的装置和方法，它可以包括提供EER放大器系统内的从直流功率到射频功率的放大器。
发明概述
本发明针对有效地放大相对地宽频带的信号的系统和方法。
根据本发明的第一方面，可以采用一个方法来放大输入信号(例如，从CDMA信号得到的包络信号)，所述信号呈现一个或多个较低频率分量以及一个或多个较高频率分量。应把“较低”和“较高”理解为相对术语，而仅仅表示频率分量之间的区别。还要把较低频率分量理解成可以包含直流分量。所述方法包括：通过放大所述输入信号产生第一信号；检测所述第一信号(如电流)；以及通过放大包含在所述第一信号中的一个或者多个较低频率的分量中的功率，产生第二信号。包含在所述第一信号的一个或者多个较低频率分量中的功率随所述第二信号反向变化。事实上，处于第一指定放大时对包含在输入信号的一个或者多个较低频率的分量中的功率的放大倍数降到最小，而处于第二指定放大时放大倍数最大。然后组合第一和第二信号以产生放大的输入信号。从检测的第一信号向第二信号的放大提供的正反馈提供放大的输入信号的稳定性。任选地，检测第二信号(如电压)，而输入信号随检测的第二信号反向变化，例如，以便把在第二指定放大时另外产生的噪音降到最低。
输入信号的带宽可以相当宽，例如，在0MHz到10MHz之间。在这种情况下，一个或多个较低频率分量会在所述带宽形成相当窄的范围，如，在0MHz到1MHz之间，而一个或多个较高频率分量会在所述带宽形成相对较大的范围，如，在1MHz到10MHz之间。在这种情况下，放大一个或多个高频分量最好以第一功率效率完成，而放大一个或多个低频分量最好以第二较高功率效率来完成。其结果是，有效放大了较窄的低频范围内的功率，而又基本上不失真地放大较宽的高频范围内的功率。
根据本发明第二方面，提供一种放大电路，用于放大输入信号、例如从CDMA信号提取的包络信号。放大电路包括：AB类放大器，它配置成接收输入信号；以及同步降压(buck)DC/DC变换器，其输入端通过正反馈回路连接到放大器输出端。电阻负载并联连接在所述AB类放大器和DC/DC变换器的对应输出端之间。在本优选实施例中，所述正反馈回路包括连接到AB类放大器输出端的电流传感器以及连接在所述电流传感器和DC/DC变换器的输入端之间的脉宽调制器。由于反馈处理的缘故把检测的电流值驱动到较低值、使得大部分较高频率分量保持在检测的电流中。任选地，在DC/DC变换器的输出端和AB类放大器的输入端之间可连接负反馈回路。所述负反馈回路可以包括差分运算放大器，其输出端连接到AB类放大器的输入端、反向输入端连接到变换器的输出端、而非反向输入端用来接收所述输入信号。
根据本发明第三方面，提供一种放大电路，用于放大输入信号。放大电路包括：非独立电压源，如AB类射频放大器，它工作在第一带宽和第一功率效率；以及非独立电流源，如同步降压DC/DC变换器，它工作在比所述第一带宽窄的第二带宽并且工作在比所述第一功率效率高的第二功率效率。所述非独立电压源配置成产生随所述输入信号变化的第一电压，而所述非独立电流源配置成产生随所述独立电压源产生的第一电流而变化的第二电流。负载并联连接在所述非独立电压源和非独立电流源之间，其中所述第一电压出现在所述负载两端，而所述第一和第二电流流过所述负载。
任选地，这样配置所述非独立电压源、使得第一电压随所述电流源产生的第二噪声电压反向变化。在本优选实施例中，第一频带包含第二频带，第二频带在第一频带的较低端。例如，第一频带范围可以从0MHz到10MHz，第二频带范围从0MHz到1MHz。
本发明的其它目的和特征会在以下结合附图的说明中变得清楚明了。
附图的简要说明
详细说明本发明的优选实施例，是通过附图举例的方法而非限定的方法，图中，相同标号表示相同部件，附图中：
图1是根据本发明构成的EER(envelope elimination andrestoration：包络抑制与恢复)系统的示意的方框图；
图2是输入到到图1的EER系统的典型CDMA信号的波形图；
图3是图2的CDMA信号的包络波形；
图4是图2的CDMA信号的相位调制载波波形；
图5是放大的图2CDMA信号的波形；
图6是用在图1EER系统中的缓冲放大电路的示意图；
图7是图6缓冲放大电路的功能方框图；以及
图8是输入到图6缓冲放大电路的典型包络信号的功率谱曲线。
最佳实施例的详细描述
参见图1，图中一般地示出根据本发明构成的包络抑制与恢复(EER)系统100。所述EER系统100包括：射频输入端102，无线电射频信号RFIN输入到该处；以及射频输出端104，放大后的射频信号RFOUT从该处输出。在图示的实施例中，输入信号RFIN是码分多址(CDMA)信号，其典型的波形示于图2。正如所看到的，输入信号RFIN既是幅度又是相位调制的，因而能表示成等式：RFIN＝A(t)cos[ωc*t+φt]，其中A是幅度调制系数，ωc是载波频率，t是时间，而φ是相位调制系数。如果不调制，因为相当高的峰值/平均值比率，放大输入信号RFIN会是效率比较低的。但是，EER系统100配置成以更有效的方式放大输入信号RFIN。因此，EER系统100一般包括功率分配器106、包络检测器108、缓冲放大电路110、延时元件112、限幅器114以及射频功率放大器116。
功率分配器106把输入信号RFIN分开送入幅度通路和相位通路。在幅度通路，包络检测器108从输入信号RFIN中检测包络，并对此作出响应而产生包络信号SENV。包络信号SENV代表输入信号RFIN的幅度信息。正如在图3所示包络信号SENV的典型波形图能够看到的那样，输入信号RFIN中相对地高频的分量已被消除，留下相对地低频的包络信号SENV，它等于时变幅度调制系数A(t)。下面将会详细讨论到，通过缓冲放大电路110有效放大包络信号SENV，产生放大的包络信号SENV′。因为包络信号SENV具有相对低的频率，所以缓冲放大电路110运行在相对低的带宽，因而改善了效率。
在相位通路，延时元件112产生延时的输入信号RFINΔt，其延时选定为等于在幅度通路中缓冲放大电路110产生的延时。当然，如果幅度通路内产生的延时减少到最小限度或者不存在，可以不要延时元件112。限幅器114限定输入端延时信号RFINΔt的幅度，产生代表输入信号RFIN相位调制载波的相位信号Sφ。正如在图4所示相位信号Sφ的典型波形图能够看到的那样，输入信号RFIN的幅值变化消失了，留下均匀幅值的相对地高频的信号，它等于相位调制载波cos[ωc*t+φt]。通过射频功率放大器116放大相位信号Sφ，其效率因相位信号幅值的一致性而得以改善。因此，相位信号Sφ的幅值最好选定为使射频功率放大器116工作在饱和状态。
相位放大信号Sφ用包络放大信号SENV′调制，以产生射频输入信号的放大信号RFOUT。具体地讲，偏压(对基于结栅场效应晶体管的射频功率放大器，其漏极偏压)随包络放大信号SENV′而变化，所述信号作为时变直流电源电压VDD加到射频功率放大器116的直流电源接线端。因此，直流电源电压VDD出现在射频功率放大器116的输出端，事实上，是用电源电压VDD调制相位信号Sφ。输出信号RFOUT的波形示例于图5。如图所见，输出信号RFOUT是输入信号RFIN的放大的复制信号，由等式RFOUT＝A′(t)cos[ωc*t+φt]表示，其中A′等于放大的幅值调制系数。
因为EER系统100的效率和带宽性能取决于用于幅度通路的缓冲放大电路110的效率和带宽性能，所以，通过具有相对高功率效率和相对窄带宽的性能的部件，来放大包含在包络信号SENV中较低频率分量的功率，并且通过具有中等功率效率和相对宽带宽的性能的部件，来放大包含在包络信号SENV中较高频率分量的功率，这样来配置缓冲放大电路110，以便有效地线性放大包络信号SENV。
因此，参见图6，说明缓冲放大电路110，其中输入端118出现包络信号SENV，而输出端120出现放大的包络信号SENV′。放大电路110通常包括：AB类射频功率放大器122，它是具有高带宽能力的中等功率效率部件；以及同步降压DC/DC变换器124，它是具有低带宽能力的高效率部件。因此，用于放大电路110的AB类放大器适合于放大包含在包络信号SENV较高频率分量中的功率，从而获得宽带宽性能的放大电路110。用于放大电路110的DC/DC变换器124适合于放大包络信号SENV中较低频率分量中的功率，从而获得提高了功率效率的放大电路110。
另外，放大电路110包括电流正反馈回路126，它连接在AB类放大器122的输出端132和DC/DC变换器124的输入端134之间；放大电路110还包括电压负反馈回路128，它连接在DC/DC变换器124的输出端136和AB类放大器122的输入端130之间。正如以下要详细说明的那样，电流和电压反馈回路126、128适合于在AB类放大器122和DC/DC变换器124之间建立均匀对称的反馈，从而确保放大电路110产生完全稳定和不失真的包络放大信号SENV′。
现在更进一步详细说明放大电路110的结构。为说明上的简短，图6只图示为说明放大电路110而必需的元件和接线。事实上，放大电路110可以包含比图6所示多的元件和接线。
AB类放大器122可以是降压电压跟随器。为此，AB类放大器包括上晶体管和下晶体管Q1和Q2，如实施例所示，分别包括N沟道和P沟道金属氧化物场效应晶体管。晶体管Q1和Q2的源极连接到一起以形成AB类放大器122的输出端132，同时，上晶体管Q1的漏极连接到正的直流电压源，如11伏，而下晶体管Q2的漏极连接到负的直流电压源(如-1伏)或地。注意，如果需要，负的直流电压允许AB类放大器122的输出端132下拉到0伏，而否则，如果晶体管Q2的漏极改为接地，如果不是不可能下拉到0伏，也会很困难。这样，上晶体管Q1提供AB类放大器122的电压上拉能力，而下晶体管Q2提供AB类放大器122的电压下拉能力。
AB类放大器还包括偏压电路，它连接在直流电压源(如18伏)和晶体管Q1和Q2的栅极之间。具体地说，包括并联晶体管Q3和Q4(本处是结栅场效应晶体管)的电流源，从直流电压源向晶体管Q1和Q2的栅极提供电流，同时，电阻R1、R2和R3为晶体管Q1和Q2建立可选的偏置点。作为非限定性例子，电阻R1、R2和R3的值可以分别选为2KΩ、10Ω和2Ω。
放大电路110的输入端118通过差分运算放大器U1连接到AB类放大器122的输入端130。为达到下面就要详细说明的目的，运算放大器U1确定在包络电压(从包络信号SENV获取的)VENV和噪声电压(从DC/DC变换器124的输出端136获取的)VNOISE之间的差，在其输出端产生包络电压差VΔENV。包络电压差VΔENV通过电容C1和偏压电路加到晶体管Q1和Q2的栅极。AB类放大器122响应包络电压差VΔENV’产生第一信号S1，用电压V1和电流I1表示。
第一信号S1是包络信号SENV的放大形式，它由AB类放大器122自己获得，它将因AB类放大器122的宽带宽能力而成为包络信号SENV的放大的复制信号。然而，正如下面就要详细说明的，配置放大电路110，使得AB类放大器122放大包含在包络信号S1的高频分量中的功率，同时很少或者没有包络信号S1的低频分量中的功率被AB类放大器122放大。
DC/DC变换器124通常包括上开关晶体管和下开关晶体管Q5和Q6、电感元件L1以及控制装置U2。在图示实施例中，晶体管Q5和Q6包含结栅场效应晶体管，而电感元件L1有合适的电感值(如10μH)。在图示实施例中，控制装置U2用集成电路实施，该装置可以从Clifornia的Santa Clara的National Semiconductor公司获得。当然，优选集成部件时，如果可以获得本发明的功能，也可以采用任何模拟或数字电路、分立或集成、或者其组合电路。
在控制装置U2的控制下，如图实施例包含N沟道结栅场效应晶体管的晶体管Q5和Q6，以开关的方式对电感元件L1交替充电和放电。具体地说，晶体管Q5的源极和晶体管Q6的漏极连接在一起，同时，上晶体管Q5的漏极连接到直流电压源(如11伏)，而下晶体管的源极连接到地。上晶体管和下晶体管Q5、Q6的栅极分别连接到控制装置U2的DRVH和DRVL端子。以这种方式，通过从控制装置U2的DRVH端分别传送高和低信号，上晶体管Q5可以交替接通(即，代表虚拟短路电路)和断开(即，代表虚拟断开电路)。同样，通过从控制装置U2的DRVL端分别传送高和低信号，下晶体管Q6可以交替接通和断开。
为确保开关晶体管Q5和Q6或者是完全接通、或者是完全断开，即不存在不确定模式，开关晶体管Q5和Q6被恰当偏置。具体地说，通过电容C2和齐纳二极管D1的并联组合，电流源，在此处是晶体管Q7(如结栅场效应晶体管)，向开关晶体管Q5和Q6的漏极馈加偏压。偏压电平可以通过控制装置U2的BST及SW端子调节。
控制装置U2根据输入到VIN端的控制电压VPULSE对晶体管Q1和Q2实行切换。即，当控制电压VPULSE高时，控制装置U2接通上晶体管Q5而断开下晶体管Q6，从而使电感元件L1充电。相反，当控制电压VPULSE低时，控制装置U2断开上晶体管Q5而接通下晶体管Q6，从而使电感元件L1放电。随着电感L1的充放电，DC/DC变换器产生第二信号S2，用电压V2和电流I2表示。
正如以下就要详细说明的那样，控制电压VPULSE得自第一放大信号S1，随之，得自包络信号SENV。从这个意义上说，第二信号S2是包络信号SENV的放大形式。然而，因为DC/DC变换器124的窄带宽性能，只有包络信号SENV的低频分量包含的功率通过DC/DC变换器被放大。
正如以下就要详细说明的那样，出自AB类放大器122的第一信号S1和出自DC/DC变换器124的第二信号S2叠加在放大电路110的输出端120，以产生放大的包络信号SENV′，这是包络信号SENV的放大的复制信号。
如上简短讨论的，电流反馈回路126连接在AB类放大器122的输出端132和DC/DC变换器124的输入端之间，以提供包络放大信号SENV′的稳定性。因此，电流反馈回路126通常包括电流检测器138，所述检测器产生误差电压VERROR，所述电压表示流出AB类放大器122的输出端132的第一电流I1。电流反馈回路126还包括脉宽调制器140，它产生控制电压VPULSE，后者随出自电流检测器138的误差电压VERROR而变。
具体地说，电流检测器138包括：电阻R4，它连接到AB类放大器122的输出端132；以及差分运算放大器U3，其非反向和反向输入端跨连接在电阻R4两端。因此，第一电流I1流过电阻R4，随后通过运算放大器U3放大，作为误差电压VERROR输出到其输出端。运算放大器U3的正接线端和负接线端分别连接到直流电源电压(如15伏)和地。电阻R5、R6和R7用来选择运算放大器U3的差分放大倍数。作为非限定性例子，电阻R5、R6和R7的阻值可以分别是397欧姆、397欧姆和10欧姆，从而提供运算放大器U3的25倍差分增益。因要误差电压VERROR保持在正电平，所以运算放大器U3的输出端由电阻R8和R9及直流电源电压偏置。作为非限定性例子，电阻R8和R9的阻值可以是316欧姆和953欧姆，同时电源电压值是2.5伏，从而对运算放大器U3的输出端提供2.5伏的偏置。电阻R10用于缓冲运算放大器U3的反向输入端。
应当示出，为了将电流反馈回路126的功耗降到最小，电阻R4的阻值最好尽可能地小(如0.01欧姆)。在这种情况下，运算放大器U3配置成对电阻R4产生的小电压相当敏感，这样，运算放大器U3的差分增益和偏置应尽可能精确。
脉宽调制器140包括比较器U4，它把误差电压VERROR和阈值比较，当误差电压VERROR高于阈值时输出高信号，而当误差电压VERROR低于阈值时输出低信号。具体地说，比较器U4的非反向输入端通过缓冲电阻R11连接到运算放大器U3的输出端，电阻R11有合适的值(如50欧姆)。比较器U4的反向输入端连接到直流参考电压(如2.5伏)。比较器U4的正接线端和负接线端分别连接到直流电源电压(如15伏)和地。
因此，当误差电压VERROR大于参考电压时，比较器U4输出高电压，而当误差电压VERROR小于参考电压时，比较器U4输出低电压。比较器U4的输出端连接到直流电源电压(如5伏)，以便把高输出电压电平转换成所述直流电源电压。因此，如果所述直流电源电压是5伏，比较器U4的输出将在0和5伏之间翻转。
为了向比较器U4提供滞后作用，电阻R12连接在电源电压和比较器U4的输出端之间，而电阻R13连接在比较器U4的输出端和非反向输入端之间。这样，如果比较器U4的输出为高，为使比较器U4的输出从高变到低，误差电压VERROR必须低于参考电压一个预先确定的值。同样，如果比较器U4的输出为低，为使比较器U4的输出从低变到高，误差电压VERROR必须高于参考电压一个预先确定的值。这个预先确定的值通过选择电阻R12和R13的值来确定。作为非限定性例子，电阻R12和R13的阻值可以分别是1k欧姆和49.9k欧姆，所述预先确定的值将是0.1伏(假定电源电压是5伏)。
这样，从比较器U4输出的交替的高和低电压作为控制电压VPULSE输入到DC/DC变换器124的控制装置U2。如上所述，电感元件L1响应控制电压VPULSE中的高值而充电，从而增加第二信号S2的能量；而电感元件L1响应控制电压VPULSE中的低值而放电，从而减少第二信号S2的能量。以这种方式，从DC/DC变换器124输出的第二信号S2不连续地跟踪从AB类放大器122输出的第一信号S1，从而提供在放大电路110的输出端120产生的包络放大信号SENV′的稳定性。
如上简短讨论的，电压反馈回路128连接在DC/DC变换器124的输出端136和AB类放大器122的输入端118之间，以防止或减少包络放大信号SENV′出现噪音，噪音可以产生于其它异常，如DC/DC变换器124输出端的电压尖峰。因此，电压反馈回路128通常包括先前说明过的差分运算放大器U1，它响应(从包络信号SENV得到的)包络电压VENV以及(从DC/DC变换器124输出端的)第二电压V2，产生包络电压差VΔENV。
具体地说，运算放大器U1的正接线端和负接线端分别连接到直流电源电压(如15伏)和地。运算放大器U1的非反向输入端连接到放大电路110的输入端118，以便接收包络电压VENV，而运算放大器U1的反向输入端连接到DC/DC变换器124的输出端136，以便接收第二电压V2。电阻R14、R15和R16用来选择运算放大器U1的差分放大倍数。作为非限定性例子，电阻R14、R15和R16的阻值可以分别是511欧姆、511欧姆和511欧姆，从而提供运算放大器U1的2倍差分增益。如上所述，运算放大器U1输出端的包络电压差VΔENV反映在第二电压V2。如以下就要详细说明的那样，从DC/DC变换器输出的第二信号V2中的任何干扰都在AB类放大器122中被吸收，而不是在连接到放大电路110输出端120的任何负载中被吸收。
现在将说明有效提供基本上无畸变放大的包络信号SENV′的放大电路110的操作。放大电路110的拓扑结构如图7所示，同时以随时间变化的电路符号的形式示出图6的电路符号。具体地说，用非独立电压源表示AB类放大器122，它输出第一电压V1(t)，所述电压直接根据包络电压差VΔENV(t)、即包络电压VENV(t)和检测到的第二电压V2′(t)之间的差而变化。用独立电流源表示DC/DC变换器124，它输出第二电流I2(t)，所述电流直接根据检测到的第一电流I1′(t)而变化。在图示说明的实施例中，负载电阻RL表示射频功率放大器116(如图1所示)，它连接在电压源V1(t)和电流源I1(t)之间，出现在负载电阻RL两端的是放大的电压VENV′(t)和放大的电流IENV′(t)。
假定电压源V1(t)工作在与包络信号SENV(t)的带宽相称的宽带宽，电压源V1(t)以及出现在负载电阻RL两端的放大电压VENV′(t)是包络电压VENV(t)的放大的复制信号，即，它将既包含有低频又包含有高频分量。因此，流过负载电阻RL的放大电流IENV′(t)是包络信号SENV(t)的放大的复制信号，从而既包含有低频又包含有高频分量。
从这些假设得到的结果是，电压源输出端的第一电流I1(t)和电流源输出端的第二电流I2(t)两者之和等于放大电流IENV′(t)。假定电流源工作在窄带宽的包络信号SENV(t)的低频范围，电流源输出端的第二电流I2(t)会包含与电流源带宽相称的低频分量。因此，电压源输出端的第一电流I1(t)必须要包含高频分量，使得第一和第二电流I1(t)、I2(t)之和等于放大电流IENV′(t)。因此，假定大部分功率包含在包络信号SENV(t)的低频分量中，在放大信号SENV′中的大部分功率将由功率效率高的电流源产生。
一般而言，第二电流I2(t)是包络信号SENV低频分量的放大的复制信号。然而，应当指出，因为电流源是基于电感的，所以，在包络电流IENV(t)和第二电流I2(t)之间引入滞后。其结果是，第一电流I1(t)必须包含小部分的低频分量，其范围将取决于包络信号SENV(t)的时变性。
因为第一和第二电流I1(t)、I2(t)是互相依赖的(因如上所述的电流反馈回路126的作用)，所以提供了放大电路110的稳定性。具体地说，第一电流I1(t)直接跟踪第二电流I2(t)，即随着第一电流I1(t)而增加和减小，第二电流I2(t)由于其直接依赖于检测电流I2(t)的缘故，倾向于相应地增加和减小。第二电流I2(t)反向跟踪第一电流I1(t)，即随着第一电流I1(t)增加和减小、第二电流I2(t)由于其反向依赖于检测的第一电流I2(t)的缘故，倾向于相应地减小和增加。因而，第一和第二电流I1(t)、I2(t)保持稳定。
因为第一和第二电压V1(t)、V2(t)是互相依赖的(因如上所述的电压反馈回路128的作用)，放大电路110内的干扰被降到了最低。具体地说，第一电压V1(t)反向跟踪第二电压V2(t)，即随着第二电压V2(t)增加和减小，第一电压V1(t)由于反向依赖于检测到的第二电压V2′(t)缘故而倾向于相应地减小和增加。第二电压V2(t)直接跟踪第一电压V1(t)，即随着第一电压V1(t)增加和减小，第二电压V2(t)由于其与第一电压V1(t)并联连接而倾向于相应地增加和减小。因此，如果电流源124将干扰引入第二电压V2(t)，那么，第一电压V1(t)通过消除干扰而得到补偿。实际上，干扰被电压源122吸收，而不是由电阻负载RL吸收。
作为非限定性的例子，放大电路110可用于有效地放大图8所示的典型的包络信号SENV而没有明显的失真。具体地说，典型的包络信号SENV包含范围从0MHz到10MHz的10MHz带宽，其大部分功率在0MHz到1MHz的范围(对从CDMA信号提取的包络信号大约为95％)。放大电路110利用功率上的不均衡，即：以高效的DC/DC变换器124放大典型的包络信号SENV中相对高功率的低频分量，而以中等效率的AB类放大器122放大典型的包络信号SENV中相对低功率的高频分量。
因而，尽管AB类放大器122表现为相对的中等的效率(通常约为35％左右)，因为相对小量的功率存在于典型的包络信号SENV的高频分量中，所以放大电路110的总效率并不受很大影响。相反，因为相对的多数的功率存在于低频分量中，所以DC/DC变换器124的高效率(通常约为90％左右)向放大电路110提供明显改善的总效率。
例如，假定DC/DC变换器124和AB类放大器122的效率分别为90％、35％，并且工作在3dB带宽，范围分别是从0MHz到1MHz、从1MHz到10MHz，当放大图8所示的典型的包络信号SENV时，放大电路110的总效率会接近(.95)(.9)+(.05)(.35)＝87.25％。
虽然本发明易于进行各种修改，但是还是在附图中示出其替换的形式、具体的实例并且在这里对其作了详细说明。不管怎样，应当指出，本发明并不受限于这里公开的具体形式和方法，而是相反，本发明将包括包含在所附权利要求书范围内的所有修改、等同物和替换。

Claims (65)

1.一种用于放大输入信号的放大电路，所述输入信号具有一个或多个较低频率的分量和一个或多个较高频率的分量，所述放大电路包括：
输入端，用以接收所述输入信号；
第一放大器，它连接到所述输入端，通过放大存在于所述输入信号的所述较低频率分量和所述较高频率分量中的功率产生第一信号；
第二放大器，它通过放大存在于所述第一信号中的一个或多个较低频分量的功率产生第二信号，这样存在于所述第一信号中的较低频分量的功率随所述第二信号的功率而反向变化；以及
输出端，它连接到所述第一和第二放大器、以所述第一和第二信号的组合的形式提供放大的输出信号。
2.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于：所述第一放大器包括射频功率放大器。
3.如权利要求2所述的放大电路，其特征在于：所述射频功率放大器包括基带射频线性电压源放大器。
4.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于：所述第二放大器包括降压型DC/DC变换器。
5.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于：所述第二放大器包括DC-基带射频电流源开关变换器。
6.如权利要求1所述的放大电路，其特征在于还包括从所述第一放大器的输出端到所述第二放大器的控制输入端的第一反馈回路，其中，所述第一反馈回路产生基于所述第一信号中的电流的控制信号，并且所述第二放大器产生响应所述控制信号的第二信号。
7.如权利要求6所述的放大电路，其特征在于还包括从所述第二放大器的输出端到所述第一放大器的输入端的第二反馈回路，其中，所述第二反馈回路产生反馈信号，使得存在于所述第一信号中的较低频分量的功率随所述第二信号而反向变化。
8.一种用于放大射频输入信号的放大电路，它包括：
射频放大器，它具有输入端和输出端，所述输入端配置成接收所述射频输入信号；
DC-基带开关变换器，它具有输入端和输出端；
第一反馈回路，它连接在所述放大器的输出端和所述变换器的输入端之间；以及
电阻负载，它并联连接在所述放大器和变换器的各自的输出端之间。
9.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于：所述变换器包括配置成电流源的DC-基带射频开关变换器。
10.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于所述第一反馈回路包括：
具有输入端和输出端的电流传感器；以及
具有输入端和输出端的脉宽调制器；
其中，所述电流传感器的输入端连接到所述射频放大器的输出端，所述电流传感器的输出端连接到所述脉宽调制器的输入端，而所述脉宽调制器的输出端连接到所述变换器的输入端。
11.如权利要求10所述的放大电路，其特征在于：所述脉宽调制器包括滞后比较器电路。
12.如权利要求10所述的放大电路，其特征在于：所述变换器的输入端包括开关控制输入端，并且所述脉宽调制器的输出端连接到所述开关控制输入端。
13.如权利要求10所述的放大电路，其特征在于还包括第二反馈回路，它连接在所述变换器的输出端和所述射频放大器的输入端之间。
14.如权利要求13所述的放大电路，其特征在于：所述第二反馈回路包括负反馈回路、以便所述变换器提供对所述射频输入信号的一个或多个较低频率的电流分量的、相对于所述射频放大器反向的功率放大。
15.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于：所述射频放大器包括AB类放大器。
16.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于：所述变换器包括DC/DC降压变换器。
17.如权利要求8所述的放大电路，其特征在于：所述射频放大器包括电压源放大器和所述变换器，并且所述变换器包括电流源放大器。
18.一种用于放大输入信号的放大电路，它包括：
电压源，它工作在第一带宽和第一功率效率、配置成产生具有随所述输入信号变化的电压的第一信号；
电流源，它工作在不比所述第一带宽宽的第二带宽、并且工作在比所述第一功率效率高的第二功率效率，所述电流源配置成产生具有随所述第一信号中的电流变化的电流的第二信号；以及
并联连接在所述电压源和所述电流源之间的负载、以便向所述负载既提供所述第一信号又提供所述第二信号。
19.如权利要求18所述的放大电路，其特征在于：所述电压源包括基带射频线性放大器。
20.如权利要求19所述的放大电路，其特征在于还包括第一反馈回路，它产生响应所述第二信号的反馈信号、使得所述第一信号的电流随所述第二信号的电流而反向变化。
21.如权利要求18所述的放大电路，其特征在于：所述电流源包括DC-基带射频开关变换器。
22.如权利要求21所述的放大电路，其特征在于还包括控制电路，它产生响应所述第一信号中的电流的控制信号，所述变换器配置成产生响应所述控制信号的第二信号。
23.如权利要求22所述的放大电路，其特征在于所述控制电路包括：
电流传感器，它检测所述第一信号中的电流；以及
滞后比较器电路，它产生基于所述第一信号中检测到的电流的控制信号。
24.一种用于产生输出信号的系统，所述输出信号既具有相位调制分量又具有幅度调制分量，所述系统包括：
相位调制信号放大器，它通过放大相位调制的输入信号而产生输出信号，所述相位调制信号放大器配置成以饱和方式工作、使得所述输出信号的幅值随驱动所述相位调制信号放大器的电源信号而变化；以及
幅度调制信号放大器，它响应于幅度调制输入信号而改变所述电源信号，其中，所述幅度调制信号放大器包括：
第一放大器，它通过放大存在于所述幅度调制输入信号中的一个或多个较低和较高频率的分量来产生第一信号；
第二放大器，它通过放大所述第一信号的一个或多个较低频分量中的功率来产生第二信号，使得所述第一输入信号中对应于所述较低频率分量的电流随所述第二信号中的电流而反向变化；以及
输出端，它通过组合所述第一与第二信号向所述相位调制信号放大器提供电源信号。
25.如权利要求24所述的系统，其特征在于所述幅度调制信号放大器还包括：
检测所述第一信号中的电流的检测电路；以及
滞后比较器电路，它产生基于所述第一信号中的检测到的电流的控制信号；
其中，所述幅度调制信号放大器的所述第二放大器产生响应于所述第一信号的第二信号。
26.如权利要求24所述的系统，其特征在于：所述幅度调制信号放大器中的所述第二放大器包括对所述检测到的电流的一个或多个较低频率分量敏感的DC-基带射频开关变换器、以便所述第一信号中对应于所述幅度调制输入信号的较低频率分量的电流随所述第二信号中的电流而反向变化。
27.如权利要求24所述的系统，其特征在于：所述幅度调制信号放大器的所述第一放大器包括AB类射频放大器。
28.一种放大输入信号的方法，所述输入信号具有一个或多个较低和较高频率分量，所述方法包括：
以第一效率放大所述输入信号，以便产生第一信号；
以高于所述第一效率的第二效率放大所述第一输入信号的较低频率分量，以便产生第二信号；以及
与所述第二信号成反比地改变所述第一信号的较低频率分量，使得所述输入信号的较低频率分量的功率放大偏向于在所述第二效率上的放大。
29.如权利要求28所述的方法，其特征在于：以第一效率放大所述输入信号以便产生第一信号的过程包括：利用对所述输入信号的较低和较高频率分量敏感的射频放大器放大所述输入信号、并且以所述第一效率工作。
30.如权利要求29所述的方法，其特征在于：以高于所述第一效率的第二效率放大所述输入信号的较低频率分量以便产生第二信号的过程包括：
检测所述第一信号中的电流；以及
响应对应于所述输入信号的所述较低频率分量的所述第一信号中检测到的电流而产生作为电流型信号的第二信号。
31.如权利要求30所述的方法，其特征在于：响应对应于所述输入信号的所述较低频率分量的所述第一信号中检测到的电流而产生作为电流型信号的第二信号的过程包括：产生所述第二信号，使得对应于所述输入信号的较低频率分量的所述第一信号中的电流，随所述第二信号中的电流而反向变化。
32.如权利要求30所述的方法，其特征在于还包括：把对所述第二信号中任何不要的噪声电压敏感的电压信号反馈到所述射频放大器、以便所述射频放大器这样改变所述第一信号的电压、使得至少所述第二信号中的部分不要的噪声分量从由所述第一和第二信号形成的组合信号中被消除。
33.如权利要求28所述的方法，其特征在于还包括：通过采用AB类射频放大器放大所述输入信号来产生所述第一信号，所述AB类射频放大器配置成在所述输入信号的整个频带范围内放大功率。
34.如权利要求28所述的方法，其特征在于还包括：通过利用开关变换器来放大所述第一信号中对应于所述第一信号的较低频率分量的电流，来产生所述第二信号。
35.一种放大宽频带、高频率输入信号的方法，所述输入信号呈现一个或多个较低频率分量以及一个或多个较高频率分量，所述方法包括：
通过放大存在于所述输入信号中的一个或多个较高频率分量的功率，产生第一信号；
通过放大存在于所述输入信号中的一个或多个较低频率分量的功率，产生第二信号；以及
组合所述第一和第二信号，以便产生放大的输入信号。
36.如权利要求35所述的方法，其特征在于还包括：
检测所述第一信号的电流；以及
对所述检测到的电流作出反应而产生控制信号，其中，所述控制信号包括所述输入信号的所述一个或多个较低频率的分量。
37.如权利要求36所述的方法，其特征在于：产生所述第二信号的过程包括响应所述控制信号而产生所述第二信号。
38.如权利要求37所述的方法，其特征在于还包括：
检测所述第二信号的电压；
检测所述输入信号的电压；
确定所述第二信号和所述输入信号的电压之间的电压差；以及
响应所述电压差而产生电压信号，其中，所述电压信号包括所述输入信号的所述一个或多个较低频率的分量以及所述一个或多个较高频率的分量。
39.如权利要求38所述的方法，其特征在于：所述产生所述第一信号的过程包括响应所述电压信号而产生所述第一信号。
40.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述产生所述第一信号的过程包括以第一功率效率放大存在于所述一个或多个较高频率分量中的功率，以及所述产生所述第二信号的过程包括以高于所述第一功率效率的第二功率效率放大存在于所述一个或多个较低频率分量中的功率。
41.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述输入信号包括范围从大约0MHz到大约10MHz的频带。
42.如权利要求41所述的方法，其特征在于：所述一个或多个较低频率分量其范围从约0MHz到约1MHz，以及所述一个或多个较高频率分量其范围从约1MHz到约10MHz。
43.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述输入信号呈现多个较低频率分量和多个较高频率分量。
44.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述输入信号包括正极性信号。
45.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述输入信号包括从CDMA信号获取的正极性信号。
46.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述第一信号包括所述输入信号的所述一个或多个较低频率分量，以及所述产生所述第二信号的过程包括响应所述第一信号而产生所述第二信号。
47.如权利要求35所述的方法，其特征在于：所述产生所述第一信号的过程包括放大存在于所述输入信号的所述一个或多个较低频率分量中的功率，其中所述第一信号包括一个或多个较低频率分量和一个或多个较高频率分量，以及所述产生所述第二信号的过程包括放大存在于所述第一信号的所述一个或多个较低频率分量中的功率。
48.一种用于放大宽带、高频率输入信号的放大电路，所述输入信号具有一个或多个较低频率分量以及一个或多个较高频率分量，所述电路包括：
接收输入信号的输入端；
第一放大器，它通过放大所述输入信号的所述一个或多个较高频率分量中的功率，产生第一信号；
第二放大器，它通过放大所述输入信号的所述一个或多个较低频率分量中的功率，产生第二信号；以及
输出端，它以所述第一和第二信号的组合的形式提供输出信号。
49.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一信号具有第一功率，而所述第二信号具有随所述第一功率而反向变化的第二功率。
50.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一放大器包括射频功率放大器。
51.如权利要求50所述的放大电路，其特征在于：所述射频功率放大器包括基带射频线性电压源放大器。
52.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一放大器包括AB类放大器或者电压源放大器。
53.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第二放大器包括同步降压DC/DC变换器或者电流源放大器。
54.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第二放大器包括DC-基带开关变换器。
55.如权利要求54所述的放大电路，其特征在于：所述DC-基带开关变换器配置成电流源。
56.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于还包括连接在所述第一放大器的输出端和所述第二放大器的输入端之间的第一反馈回路，其中，所述第一反馈回路响应所述第一信号中的电流而产生控制信号，并且所述控制信号包括所述输入信号的所述一个或多个较低频率分量。
57.如权利要求56所述的放大电路，其特征在于所述第一反馈回路包括：
电流传感器，它具有输入端和输出端，其中所述电流传感器的输入端连接到所述第一放大器的输出端；以及
脉宽调制器，它具有输入端和输出端，其中所述脉宽调制器的输入端连接到所述电流传感器的输出端，而所述脉宽调制器的输出端连接到所述第二放大器的输入端。
58.如权利要求57所述的放大电路，其特征在于：所述脉宽调制器包括滞后比较器电路。
59.如权利要求57所述的放大电路，其特征在于：所述第二放大器的输入端包括开关控制输入端，并且所述脉宽调制器的输出端连接到所述开关控制输入端。
60.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于还包括连接在所述第二放大器的输出端和所述第一放大器的输入端之间的第二反馈回路，其中，所述第二反馈回路响应所述第二信号电压和所述输入信号电压之间的电压差而产生电压信号。
61.如权利要求60所述的放大电路，其特征在于：所述第二反馈回路包括差分运算放大器、其输出端连接到所述第一放大器的输入端、其反向输入端连接到所述第二放大器的输出端、其非反向输入端则连接到所述放大电路的输入端。
62.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一放大器工作在第一带宽，而所述第二放大器工作在低于或者等于所述第一带宽的第二带宽。
63.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一放大器工作在第一功率效率，而所述第二放大器工作在高于所述第一功率效率的第二功率效率。
64.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一信号包括所述输入信号中的所述一个或多个较低频率分量，并且所述第二放大器响应所述第一信号而产生所述第二信号。
65.如权利要求48所述的放大电路，其特征在于：所述第一放大器通过放大存在于所述输入信号的一个或多个较低和较高频率分量中的功率而产生所述第一信号；所述第一信号包括一个或多个较低频率分量以及一个或多个较高频率分量；以及所述第二放大器通过放大存在于所述第一信号的一个或多个较低频率分量中的功率而产生所述第二信号。
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