JP5516400B2 - 電力増幅装置と電力増幅方法 - Google Patents

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［関連出願の記載］
本発明は、日本国特許出願：特願２００８−１７０９０７号（２００８年６月３０日出願）の優先権主張に基づくものであり、同出願の全記載内容は引用をもって本書に組み込み記載されているものとする。
本発明は、電力増幅装置に関し、特に、電源電圧を入力変調信号の振幅の大きさに応じて変化させる機能を有する電力増幅装置と方法に関する。

携帯電話や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）など、近年の無線通信に用いられているデジタル変調方式は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や多値ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの変調フォーマットが採用されている。

このような変調フォーマットでは、一般に、シンボル間の遷移時に、信号の軌跡が振幅変調を伴い、マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号では、時間とともに、信号の振幅（包絡線）が変化する。このとき、高周波変調信号のピーク電力と平均電力の比は、「ＰＡＰＲ」（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）と呼ばれている。

ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合、高い線形性を確保する為に、ピーク電力に対しても波形が歪まないように、電源から十分に大きな電力を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、増幅器を、電源電圧で制限される飽和電力よりも十分低い電力領域で、余裕（バックオフ）をもたせて、動作させる必要がある。

一般に、Ａ級やＢ級動作させた線形増幅器では、その飽和電力付近で効率が最大となることから、バックオフが大きい領域で動作させると、平均的な効率は低くなる。

次世代携帯電話や無線ＬＡＮ、デジタルテレビ放送に採用されているマルチキャリアを用いた直交波周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式では、ＰＡＰＲはさらに大きくなり、増幅器の平均効率はさらに低下する。

したがって、増幅器の特性としては、バックオフの大きい電力領域でも、高い効率を有していることが望ましい。

バックオフの大きい電力領域で広いダイナミックレンジに渡って高効率に信号を増幅する方式として、包絡線除去・復元（ＥＥＲ：Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）という送信方式が、非特許文献１（１９５２年のプロシーディングス・オブ・アイ・アール・イー（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉ．Ｒ．Ｅ）８０３−８０６頁）の中でＬ．カーンによって提案されている。この方式では、まず入力変調信号を、その位相成分と振幅成分とに分解する。振幅一定の位相成分は、位相変調を維持したまま増幅器に入力される。このとき、高周波増幅器は、常に効率が最大となる飽和付近で動作させる。

一方、振幅成分は、振幅変調を維持したまま、Ｄ級アンプなどを用いて、高効率に電力増幅され、増幅器に強度変調された電力（変調電源）として供給される。

このように動作させることにより、増幅器は乗算器として動作し、変調信号の位相成分と振幅成分は合成され、バックオフによらず高い効率で増幅された出力変調信号が得られる。

ＥＥＲ方式と類似した方式として、包絡線追跡（ＥＴ：Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）という方法も知られている。たとえば、非特許文献２（２０００年マイクロウェーブ・シンポジウム・ダイジェスト２巻８７３−８７６頁の第１図（２０００ ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ、Ｖｏｌ．２、ｐｐ．８７３−８７６））などに、その例が報告されている。

ＥＴ方式においても、入力変調信号の振幅成分を、振幅変調を維持したままＤ級アンプなどを用いて高効率に電力増幅し、増幅器に変調された電力として供給する構成はＥＥＲ方式と共通である。

異なるのは、ＥＥＲ方式では、増幅器に振幅一定の位相変調信号のみを入力し飽和動作させたのに対して、ＥＴ方式では、振幅変調と位相変調の両方を含む入力変調信号をそのまま増幅器に入力し、線形動作させる点である。

この場合は、増幅器は線形動作するのでＥＥＲ方式よりは効率は低下するものの、振幅の大きさに応じて、必要最小限の電力しか供給されないため、増幅器を振幅によらず一定電圧で使用した場合に比べると、やはり高い効率を得ることができる。

また、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分を合成するタイミングマージンが緩和され、ＥＥＲ方式に比べ実現しやすいという利点もある。

ＥＥＲ方式やＥＴ方式では、振幅成分をパルス変調信号に変換し、Ｄ級アンプなどを用いてスイッチング増幅する。

パルス変調方式としては、従来、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式が一般的に用いられてきたが、特許文献１や特許文献２では、より線形性に優れるデルタ変調方式（もしくはパルス密度変調方式（ＰＤＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を適用した構成が提案されている。

また、近年、信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を高めたシグマデルタ変調方式なども使われている。

ところで、携帯電話など近年のデジタル変調を用いた無線通信方式では、
隣接したチャネルへの漏洩電力（ＡＣＰＲ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌｅａｋａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）や、
変調誤差を表すエラーベクトル強度（ＥＶＭ：Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）
を一定値以下に抑えることが規格で定められている。

ＥＥＲ方式やＥＴ方式において、これらの規格を満足するためには、変調電源を構成するパルス変調器やＤ級アンプの動作可能な帯域は、変調信号の帯域の最低でも、２倍以上は必要と言われている。

例えば、携帯電話のＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）規格では、変調帯域は、約５ＭＨｚである。無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格では、変調帯域は、約２０ＭＨｚある。

一般に、大電力・高速なスイッチング増幅が難しいため、このような広い帯域の変調電源を実現することは、困難である。

そこで、変調信号の振幅成分に応じて増幅器に供給する電力を変調する最も簡単な方法として、図１５に示すような構成が、特許文献３に提案されている。

これは、定常的には平均的な電力（電圧）を増幅器に供給し、振幅が一定値以上になるときだけ過剰な電力（電圧）を増幅器に供給するという方法である。

この方式の動作を、図１５と図１６を用いて説明する。この方式では、定常的には電圧Ｂｃが増幅器（ＲＦ ＡＭＰ）２０４に印加されている。電圧Ｂｃは、通常、平均的な電力を与えるように設定するため、出力のピーク電圧よりは低くなる。

包絡線センサ（ＥＥＳ）２０１は、入力変調信号の包絡線（振幅成分）１０が参照電圧Ｖｒｅｆよりも高くなるピークを検出すると、電力バルブ２０３をオンにし、過剰電圧Ｂｖが増幅器２０４に印加される。

電力バルブ２０３の構成としては、容量結合を用いた方法が、特許文献４に、容量結合と磁気結合を併用した方法が、特許文献５に提案されている。

このような構成をとることにより、入力変調信号の振幅成分が小さい領域では無駄な電力が供給されなくなるため、増幅器の平均的な効率を高めることができる。

特許第３２０７１５３号公報 （第８頁、第３図） 米国特許第５９７３５５６号公報 （第３頁、第３図） 特表２００３−５２６９８０号公報（第３０頁、第２Ａ図） 国際公開第０３／１０３１３４号パンフレット（第２／２頁、Ｆｉｇ．２） 国際公開第２００６／１１４７９２号パンフレット（第３／３頁、Ｆｉｇ．３） ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ ＯＦ ＴＨＥ Ｉ．Ｒ．Ｅ．（１９５２年、Ｖｏｌ． ４０、ｐｐ．８０３−８０６、Ｆｉｇ．２） ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ Ｄｉｇｅｓｔ （２０００年、Ｖｏｌ．２、ｐｐ．８７３−８７６、Ｆｉｇ．１）

なお、上記特許文献１〜５及び非特許文献１〜２の全開示内容はその引用をもって本書に繰込み記載する。以下の分析は、本発明によって与えられたものである。
以下に本発明による関連技術の分析を与える。

図１５及び図１６を参照して説明した手法は、システム全体で考えた場合は、１次電圧Ｖｃｃ１から平均電圧（図１５のＢｃ）を生成するために、新たに電圧変換回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０など）を追加する必要がある。

電圧変換回路の効率は１００％ではなく、一定の電力損失を伴うため、システム全体としてみた場合は、必ずしも効率向上につながらない、という問題があった。

例えば、携帯電話の基地局では、装置電圧は、ＤＣ＋４８Ｖで与えられている。
現在は、これをＤＣ−ＤＣコンバータで、Ｖｃｃ１＝＋２８Ｖに降圧し、ＬＤＭＯＳ（Ｌａｔｅｒａｌｌｙ Ｄｏｐｅｄ ＭＯＳ）で構成される増幅器に印加している。

この際、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率は、典型的には９０〜９３％である。
図１５に示した構成では、Ｖｃｃ１＝＋２８Ｖから、平均的な電圧として、例えばＢｃ＝＋１２Ｖまで、さらに降圧する必要がある。そのために、別のＤＣ−ＤＣコンバータ２１０を直列に用いると、部品数が増えるばかりでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ２つ分の損失により、全体では、９０％×９０％＝８１％程度まで効率が低下する。

その結果、この方式の原理による増幅器の効率向上分と相殺して、場合によっては、むしろシステム全体の効率が低下することがある。

＋４８Ｖから＋１２Ｖを直接生成するＤＣ−ＤＣコンバータを用いることも可能だが、一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次電圧と２次電圧の差が大きくなるほど効率が低下する傾向にある。また、新しい部品を調達、あるいは開発する工数も発生する。

さらに、将来的には、ＬＤＭＯＳの高耐圧化、あるいは窒化ガリウム（ＧａＮ）などのワイドギャップ半導体を用いた高耐圧増幅器を用いることで、＋４８Ｖで直接、増幅器を動作させる計画がある。

この場合は、本来、ＤＣ−ＤＣコンバータを必要としないので、その分、効率が向上することが期待される。しかしながら、図１５、図１６を参照して説明した方式を用いる場合、平均電圧Ｂｃまで下げる別のＤＣ−ＤＣコンバータ２１０が必要になるので、やはりＤＣ−ＤＣコンバータによるロスが発生する。

デジタルテレビ放送局用の増幅器でも、装置電圧がＡＣ２００Ｖで与えられており、それをＡＣ−ＤＣコンバータで５０Ｖ程度まで降圧して増幅器に印加しているので、同様の問題が生じる。

したがって、本発明の目的は、電源電圧を入力変調信号の振幅の大きさに応じて変化する機能を有する高効率な電力増幅装置と電力増幅方法を提供することにある。

本願で開示される発明は、上記の問題を解決するために、概略以下の構成とされる。なお、括弧内の参照番号はあくまで本発明の構成の理解を容易化するためのものであり、本発明を制限的に解釈するために用いられるべきものでないことは勿論である。

本発明の１つの側面によれば、入力変調信号を線形に増幅する手段（図１の１）と、入力変調信号の振幅強度が予め定められた所定値以下のときの信号をサンプリングする手段（図１の２）と、サンプリングした信号を第２の電源を用いて増幅し、増幅した電力を第１の電源に一方向に伝達することによって得られた差分電力を、増幅器に供給する手段（図１の３）と、を有する電力増幅装置が提供される。

あるいは、本発明によれば、入力変調信号を線形に増幅する手段（図６の１）と、入力変調信号の振幅強度の変化を反転した信号をサンプリングしパルス変調する手段（図６の２）と、パルス変調信号を第２の電源を用いて増幅し、増幅した電力を第１の電源に一方向に伝達することによって得られた差分電力を、増幅器に供給する手段（図６の３）と、を有する電力増幅装置が提供される。入力変調信号の振幅信号は低域フィルタ（図６の４）を通してパルス変調する手段（図６の２）に入力される。

あるいは、本発明によれば、入力変調信号の位相成分を増幅する手段（図１１の１）と、入力変調信号の振幅強度の変化を反転した信号をサンプリングしパルス変調する手段（図１１の２）と、パルス変調信号を第２の電源を用いて増幅し、増幅した電力を第１の電源に一方向に伝達することによって得られた差分電力を増幅器に供給する手段（図１１の３）と、を有する電力増幅装置が提供される。入力変調信号はリミッタ（図１１の６）を通して増幅器に入力される。

本発明に係る方法は、
ａ）入力変調信号の振幅成分が参照信号よりも大きいか小さいかを判別し、大小に対応して第１、第２の値をとる制御信号を生成し、
ｂ）第２の電源に接続するスイッチング素子を前記制御信号によりオン／オフ制御することで、前記入力変調信号の振幅成分が前記参照信号よりも小さいときにパルス状に電力を増幅し、
ｃ）前記スイッチング増幅した電力を、第１の電源側に１方向に伝達することで、前記第１の電源から供給される電力から、前記入力変調信号の振幅成分が前記参照信号よりも小さいときに過剰に供給されていた電力を差し引いた差分電力を得、
ｄ）前記差分電力を、前記入力変調信号を増幅する増幅器の電源として与える、
上記各ステップを含む。

本発明によれば、振幅と位相が変調された入力信号を高効率に増幅することができる。その理由は、本発明の増幅装置においては、入力変調信号の振幅の変化に応じて供給する電力の大きさを変化させることにより、振幅が小さい時には、過剰な電力を供給せず、常に必要最小限の電力のみ増幅器に供給するためである。

本発明の第１の実施例の構成を示す図である。 本発明の第１の実施例における制御信号発生部の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例における電力合成部の構成例を示す図である。 本発明の第１の実施例の動作波形を示す図である。 本発明の第１の実施例における電力合成部の別の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施例の構成を示す図である。 本発明の第２の実施例における制御信号発生部の構成例を示す図である。 本発明の第２の実施例における電力合成部の具体的な構成例を示す図である。 本発明の第２の実施例の動作波形を示す図である。 本発明の第２の実施例における電力合成部の別の構成例を示す図である。 本発明の第３の実施例の構成を示す図である。 本発明の第３の実施例の動作波形を示す図である。 本発明の第４の実施例の構成を示す図である。 本発明の第５の実施例の構成を示す図である。 従来の電圧変調機能を有する電力増幅装置の構成を示す図である。 従来の電圧変調機能を有する電力増幅装置の動作波形を示す図である。

１、２０４ 高周波増幅器
２ 制御信号発生部
３ 電力合成部
４ 低域フィルタ
５ 遅延器
６ リミッタ
７ 包絡線検波器
８ 入力変調信号
９ 入力変調信号の位相成分
１０ 入力変調信号の振幅成分
１０’ 帯域制限された振幅信号
１１ 制御信号（パルス制御信号）
１１’ 反転する前の制御信号
１２ 増幅器への供給電圧
１３ ベースバンド回路
１４ ミキサ
１５ ローカル信号発生器
１６ 高周波変調信号
２１ サンプルホールド回路
２２ 比較器（量子化器）
２３ 反転器
２４ 減衰器
２５ 積分器
２６ 減算器
３１ スイッチング素子
３２ トランス
３３、２０５ チョークインダクタ
３４、３５ ダイオード素子
３６ インダクタ
３７ 容量
２０１ 包絡線センサ
２０３ 電力バルブ
２１０ 電圧変換回路

本発明の増幅装置においては、入力変調信号を線形に増幅する増幅器（図１の１）と、
入力変調信号の振幅信号を入力し制御信号（１１）を生成する制御信号発生部（２）と、制御信号発生部（２）からの制御信号を第２の電源を用いて増幅し、増幅した電力を第１の電源に一方向に伝達することによって得られた差分電力を、増幅器に供給する電力合成部（３）とを備える。

制御信号発生部（２）で、入力変調信号の振幅成分が参照信号よりも大きいか小さいかを判別し、小さいときに、第１の値、大きいときに、第２の値の２値の制御信号（１１）を出力する。電力合成部（３）では、制御信号（１１）を用いて、第２の電源（Ｖｃｃ２）によって駆動されたスイッチングアンプをオン／オフ制御することにより、参照信号よりも振幅が小さいときに、パルス状に電力を増幅する。

電力合成部（３）では、トランスなどを用いて、増幅した電力を、第１の電源方向に伝達する。

得られた差分電力は、第１の電源（Ｖｃｃ１）から供給される電力から、参照信号よりも振幅が小さいときに過剰に供給されていた電力を差し引いたものになる。これを、入力変調信号を線形増幅する増幅器（１）の電源として与える。

このため、振幅の大小に応じて供給される電力も、パルス状に変化し、振幅が小さいときに無駄に大きな電力を供給しなくなる。

この結果、増幅装置の電力効率が向上する。

また、第１の電源から直接、無駄な電力を減ずるので、従来方式のように、平均電力を生成するための新たな電圧変換回路を必要とせず、その分の電力ロスがなくなる。このため、高い電力効率を実現できる。

あるいは、本発明の増幅装置においては、制御信号発生部（２）で入力変調信号の振幅強度の変化を反転した信号をパルス変調した２値の制御信号を出力する。例えば、パルス変調方式がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合は、入力変調信号の振幅強度が大きいところで、Ｈｉｇｈパルスのパルス幅が狭く、振幅強度が小さいところで、Ｈｉｇｈパルスのパルス幅が広い制御信号を出力する。

あるいは、パルス変調方式がＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合は、入力変調信号の振幅が増大するところで、Ｈｉｇｈのパルス密度が粗く、振幅が減少するところで、Ｈｉｇｈのパルス密度が密になる制御信号を出力する。このようにして得られた制御信号を用いて、電力合成部（３）の内部で第２の電源によって駆動されたスイッチングアンプをオン／オフ制御することにより、振幅強度を反転した変調のかかったパルス電力をスイッチング増幅する。

さらに、トランスなどを用いて、増幅した電力を第１の電源の方向に伝達する。この伝達に際して生じる電流を、フィルタで平滑化し、第１の電源から供給される電流から減ずることにより得られた差分電力は、第１の電源から振幅が小さいときに過剰に供給されていた電力を差し引いたものになる。これを入力変調信号を線形増幅する増幅器（１）の電源として与えることにより、振幅の大小に応じて供給される電力も変化し、振幅が小さいときに無駄に大きな電力を供給しなくなるので電力増幅装置の電力効率が向上する。

また、第１の電源から直接、無駄な電力を減ずるので、従来方式のように平均電力を生成するための新たな電圧変換回路を必要とせず、その分の電力ロスがなくなるので、高い電力効率を実現できる。

あるいは、本発明の増幅装置では、制御信号発生部（２）で入力変調信号の振幅強度の変化を反転した信号をパルス変調したＨｉｇｈ／Ｌｏｗ制御信号を出力する。例えば、パルス変調方式がＰＷＭの場合は、入力変調信号の振幅強度が大きいところでＨｉｇｈのパルス幅が狭く、振幅強度が小さいところでＨｉｇｈのパルス幅が広い制御信号を出力する。

あるいは、パルス変調方式がＰＤＭの場合は、入力変調信号の振幅が増大するところでＨｉｇｈのパルス密度が粗く、振幅が減少するところでＨｉｇｈのパルス密度が密になる制御信号を出力する。

このようにして得られた制御信号を用いて、電力合成部（３）の内部で第２の電源によって駆動されたスイッチングアンプをオン／オフ制御することにより、振幅強度を反転した変調のかかったパルス電力をスイッチング増幅する。さらにトランスなどを用いて増幅した電力を第１の電源の方向に伝達する。

この伝達に際して生じる電流を、フィルタで平滑化し、第１の電源から供給される電流から減ずることにより得られた差分電力は、第１の電源から振幅が小さいときに過剰に供給されていた電力を、振幅波形に沿って正確に差し引いたものになる。これを入力変調信号の位相成分を出力飽和領域で高効率に増幅する増幅器の電源として与えることにより、入力変調信号の振幅成分と位相成分とが合成、増幅される。

このような手順をとると、電源からは振幅波形分の電力しか供給されず、また増幅器も常に高効率な飽和領域で動作するので、電力増幅装置の電力効率が向上する。

また、第１の電源から直接、無駄な電力を減ずるので、従来方式のように平均電力を生成するための新たな電圧変換回路を必要とせず、その分の電力ロスがなくなるので、高い電力効率を実現できる。

本発明によれば、振幅と位相が変調された入力信号を高効率に増幅できる。

その理由は、本発明の増幅装置では、入力変調信号の振幅の変化に応じて供給する電力の大きさを変化させることにより、振幅が小さい時には過剰な電力を供給せず、常に必要最小限の電力のみ増幅器に供給するためである。

本発明の別の効果は、従来よりも少ない部品で、従来よりも高い効率の変調電源を実現できることである。

その理由は、従来の方法では、１次電源からＤＣ―ＤＣコンバータなどを用いて平均電力程度まで降圧し、それに入力変調信号の振幅が大きいときに必要なピーク電力を加算し、増幅器に供給していた。したがって、従来の方法では、平均電力を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータが別途必要になり、部品数が増えるだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータのロスが電源変調による増幅器の効率向上効果と相殺し、増幅装置システム全体として十分な効率向上効果が期待できなかった。

これに対し、本発明の増幅装置では、振幅の小さいときに過剰に供給されていた電力をサンプリングし、それを１次電源に直接戻すことによって、増幅器に供給する必要最小限の電力を生成している。そのため、平均電力を生成するためのＤＣ−ＤＣコンバータが不要になり、部品とコストの増大を抑えるだけでなく、ＤＣ−ＤＣコンバータのロス分だけ、従来の方法よりも高い効率が期待できる。以下、いくつかの具体的な実施例に即して詳細に説明する。

＜実施例１＞
図１は、本発明の第１の実施例を説明するための図である。図１を参照して、第１の実施例を詳細に説明する。

図１には、本発明の第１の実施形態による高周波増幅装置の全体構成が図で示されている。図１を参照すると、本発明の第１の実施形態による高周波増幅装置は、高周波増幅器１、制御信号発生部２、電力合成部３を備えている。入力変調信号の振幅成分１０を制御信号発生部２に入力し、振幅が一定値以下のところで、Ｈｉｇｈ、一定値以上のところでＬｏｗになる制御信号（パルス信号）１１を生成する。

制御信号（パルス信号）１１を用いて、第２の電源Ｖｃｃ２からの電流の導通／非導通を制御し、導通時の電力を、電力合成部３において、第１の電源Ｖｃｃ１に一方向に伝達する。

その結果得られた差分電力１２を増幅器１に供給する。

増幅器１には、振幅変調と位相変調の両方を含む高周波の入力信号８が入力される。

増幅器１は、電力合成部３からの変調電圧（Ｖｏｕｔ）（差分電圧）１２を電源として、Ａ級やＡＢ級などの線形増幅を行い、振幅と位相変調された高周波変調信号１６を出力する。

図２は、図１の制御信号発生部２のより具体的な構成例を示しており、サンプルホールド回路２１、比較器２２、反転器２３から構成される。サンプルホールド回路２１は、スイッチがオンで入力信号をキャパシタに接続し、スイッチがオフのとき、容量に保持された入力信号のレベルを出力保持する。比較器（電圧比較器）２２は、サンプルホールド回路２１の出力と基準値Ｖｒｅｆを比較し、２値信号を出力する。スイッチがオンで入力信号をキャパシタに接続し、スイッチがオフのとき、容量に保持された入力信号のレベルを出力保持する。反転器２３は、比較器（電圧比較器）２２の出力を反転する。

図３は、図１の電力合成部３のより具体的な構成例を示す図である。図３を参照すると、電力合成部３は、スイッチング素子３１、トランス３２、チョークインダクタ３３、ダイオード素子３４、３５を備えている。スイッチング素子３１は、制御信号１１を制御端子に受けオン・オフ制御される。トランス３２の一次巻線の一端は第２の電源Ｖｃｃ２に接続され（Ｖｃｃ２＜Ｖｃｃ１）、他端はスイッチング素子３１を介してグランドに接続される。二次巻線の一端は第１電源Ｖｃｃ１に接続され他端はダイオード素子３５のカソードに接続される。二次巻線の一端と第１電源Ｖｃｃ１の接続点と、ダイオード素子３５のアノード間には、チョークインダクタ３３、ダイオード素子３５が並列に接続され、ダイオード素子３４、３５のアノードとチョークインダクタ３３の接続点が電力合成部３の出力端子として、増幅器１の電源端子に接続されている。

図４は、図１の各ブロックの動作を説明するための信号の流れの例である。次に、本発明の第１の実施の形態の動作について、図１から図４を参照して詳細に説明する。

図１に示すように、入力変調信号の振幅成分１０は、制御信号発生部２に入力される。図２に示す制御信号発生部２では、サンプルホールド回路２１は、振幅信号１０をサンプリングする。

比較器２２は、サンプリングした振幅信号と参照値Ｖｒｅｆとの大小を、Ｈｉｇｈ／Ｌｏｗと判定する（図４（ａ）参照）。

反転器２３は、比較器２２の出力信号１１’を反転する（図４（ｂ）参照）。

このような処理を行うことにより、振幅が一定値（Ｖｒｅｆ）以下のところで、Ｈｉｇｈ、一定値以上のところで、Ｌｏｗになる制御信号１１が生成される（図４（ｃ）参照）。

図３に示す電力合成部３では、制御信号発生部２からの制御信号１１を用いて、例えばＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などで構成されるスイッチング素子３１をオン／オフ制御することにより、第２の電源Ｖｃｃ２からの電流の導通／非導通を制御する。第２の電源Ｖｃｃ２と第１の電源Ｖｃｃ１とは、トランス３２を用いて結合されている。

このとき、図３に矢印で示すように、スイッチング素子３１がオンのとき、第２の電源Ｖｃｃ２から流れ込んだ電流によって、トランス３２の１次側に蓄積されたエネルギーが、トランス３２の２次側で、第１の電源Ｖｃｃ１の出力端子方向に伝達されるようにトランス３２の極性を選ぶ。

トランス３２の２次側に発生した電流は、ダイオード素子３５を通して、第１の電源Ｖｃｃ１の方向に流れる。

ダイオード素子３５に流れる電流は、第１の電源Ｖｃｃ１からチョークインダクタ３３を介して増幅器１に定常的に供給されている電流の一部が分岐して流れる。結果、分岐した電流分だけ、増幅器１に流れる電流は減少するので、電力合成部３の出力Ｖｏｕｔの電位も低くなる。

次に、スイッチング素子３１がオフになると、トランス３２の２次側には、図３の矢印とは逆方向の電流が流れようとし、出力Ｖｏｕｔの電位が上昇を始める。

出力Ｖｏｕｔの電位が第１電源電圧Ｖｃｃ１に達すると、ダイオード素子３４が導通するので、出力Ｖｏｕｔが第１電源電圧Ｖｃｃ１より高くなることは無い。ダイオード素子３４を流れる電流は、やはり、第１の電源Ｖｃｃ１方向に流れる。

この動作を繰り返すことにより、出力電圧Ｖｏｕｔは、トランス３２の１次側と２次側の巻き数比が１対１であれば、定常的には、第１電源電圧Ｖｃｃ１を増幅器１に印加し、スイッチング素子３１がオンのとき、第１の電源電圧Ｖｃｃ１から第２の電源電圧Ｖｃｃ２を減算した矩形状の電圧波形（差分電圧）１２になる（図４（ｄ）参照）。

本実施例では、最終的に、増幅器１に供給する変調電圧（差分電圧）１２を生成するために、第１電源電圧Ｖｃｃ１から、入力信号１０の振幅が小さいとき、直接、第２の電源電圧Ｖｃｃ２分だけ減算する。その結果、平均電力を生成するＤＣ−ＤＣコンバータが不要になり、図１５を参照して説明した従来例に比べ、ＤＣ―ＤＣコンバータの電力ロス分だけ、高い効率を実現できる。

なお、本実施例では、制御信号発生部２の動作をアナログ的に実現しているが、同じ機能をベースバンド内部でデジタル的に実現しても良い。また、同じ機能を有していれば、構成もこれに限るものではない。

また、トランス３２の巻き数比は、システムに応じて設計しやすいように任意に選ぶことができる。

また、図３の電力合成部３には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで通常行われるように、電圧立ち上がりや立下り時の過電圧を緩和するスナバ回路や、あるいは、励磁電流を電源Ｖｃｃ２に回収する電力回生回路を付加しても良い。

また、図３の電力合成部３においてダイオード３５は必ずしも必要ではなく、これがなくても、同様の動作をする。ただし、この場合、スイッチング素子３１がオフになって、トランス３２の２次側に、図３の矢印とは逆方向電流が流れる際に、トランス３２の１次側に強い過電圧が生じ、スイッチング素子３１を破壊する可能性がある。このため、ダイオード３５を設けたほうが好ましい。なお、ダイオード３５は、図５の位置に設けても良い。

また、図３や図５のダイオード素子３４、３５は、制御信号１１と同期したＦＥＴなどで構成されたスイッチング素子でもよい。この場合は、ダイオード素子３５の位置に制御信号１１がＨｉｇｈのときにＯＮ、ＬｏｗのときにＯＦＦとなるスイッチング素子（スイッチング素子３１と同相）を、ダイオード素子３４の位置に制御信号１１がＨｉｇｈのときにＯＦＦ、ＬｏｗのときにＯＮとなるスイッチング素子（スイッチング素子３１と逆相）を設けることにより、上記と同様の動作が実現できる。

スイッチング素子を用いた方が、ダイオードの電流が立ち上がるフォーワード電圧の降下分だけ、ダイオードよりも高い電圧が期待できる。

＜実施例２＞
次に、本発明の第２実施例について図面を参照して詳細に説明する。図６は、本発明の第２の実施例の高周波増幅装置の全体構成を示すブロック図である。図６を参照すると、高周波増幅器１と、制御信号発生部２と、電力合成部３、低域フィルタ４、遅延器５を備えている。入力変調信号の振幅成分１０を低域フィルタ４で帯域制限した信号１０’を、制御信号発生部２に入力する。

制御信号発生部２は、帯域制限した信号１０’を、パルス変調信号（制御信号）１１に変換する。この際、パルス変調信号の極性を通常とは逆にする。すなわち、デルタ変調やシグマデルタ変調のようなパルス密度変調の場合は、
振幅が増大するところで、パルス密度が粗、
振幅が減少するところで、パルス密度が密
になるように変調する。

また、パルス幅変調であれば、
振幅が大きいところでパルス幅が狭く、
振幅が小さいところでパルス幅が広く
なるように変調する。

このようにして得られたパルス変調信号（制御信号）１１を用いて、電力合成部３において、第２の電源Ｖｃｃ２からの電流の導通／非導通を制御する。

さらに導通したときの電力をフィルタ（例えば図８のインダクタ３６と容量３７）で平滑化して、第１の電源Ｖｃｃ１に一方向に伝達する。

このようにして得られた差分電力（差分電圧）１２を増幅器１に供給する。

増幅器１は、電力合成部３からの変調電圧（差分電圧）１２を電源として、Ａ級やＡＢ級などの線形増幅を行い、振幅と位相変調された高周波変調信号１６を出力する。

図７は、図６の制御信号発生部２のより具体的な構成例としてデルタ変調器の構成を示している。図７を参照すると、帯域制限した信号１０’を入力する減算器２６と、減算器２６の出力を入力するサンプルホールド回路２１と、サンプルホールド回路２１の出力を入力する比較器２２と、比較器２２の出力を反転して出力する反転器２３と、比較器２２の出力を入力する減衰器２４と、減衰器２４の出力を積分し、出力が減算器２６の入力に接続された積分器２５と、を備え、減算器２６は、帯域制限した信号１０’から積分器２５の出力を減算した値をサンプルホールド回路２１に入力する。

図８は、図６の電力合成部３のより具体的な構成例を示した図である。スイッチング素子３１、トランス３２、チョークインダクタ３３、ダイオード素子３４、３５、フィルタ用インダクタ３６、フィルタ用容量３７からなる。図５の構成に、出力ＶｏｕｔとＧＮＤ間に接続されたフィルタ用容量３７と、出力Ｖｏｕｔとダイオード３５のアノード間に接続されたフィルタ用インダクタ３６が追加されている。

図９は、図６の各ブロックの動作を説明するための信号の流れの例である。次に、本発明の第２の実施例の動作について、図６から図９を参照して詳細に説明する。

図６に示すように、入力変調信号の振幅成分１０は、低域フィルタ４に入力され帯域制限される（図９（ａ）、（ｂ））。

帯域制限された振幅信号１０’は、制御信号発生部２に入力される。

図７に示すデルタ変調型の制御信号発生部２では、帯域制限された振幅信号１０’を減算器２６に与える。減算器２６は、帯域制限された振幅信号１０’と参照信号との差分をとり、サンプルホールド回路２１に与える。

サンプルホールド回路２１は、減算器２６からの信号をサンプリングする。比較器２２は、サンプリングされた入力信号の値を閾値と比較することにより、入力と参照信号の大小関係を判定し、入力信号が参照信号より大きいときはＨｉｇｈ、小さいときはＬｏｗとなるパルス変調信号（制御信号）１１’を出力する（図９（ｃ））。

比較器２２の出力は、一部が反転器２３に与えられ、他の一部が減衰器２４に与えられる。減衰器２４は、比較器２２の出力を適当なレベルに減衰し、積分器２５に与える。

積分器２５は、減衰器２４からの信号を積分して参照信号を生成し、減算器２６に与える。積分器２５は、例えば１次のＲＣ低域フィルタで構成される。反転器２３は、比較器２２の出力信号１１’の極性を反転する（図９（ｄ））。

以上説明した制御信号発生部２の各部の動作により、反転器２３の出力パルス変調信号（制御信号）１１は、入力信号が増加傾向だとＬｏｗの割合が増え、減少傾向だとＨｉｇｈの割合が増えるので、入力信号の増減によってパルス密度が変化するデルタ変調信号で、その極性が通常とは逆の信号になる。

図８に示す電力合成部３では、制御信号１１を用いて、例えばＭＯＳＦＥＴなどで構成されるスイッチング素子３１をオン／オフ制御することにより、第２の電源Ｖｃｃ２からの電流の導通／非導通を制御する。

第２の電源Ｖｃｃ２と第１の電源Ｖｃｃ１とは、トランス３２を用いて結合されている。このとき、図８に矢印で示すように、スイッチング素子３１がオンのとき、第２の電源Ｖｃｃ２から流れ込んだ電流によってトランス３２の１次側に蓄積されたエネルギーが、トランス３２の２次側で第１の電源Ｖｃｃ１の出力端子方向に伝達されるようにトランス３２の極性を選ぶ。

トランス３２の２次側に発生した電流は、ダイオード素子３５を通して第１の電源Ｖｃｃ１の方向に流れる。このとき、ダイオード素子３５に流れる電流は、第１の電源Ｖｃｃ１からチョークインダクタ３３を介して、増幅器１に定常的に供給されている電流の一部が分岐して流れる。

さらに、分岐する電流はインダクタ３６と容量３７からなる低域フィルタにより、パルス変調のスイッチング素子周波数が除去され平滑化される（図９（ｅ））。

このような動作により、分岐した電流分だけ、増幅器１に流れる電流は減少するので、出力電圧Ｖｏｕｔの電位も低くなる。次に、スイッチング素子３２がオフになると、トランスの２次側には逆方向の電流が流れようとし、出力Ｖｏｕｔの電位が上昇を始める。

出力Ｖｏｕｔの電位が第１の電源電圧Ｖｃｃ１になると、ダイオード素子３４がオンするので、出力電圧Ｖｏｕｔは第１の電源電圧Ｖｃｃ１より高くなることは無い。ダイオード素子３４を流れる電流は、第１の電源Ｖｃｃ１方向に流れる。

この際、やはり、インダクタ３６と容量３７からなる低域フィルタを通して平滑化された電流が、出力端子Ｖｏｕｔから分岐して流れる。

この動作を繰り返すことにより、出力Ｖｏｕｔは、スイッチング素子３１がオンのとき、トランス３２の２次側に伝達されたパルス電力を平滑化した電力を第１の電源電圧Ｖｃｃ１から差し引いたものになる（図９（ｆ））。

本実施例では、最終的に、増幅器１に供給する変調電圧（差分電圧）１２を生成するために、第１の電源電圧Ｖｃｃ１から、振幅信号１０の振幅に応じた余分な電圧を、直接、減算することになるので、図１５に示した従来例に比べ、ＤＣ―ＤＣコンバータの電力ロス分だけ、高い効率を実現できる。

尚、本実施例では、制御信号発生部２のデルタ変調器の動作をアナログ的に実現しているが、同じ機能をベースバンド内部でデジタル的に実現しても良い。また、同じ機能を有していれば、構成もこれに限るものではない。また、制御信号発生部２のパルス変調方式は、シグマデルタ変調やパルス幅変調の極性を反転したものでもよい。

また、トランス３２の巻き数比は、システムに応じて設計しやすいように任意に選ぶことができる。

また、図８の電力合成部３には、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータで通常行われるように、電圧立ち上がりや立下り時の過電圧を緩和するスナバ回路や、あるいは励磁電流を電源Ｖｃｃ２に回収する電力回生回路を付加しても良い。

また、図８の電力合成部３において、ダイオード素子３５は必ずしも必要ではなく、これがなくても、同様の動作をする。ただし、この場合、スイッチング素子３１がオフになって、トランス３２の２次側に図８の矢印とは逆方向電流が流れる際に、トランスの１次側に強い過電圧が生じ、ＳＷ素子を破壊する危険性があるので、ダイオード素子３５を設けたほうが好ましい。またダイオード素子３５は、図１０の位置に設けても良い。すなわち、二次巻線の一端にアノードが接続されカソードは第１の電源Ｖｃｃ１に接続される。

また、図８や図１０のダイオード素子３４、３５は、制御信号１１と同期したＦＥＴなどで構成されたスイッチング素子でもよい。この場合は、ダイオード素子３５の位置に制御信号１１がＨｉｇｈのときにＯＮ、ＬｏｗのときにＯＦＦとなるスイッチング素子（スイッチング素子３１と同相）を、ダイオード素子３４の位置に制御信号１１がＨｉｇｈのときにＯＦＦ、ＬｏｗのときにＯＮとなるスイッチング素子（スイッチング素子３１と逆相）を設けることにより、上記と同様の動作が実現できる。

スイッチング素子を用いた方が、ダイオードの電流が立ち上がるフォーワード電圧の降下分だけ、ダイオードよりも高い電圧が期待できる。

また、本実施例において、低域フィルタ４は、入力変調信号の周波数帯域を制限することによって、それに続く制御信号発生部２や電力合成部３を構成する各回路や素子への性能要求を緩和する目的で使われている。

低域フィルタ４の代わりに、入力変調信号のダイナミックレンジや周波数帯域を小さくするような波形整形を行う別のブロックを同じ位置に挿入しても良い。

逆に、本実施例において、制御信号発生部２を構成する各回路や、電力合成部３を構成するスイッチング素子３１、トランス３２などが、入力変調信号の振幅成分の帯域に対して十分速く動作できる場合は、図６の低域フィルタ４を除去して振幅信号１０を、直接制御信号発生部２に入力しても良い。この場合は、増幅器１に、振幅信号の波形により近い変調電圧が増幅器１に供給されるので、さらに高い電力効率が実現できる。

＜実施例３＞
次に、本発明の第３の実施例について図面を参照して詳細に説明する。図１１は、本発明の第３の実施例による高周波増幅装置の全体構成を示すブロック図である。高周波増幅器１、制御信号発生部２、電力合成部３、リミッタ６を備えている。

図１２は、図１１の各ブロックの動作を説明するための信号の流れを示す図である。

入力変調信号の振幅成分１０を、制御信号発生部２に入力する（図１２（ａ））。

制御信号発生部２は、振幅信号１０をパルス変調信号（制御信号）１１に変換する（図１２（ｃ））。

この際、パルス変調信号の極性を通常とは逆にする。すなわち、デルタ変調やシグマデルタ変調のようなパルス密度変調の場合は、
振幅が増大するところで、パルス密度が粗、
振幅が減少するところで、パルス密度が密、
になるように変調する。

また、パルス幅変調であれば、
振幅が大きいところでパルス幅が狭く、
振幅が小さいところでパルス幅が広く、
なるように変調する。

このようにして得られたパルス変調信号（制御信号）１１を用いて、電力合成部３において、第２の電源Ｖｃｃ２から流れる電流の導通／非導通を制御する。

さらに、導通したときの電力をフィルタで平滑化して第１の電源Ｖｃｃ１に、一方向に伝達する（図１２（ｄ））。このようにして得られた差分電力１２を増幅器１に供給する（図１２（ｅ））。

この場合、制御信号発生部２や電力合成部３を構成する各要素が十分速く動作できれば、差分電力１２は、入力変調信号の振幅成分１０の波形を正確に再現、増幅したものになる。

振幅変調と位相変調のかかった高周波入力信号８は、リミッタ６に入力される。
リミッタ６は、入力変調信号８の振幅を一定にし、位相成分９のみ取り出す。位相信号９は、増幅器１に入力される。

増幅器１は、Ａ級やＢ級の効率が最大となる出力飽和領域で増幅動作するか、もしくはＦ級やＥ級のようなスイッチング増幅を行い、常に高い効率で動作する。

このような動作をさせることにより、増幅器１に入力された位相成分９と変調電源として与えられた振幅成分１２とが乗算され、振幅と位相成分とが再現され、高効率に増幅された出力変調信号１６が得られる。

本実施例では、増幅器１に振幅信号１０の波形に限りなく近い電圧１２が供給されるので、さらに高い電力効率が実現できる。

図１１の制御信号発生部２は、図７に示したデルタ変調構成を用いても良いし、シグマデルタ変調構成、パルス幅変調構成を用いても良い。

図１１の電力合成部３は、図８や図１０に示した構成を利用することができる。

＜実施例４＞
図１３は、本発明の第４の実施例の構成を示す図である。本実施例は、図１１に示した第３の実施例を変形したものであり、振幅変調と位相変調のかかった高周波入力信号８から、包絡線検波器７を用いて、振幅成分１０を抽出している。あとの各部分の動作は、図１１で説明した通りである。

尚、包絡線検波器７を用いて振幅成分１０を抽出する構成は、図１に示した第１の実施例、及び、図６に示した第２の実施例にも適用できる。

＜実施例５＞
図１４は、本発明の第４の実施例の構成を示す図である。本実施例においては、振幅変調と位相変調信号をベースバンド回路１３で生成する。

位相信号は、搬送波となるローカル信号発生器１５とミキサ１４において乗算され、位相変調のかかった高周波入力信号９となる。あとの各部分の動作は、図１１で説明した通りである。

本発明の電力増幅装置は、主として、無線通信の送信機に用いて好適とされる。例えば本発明の適用例として、携帯電話や無線ＬＡＮ、ＷｉＭＡＸ向けの端末や基地局、地上波デジタル放送局に用いられる送信装置が挙げられる。

なお、本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

Claims (22)

1. 振幅成分と位相成分を含む入力信号を増幅する電力増幅装置であって、
   前記入力信号の振幅成分を参照信号との大小に応じた２値の制御信号を生成する制御信号発生部と、
   第２の電源に接続するスイッチング素子を前記制御信号によりオン／オフ制御することで、前記入力信号の振幅成分が前記参照信号よりも小さいときにパルス状に電力をスイッチング増幅し、前記スイッチング増幅した電力を前記第１の電源側に１方向に伝達することで、前記第１の電源から供給される電力から、前記入力信号の振幅成分が前記参照信号よりも小さいときに過剰に供給されていた電力を差し引いた差分電力を得、前記差分電力を出力する電力合成部と、
   前記電力合成部からの前記差分電力を電源として、前記入力信号を増幅して出力する高周波増幅器と、
   を有する電力増幅装置。
2. 前記高周波増幅器は、前記電力合成部からの出力を電源として、前記入力信号の位相成分を増幅することにより前記入力信号の振幅成分と合成して出力する、ことを特徴とする請求項１記載の電力増幅装置。
3. 前記入力信号の振幅成分のダイナミックレンジと周波数帯域の少なくとも一つを小さくするように波形整形する手段を備え、
   前記波形整形された信号が、前記制御信号発生部に入力される、ことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装置。
4. 前記入力信号の振幅成分のダイナミックレンジ又は周波数帯域の少なくとも一つを小さくするように波形整形する手段が、低域フィルタを含む、ことを特徴とする請求項３に記載の電力増幅装置。
5. 前記入力信号の振幅を一定にすることにより、前記位相成分を抽出するリミッタを有する、ことを特徴とする請求項２に記載の電力増幅装置。
6. 前記入力信号を一定量遅延させる遅延器を有し、
   前記遅延器の出力を前記高周波増幅器に入力する、ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
7. 前記入力信号から、搬送波を除去することによって、前記振幅成分を抽出する包絡線検波器を有する、ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
8. 前記入力信号の振幅成分と位相成分の少なくともいずれか一方を、前段に設置されたベースバンド部から供給する、ことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
9. 前記ベースバンド部からの位相成分に、搬送波周波数を合成して用いる、ことを特徴とする請求項８に記載の電力増幅装置。
10. 前記制御信号発生部は、前記入力信号の振幅成分が、ある値よりも小さいときに第１の値、大きいときに第２の値の２値制御信号を出力する、ことを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
11. 前記制御信号発生部は、デルタ変調方式又はシグマデルタ変調方式のパルス変調を行い、該パルス変調信号の極性を反転して、前記入力信号の振幅成分が、増大するところで、第１の値のパルス密度が粗く、減少するところで第１の値のパルス密度が密になる、２値制御信号を出力する、ことを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
12. 前記制御信号発生部は、パルス幅変調を行い、該パルス変調信号の極性を反転して、前記入力信号の振幅成分が大きいところで第１の値のパルス幅が狭く、振幅強度が小さいところで第１の値のパルス幅が広くなる２値制御信号を出力する、ことを特徴とする請求項１から９のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
13. 前記電力合成部は、トランスを備え、前記トランスの１次側コイルに前記第２の電源と前記スイッチング素子が接続され、
    前記スイッチング素子は、前記制御信号発生部からの前記制御信号によって、前記第２の電源から前記トランスの１次側コイルに流れる電流の導通、非導通を制御し、
    前記トランスの２次側コイルには、前記第１の電源と出力端子が接続され、
    前記１次側コイルが導通したときに、前記２次側コイルに前記出力端子側から前記第１の電源の方向に電流が流れるように前記トランスが結合され、
    前記第１の電源と前記出力端子の間には、前記２次側コイルと並列な少なくとも１つの電流経路と、前記出力端子から前記第１の電源方向に整流する少なくとも１つの整流素子とが設けられ、
    前記出力端子の出力を前記高周波増幅器の電源として用いる、ことを特徴とする請求項１から１２のいずれか１項に記載の電力増幅装置。
14. 前記電力合成部は、前記制御信号発生部の出力信号のスイッチング周波数を除去し、
    前記出力端子の電圧の変化を平滑化する低域フィルタを備えている、ことを特徴とする請求項１３に記載の電力増幅装置。
15. 前記整流素子は、ダイオードで構成されている、ことを特徴とする請求項１３又は１４に記載の電力増幅装置。
16. 前記整流素子は、前記制御信号に同期したスイッチ素子で構成されていることを特徴とする請求項１３又は１４に記載の電力増幅装置。
17. ａ）入力変調信号の振幅成分が参照信号よりも大きいか小さいかを判別し、大小に対応して第１、第２の値をとる２値の制御信号を生成し、
    ｂ）第２の電源に接続するスイッチング素子を前記制御信号によりオン／オフ制御することで、前記入力変調信号の振幅成分が前記参照信号よりも小さいときにパルス状に電力を増幅し、
    ｃ）前記スイッチング増幅した電力を、前記第１の電源側に１方向に伝達することで、前記第１の電源から供給される電力から、前記入力変調信号の振幅成分が前記参照信号よりも小さいときに過剰に供給されていた電力を差し引いた差分電力を得、前記差分電力を、前記入力変調信号を増幅する前記増幅器の電源として与える、
    上記各ステップを含む、電力増幅方法。
18. 前記スイッチング増幅した電力は、前記スイッチング素子が接続するトランスの一次巻線側から、二次巻線側の前記第１の電源に伝達され、
    前記二次巻線側の前記第１の電源と出力端子の間には、前記二次巻線と並列な少なくとも１つの電流経路と、前記出力端子から前記第１の電源方向に整流する少なくとも１つの整流素子とが設けられている、請求項１７記載の電力増幅方法。
19. ステップａ）では、参照信号よりも大きいか小さいかの判別のかわりに、前記入力変調信号の振幅強度の変化を反転した信号をパルス変調して２値の制御信号を出力する請求項１７又は１８記載の電力増幅方法。
20. ステップａ）において、パルス変調方式がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合、前記入力変調信号の振幅強度が大きいところで第１の値のパルス幅が狭く、振幅強度が小さいところで第１の値のパルス幅が広い２値の制御信号を出力し、
    パルス変調方式がＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）の場合は、前記入力変調信号の振幅が増大するところで、第１の値のパルス密度が粗く、振幅が減少するところで、第１の値のパルス密度が密になる２値の制御信号を出力し、
    ステップｂ）において、前記制御信号を用いて前記スイッチング素子をオン／オフ制御することにより、振幅強度を反転した変調のかかったパルス電力をスイッチング増幅する、請求項１９記載の電力増幅方法。
21. 前記１次巻線側でスイッチング増幅した電力を前記二次巻線側の前記第１の電源の方向に伝達するに際して生じる電力を、フィルタで平滑化し、前記第１の電源から供給される電力から減ずることにより得られた差分電力を、前記増幅器の電源として与える請求項１８記載の電力増幅方法。
22. 入力変調信号を線形増幅する増幅器に対して電源を供給する回路であって、
    前記入力変調信号の振幅信号を入力し前記振幅信号と参照信号との大小に対応して第１、第２の値をとる２値の制御信号を生成する制御信号発生部と、
    第２の電源に接続されたトランス一次側に、前記制御信号に基づきオン・オフ制御されるスイッチング素子が挿入され、
    第１の電源に接続するトランス二次側の出力端から、
    前記振幅信号が前記参照信号よりも小さく、前記スイッチング素子がオンのときには、前記トランンス一次側から二次側に伝達した電力に対応する所定電圧を前記第１の電源の電圧から差し引いた差分電圧、
    前記振幅信号が前記参照信号以上で前記スイッチング素子がオフのときには、前記第１の電源の電圧、
    を前記増幅器に電源電圧として供給する電力合成部と、
    を備えた電源供給回路。

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