CN101305515B - 放大设备 - Google Patents

Abstract

脉冲调制器通过对输入信号的振幅分量进行脉冲调制并放大，来生成脉冲调制信号。低通滤波器对来自于脉冲调制器的脉冲调制信号进行过滤，生成对振幅分量放大后得到的放大振幅信号。误差校正器通过使用输入信号的振幅分量对来自于低通滤波器的放大振幅信号的误差进行校正，生成校正振幅信号。合成器将来自于误差校正器的校正振幅信号和输入信号的相位分量合成起来，生成输出信号。

Description

放大设备

技术领域

本发明涉及放大设备，尤其涉及对包含振幅分量和相位分量的信号进行放大的放大设备。

背景技术

近年来，QPSK(正交移相键控)和多值QAM(正交调幅)等数字调制方法已经用于无线通信。在QPSK和多值QAM中，高频输入信号的振幅(包络线)随时间而变化。振幅变化的信号的峰值电功率与平均电功率的比值被称为PAPR(峰值对平均功率比率)。

当对PAPR大的信号进行放大时，为了确保相对于峰值电功率的充分线性，需要使放大器在比饱和电功率低的电功率区域中，在具有裕度(back off)的情况下工作。一般的线性放大器的效率在其饱和电功率附近达到最大，但是如果使一般的线性放大器在裕度大的区域中操作，则平均效率会变低。

在无线LAN(局域网)中，为了实现多载波传送，采用了正交频分多路复用(OFDM)方法。该调制方法与QPSK和多值QAM相比，PAPR变得更大，因此放大器的平均效率变得更低。

因此，需要即使在裕度大的区域中仍高效工作的放大器。

为了满足所述需要，提出了包络线去除和恢复(EER)，作为一种能够在裕度大的区域中以宽动态范围高效地放大信号的配置(参见″PROCEEDINGS OF THE I.R.E.″(L.Kahn)，1952年，第40卷，第803-806页，图2)。

图1是图示EER方法的放大器的配置的方框图。参见图1，EER放大器包括射频放大器901，脉冲调制器902，开关放大器903，低通滤波器904，包络线检测器905，和限幅器906。

将输入到EER放大器中的已被数字调制的高频输入模拟信号分支成两个信号。两个信号的其中之一被输入到包络线检测器905，而另一个信号被输入到限幅器906。

包络线检测器905从输入信号中去除载波频率分量，以提取振幅分量(包络线)。包络线检测器905的输出被输入到脉冲调制器902。脉冲调制器902对输入信号进行脉冲调制，然后将其输出到开关放大器903。开关放大器906通过接通/断开VCC，对来自于脉冲调制器902的信号进行电流放大，然后将其输出到低通滤波器904。低通滤波器904对来自于开关放大器906的信号进行过滤。来自于低通滤波器904的输出成为通过对从包络线检测器905输出的振幅信号进行放大后获得的模拟振幅信号，并且作为电源提供给射频放大器901。

另一方面，被输入了另一分支信号的限幅器906将输入信号转换为振幅恒定、并且仅仅包含相位信息的相位信号，然后将其输入到射频放大器901。

射频放大器901通过使用来自于低通滤波器904的放大后的振幅信号作为电源，对来自于限幅器906的相位信号进行放大。由此，来自于低通滤波器904的振幅信号和来自于限幅器906的相位信号被合成，成为对EER放大器的输入信号放大后的高频输出信号。

根据该EER放大器，能够使射频放大器901总是在效率成为最大的饱和电功率附近工作。而且，从振幅信号侧的配置来看，脉冲调制器902良好地对逻辑电平信号进行处理，并且脉冲调制器902的耗电量很少。开关放大器903的开关操作仅仅是对电源VCC进行接通/断开，因此，放大器903原理上是以100％的效率运行。而且低通滤波器904能够被配置为具有无损耗的感应器和电容。

因此，与使射频放大器901以A级操作或B级操作单独操作的情况相比，该EER放大器可以在很宽的动态范围内高效地对数字调制后的高频输入信号进行放大。

此外，包络线跟踪(ET)也是人们熟知的另一种即使在裕度大的区域中仍可以高效地放大信号的配置(参见例如″IEEE MTT-SDigest″2000年，第2卷，第873-876页，图1)。ET放大器的配置是从图1中示出的EER放大器中去除了限制器906的配置。

在ET放大器中，射频放大器901没有饱和工作，而是线性工作，因此ET放大器的效率稍低于EER放大器的效率。然而，与EER放大器相同地，ET放大器同样根据包括脉冲调制和开关放大的振幅信号侧的输出电功率来改变射频放大器901的电源电压，并且即使在裕度区域中也仅仅将所需的最小的DC电功率提供给射频放大器901。因此，与通过单独的射频放大器901用固定电源线性地放大信号的情况相比，ET放大器可以高效地放大信号。

作为用于EER放大器和ET放大器中的脉冲调制器的调制方法，脉宽调制(PWM)，已被用作一般的脉冲调制方法，除此之外还提出了其中应用了线性更好的增量(delta)调制(或称，脉冲密度调制(PDM))的方案(参见日本专利No.3207153(第8页，图3)美国专利No.5973556(第3页，图3)。

图2是图示其中应用了增量调制的另一EER放大器的配置的方框图。参见图2，另一EER放大器包括振幅路径911和相位路径920。

振幅路径911包括增量调制放大器910和包络线检测器912。增量调制放大器910包括包络线检测器913，差值检测器914，量化器915，D级放大器916，低通滤波器917，和衰减器918。

相位路径920包括限幅器921，非线性前置放大器922，和输出级放大器923。

振幅路径911的增量调制放大器910通过衰减器918对来自于相位路径920的输出级放大器923的高频输出进行衰减，并且通过包络线检测器913来提取振幅分量。然后，差值检测器914求取由包络线检测器912检出的高频输入的振幅分量、和由包络线检测器913检出的高频输出的振幅分量之间的差值。量化器915对该差值进行量化，D级放大器916对量化信号进行放大。低通滤波器917对D级放大器916的输出进行过滤，然后将其作为电源提供给相位路径920的输出级放大器923。

在相位路径920中，限幅器921从高频输入中提取相位分量，并且非线性前置放大器922对该相位分量的信号进行放大。然后，最终由输出级放大器923对非线性前置放大器922的输出进行放大，并且生成高频输出。

如上所述，通过使用线性极好的增量调制方法，可以改善EER放大器的线性。

发明内容

然而，存在这样的问题：使用EER方法或ET方法的放大设备与通常的线性放大设备相比，噪声电平很高。

例如，在图1示出的EER放大器中的脉冲调制器902中，是因为当把模拟信号转换为脉冲信号时产生了噪声。当使用脉宽调制作为脉冲调制方法时，产生了与基准三角波形信号的周期对应的开关噪声。当使用增量调制作为脉冲调制方法时，白量化噪声是主要的噪声源。

通过低通滤波器904，在脉冲调制器902中产生的噪声受到某种程度的降低。然而，噪声并没有完全消除，并且叠加有残留噪声的振幅信号在射频放大器901中与相位信号合成。

结果，输出信号中混入了噪声分量，导致输出信号的频谱的SNR(信号噪声比)降低。在近年来的使用数字调制的无线通信中，诸如移动电话，在通信标准中规定将对于相邻信道的漏泄功率比率(ACPR)抑制为低水平。如果由于在脉冲调制器902中发生的噪声而引起信噪比降低，则可能无法满足该ACPR的规定。

为了提高脉冲调制器902的信噪比，在脉宽调制方法中，与输入信号相比提高所使用的基准三角波形信号的频率(开关频率)是有效的。在增量调制方法中，提高采样频率、并增大过采样比率是有效的。过采样比率是采样频率相对于作为输入信号频带两倍的频率的比值。

然而，如果采用了这些技术，将存在这样的问题：脉冲调制器902中的信号处理电路的耗电量将增大，当开关放大器24发生转换(开关)时产生的损耗将增大，并且整个EER放大器的耗电量也将增大。

如上所述，在脉冲调制方法中，在提高信噪比和降低耗电量之间存在折衷。

另一方面，在图2中示出的EER放大器中，假定通过将来自输出级放大器923的反馈提供给增量调制器910，来校正由于增量调制放大器910和输出级放大器923的非线性而引起的误差。然而，由于负反馈回路被配置为返回到增量调制器910，因此再一次增加了由增量调制器910中的量化器915引起的量化误差。因此，人们认为使用这种配置理论上不能消除噪声。

本发明的目的是提供高效的并且高质量的高频放大设备。

为了实现上述目的，本发明的放大设备是通过对含有振幅分量和相位分量的输入信号的振幅分量进行放大、并将其与相位分量相合成以生成对输入信号放大后得到的输出信号的放大设备，该放大设备包括脉冲调制器、低通滤波器、误差校正器和合成器。

脉冲调制器通过对输入信号的振幅分量进行脉冲调制和放大来生成脉冲调制信号。低通滤波器对来自于脉冲调制器的脉冲调制信号进行过滤，并且生成对振幅分量放大后得到的放大振幅信号。误差校正器通过使用输入信号的振幅分量对在来自于低通滤波器的放大振幅信号中包含的误差进行校正，生成校正振幅信号。合成器将来自于误差校正器的校正振幅信号和输入信号的相位分量合成起来，生成输出信号。

根据本发明，通过脉冲调制器和低通滤波器对振幅分量进行放大，并通过与脉冲调制器分立设置的误差校正器对在脉冲调制器中产生的量化噪声所引起的误差进行校正，因此能够在没有提高脉冲调制器的频率的情况下，高效地减少误差，并且可以生成高质量的输出信号。

附图说明

图1是示出根据EER方法的放大器的配置的方框图；

图2是示出在其中应用增量调制的EER放大器的配置的方框图；

图3是示出根据第一示例性实施例的高频放大设备的配置的方框图；

图4是示出根据第一示例性实施例的高频放大设备的详细配置的方框图；

图5是示出在第一示例性实施例中的误差校正器的其他配置例子的方框图；

图6是示出在第一示例性实施例中的脉冲调制器的其他配置例子的方框图；

图7是示出在第一示例性实施例中的脉冲调制器的又一配置例子的方框图；

图8是示出根据第二示例性实施例的高频放大设备的配置的方框图；

图9是示出根据第二示例性实施例的高频放大设备的详细配置的方框图；

图10是示出根据第三示例性实施例的高频放大设备的配置的方框图；

图11是示出在根据第三示例性实施例的高频放大设备中的脉冲调制器和误差校正器周围的具体配置例子的方框图；

图12是示出在根据第三示例性实施例的高频放大设备中的脉冲调制器和误差校正器周围的另一具体配置例子的方框图；

图13是示出增量调制器的输入信号和输出信号的图；

图14是示出增量调制器的输出信号的频谱的图；

图15是示出增量调制器的输入信号、以及对增量调制器的输出进行误差校正后得到的输出信号的图；和

图16是示出对增量调制器的输出进行误差校正后得到的输出信号的频谱的图。

用于实现本发明的最佳方式

将参考附图详细说明示例性实施例。

[第一示例性实施例]

图3是图示根据第一示例性实施例的高频放大设备的配置的方框图。参见图3，高频放大设备10是包括射频放大器11、脉冲调制器12、误差校正器13、低通滤波器14、包络线检测器15、和限幅器16的EER放大器。

将输入到高频放大设备10的已被数字调制的高频输入模拟信号分支成为两个信号。两个信号中的一个信号被输入到包络线检测器15，另一个信号被输入到限幅器16。

包络线检测器15从输入信号中去除载波频率分量，提取出振幅分量(包络线)。包络线检测器5的输出被输入到脉冲调制器2和误差校正器13。

脉冲调制器12对来自于包络线检测器15的信号进行脉冲调制，并进行放大，然后将其输出到低通滤波器14。这里，假定脉冲调制器12例如是增量调制器。

低通滤波器14通过对来自于脉冲调制器12的信号进行过滤，生成了对来自于包络线检测器15的振幅信号进行放大后的模拟振幅信号，然后将其提供给误差校正器13。低通滤波器14被配置为具有例如二阶LC低通滤波器。

误差校正器13将来自于包络线检测器15的振幅信号与其自身生成的振幅信号进行比较，并根据该比较结果，对其自身生成的振幅信号的误差进行校正。由误差校正器13输出的振幅信号作为电源提供给射频放大器11。

另一方面，限幅器16将从输入到高频放大设备10的已被数字调制的高频输入模拟信号的所述另一分支信号转换为振幅恒定、并且仅仅包含相位信息的相位信号，然后将其输入到射频放大器11。

射频放大器11通过使用来自于误差校正器13的振幅信号作为电源，对来自于限幅器16的相位信号进行放大。从而，射频放大器的输出成为将来自于误差校正器13的振幅信号和来自于限幅器16的相位信号合成后获得的信号。

图4是图示根据第一示例性实施例的高频放大设备的详细配置的方框图。参考图4，图3中示出的脉冲调制器12包括减法器21，采样保持电路22，比较器(量化器)23，开关放大器24，衰减器25，和积分器26。

由包络线检测器15检测出的高频输入信号的振幅分量被输入到脉冲调制器12。

减法器21求取来自于包络线检测器15的振幅分量和参考信号之间的差值，然后将其提供到采样保持电路22。

采样保持电路22对来自于减法器21的信号进行采样。

比较器23通过将采样后的输入信号的值与阈值进行比较，判定输入信号和参考信号之间的大小关系，并且将判定结果输入到开关放大器24。例如，当输入信号大于参考信号时，比较器23输出″+1″，而当输入信号小于参考信号时，比较器23输出″0″。

开关放大器24根据来自于比较器23的判定结果，接通/断开电源电压VCC，由此对所述判定结果进行电流放大。所述电流放大是通过原样保持脉冲调制的开与关之间的关系、对电源电压进行开关操作来执行的。由于开关放大器24的操作仅仅是开和关操作，因此开关放大器24能够与原始输入信号的PAPR无关地保持高效率操作。如果开关操作是理想的，则效率应当成为100％。开关放大器24的输出的一部分被提供给低通滤波器14，另一部分被提供给衰减器25。

衰减器25将开关放大器24的输出衰减到适当的电平，然后将其提供到积分器26。

积分器26对来自于衰减器25的信号进行积分以生成参考信号，然后将其提供给减法器21。积分器26被配置为例如具有一阶RC低通滤波器。

根据如上所述的脉冲调制器12的各部分的操作，如果输入信号倾向于增加，在比较器23的输出中″+1″的比率增加，如果输入信号倾向于减少，则在比较器23的输出中″0″的比率增加，因此，脉冲调制器12是作为其中脉冲密度根据输入信号的增减而变化的增量调制器来工作的。当来自于脉冲调制器12的增量调制信号被输入到低通滤波器14时，再生对原始的模拟振幅信号放大后的信号。在此时再生的信号中，由于通过比较器23进行判定而引起的量化噪声未被完全消除，残留下来。

误差校正器13对该量化噪声进行消除。误差校正器13包括误差放大器31，加法器32，和衰减器33。

通过低通滤波器14之后的信号被提供给加法器32。加法器32将来自于低通滤波器14的信号和来自于误差放大器31的校正信号相加。加法器32被配置为例如具有耦合电容。

对加法器32的输出进行分支，其中一个信号被提供给射频放大器11作为电源，同时另一个信号经过衰减器33衰减后提供给误差放大器31。

误差放大器31对来自于包络线检测器15的信号和来自于衰减器33的信号进行比较以求取差值，然后将该差值作为校正信号提供给加法器32。

根据如上所述的误差校正器13的各部分的操作，差值被负反馈到信号路径，因此，如果误差放大器31的增益足够高，则由残留量化噪声引起的误差分量得到了校正，并且来自于射频放大器11的输出波形接近于送往高频放大设备10的输入信号的波形。

在所述误差校正器13的误差放大器31中，使用了线性放大器。线性放大器的耗电量通常不小。然而，在本发明中，由于是通过在脉冲调制器12中进行一次开关放大来再生波形，因此误差校正器13的校正量是由量化噪声引起的很小的值。

图13中示出了增量调制器的输入信号和输出信号。误差校正器13所应当校正的是输入信号和输出信号之间的差值，并且根据图13也能明白这是很小的值。因此，在误差校正器13中消耗的电功率很小。

另一方面，例如，为了提高脉冲调制器(增量调制器)12中的信噪比，需要提高采样保持电路22的采样频率。如果使采样频率为两倍，则信噪比大约提高9分贝。然而，由于当开关放大器24进行开关时引起的耗电量是与频率成比例地增加的，因此如果增加采样频率，脉冲调制器12的耗电量也会增加。

如上所述，在本示例性实施例中，在从存在幅度变化的高频输入信号中提取振幅分量和相位分量、使用脉冲调制器12对振幅分量进行放大、然后将其与相位分量合成的EER方法的高频放大设备10中，由与脉冲调制器12分立设置的、耗电很小的误差校正器13，对由在脉冲调制器12中发生的量化噪声所引起的误差进行校正。EER放大器原本在原理上是能够高效率地进行放大的。而且，根据本示例性实施例，能够在没有增加脉冲调制器12中的采样频率的情况下减少误差，因此能够高效地(低耗电量)、而且高质量地(低信噪比)对高频信号进行放大。

在误差校正器13中，尽管因为使用线性放大器校正误差，在线性放大器中发生电功率消耗，然而，由于仅对在脉冲调制器12中产生的小误差进行校正，因此耗电量很小而且足够了。

同时，这里，正如图4中所示出的，虽然对在脉冲调制器12中使用增量调制器的例子进行了描述，但本发明不局限于这种配置。作为其他配置的例子，在脉冲调制器12中也可以使用任意阶数的西格马增量调制器。通过使用西格马增量调制器，可以将噪声的分布迁移到高频侧，并且能够在信号频带附近获得更高的信噪比。

在图4中示出的误差校正器13的配置是一个例子，但本发明不局限于这种配置。图5是示出在第一示例性实施例中的误差校正器的其他配置例子的方框图。参考图5，脉冲调制器12的配置与图4中示出的相同。另一方面，误差校正器13与图4中示出的不同，而是包括多个反馈回路(图5中是两个)。

根据图5，误差校正器13包括误差放大器34和37，加法器35和38，以及衰减器36和39。第一反馈回路配置为具有误差放大器34、加法器35、和衰减器36，以及第二反馈回路配置为具有误差放大器37、加法器38、和衰减器39。每个反馈回路的操作与在图4中示出的配置为具有误差放大器31、加法器32、和衰减器33的反馈回路的操作相同。

在图5的例子中，来自于低通滤波器14的振幅信号的误差通过第一反馈回路进行校正，然后通过第二反馈回路进行进一步校正。由此，即使误差放大器34和37的各自的增益不足以校正残留误差，残留误差分量也能够得到校正。

虽然在图4和5中使用增量调制器来作为脉冲调制器12，但也可以使用脉宽调制器作为其他例子。图6是示出在第一示例性实施例中的脉冲调制器的其他配置例子的方框图。参考图6，在包括减法器21、比较器23和开关放大器24的脉宽调制电路这一点上，脉冲调制器12与图4中示出的不同。其它部件的配置与图4中示出的相同。

由包络线检测器15检测出的振幅信号的一部分被提供给减法器21。减法器21求取所述振幅信号和作为基准的三角波形信号之间的差值，并且把该差值提供给比较器23。

比较器23通过将所述差值与阈值进行比较，来判定振幅信号和三角波形信号之间的大小关系。这里，假定当振幅信号大于三角波形信号时，输出是″+1″，当振幅信号小于三角波形信号时，输出是″0″。在比较器23的输出脉冲串中，与三角波形相比，幅度信号越大，″+1″的区域就变得越多，而振幅分量越小，″0″的区域就变得越多。结果，比较器23的输出成为通过对由包络线检测器15检测出的振幅信号进行脉宽调制后获得的信号。比较器23输出的脉宽调制信号被提供给开关放大器24。

开关放大器24通过用来自于比较器23的脉宽调制信号来接通/断开电源电压VCC，对脉宽调制信号进行电流放大，然后将其提供给低通滤波器14。所述脉宽调制信号在通过低通滤波器14之后，便变成对原始的模拟振幅信号进行放大后的信号。

在脉冲调制器12的脉宽调制信号中，包含与基准三角波形信号的周期相对应的残留开关噪声。因此，由所述残留开关噪声引起的误差被误差校正器13校正。误差校正器13的配置与图4和5中示出的相同。

根据这个例子，在脉冲调制器12中，在通过高效率的脉宽调制对信号进行开关放大后，在误差校正器13中，使用耗电量很小的线性放大器消除其中的微少的残留误差，因此能够进行高效的并且高质量的放大。

图7是示出在第一示例性实施例中的脉冲调制器的又一个配置例子的方框图。参考图7，脉冲调制器12与图4中示出的不同之处在于，该脉冲调制器12是包括运算放大器27、施密特电路28、开关放大器24、电容29和电阻30以及30′的脉宽调制电路。其它部分的配置与图4中示出的相同。

运算放大器27、电容29和电阻30构成反向积分器。施密特电路28是包括低电压侧和高电压侧的两个阈值的磁滞比较器。

施密特电路28的输出经由电阻30，被反馈到运算放大器27的输入，因此如果施密特电路28的输出电平增高，运算放大器27的输出便被反向积分，并且电平降低。如果运算放大器27的输出电平降低，并且达到施密特电路28的低电压侧阈值，施密特电路28的输出便从高电平转换为低电平。结果，反向积分器的输入极性改变，因此运算放大器27的输出电平开始增高。如果运算放大器27的输出电平增高，并且达到施密特电路28的高电压侧阈值，施密特电路28的输出便从低电平侧转换到高电平侧。如果没有输入振幅信号，则反向积分器通过重复所述操作，自励地继续生成恒定周期的脉冲串。

参考图7，把由包络线检测器15检测出的振幅信号的一部分经由电阻30′提供给运算放大器27。如果由于输入了振幅信号，在运算放大器27的输入中发生偏移并且输入电平增高，则脉宽变宽。因此，所述脉冲调制器12整体是作为一个脉宽调制器来工作的。特别是，在这个配置中，没有必要像图6中示出的例子那样从外部提供作为基准的三角波形信号，并且独立地产生脉宽调制信号。因此，图7的例子与图6相比，简化了整体配置。

把由反向积分器生成的并且从施密特电路28输出的脉宽调制信号提供给开关放大器24。开关放大器24通过用脉宽调制信号对电源电压VCC进行接通/断开，对脉宽调制信号进行电流放大。开关放大器24的输出通过低通滤波器14，由此再生对原始的模拟振幅信号放大后的信号。

此时再生的信号包括与自振荡频率相对应的残留开关噪声。误差校正器13对由所述残留开关噪声引起的误差进行校正。误差校正器13的配置和操作与图4和5中示出的那些相同。

在图3至7中示出的第一示例性实施例中，示出了其中将本发明应用于EER放大器的例子，所述EER放大器包括提取输入信号的相位分量的限幅器16，然而，本发明也能够应用于ET放大器，所述ET放大器从图3至7中示出的EER配置中省去了所述限幅器16。

[第二示例性实施例]

在图3中示出的第一示例性实施例的高频放大设备10中，误差校正器13使用了没有与来自于限幅器16的相位信号相合成的、并且从低通滤波器14提供的振幅信号，以用于校正误差。然而，本发明不局限于这种配置。作为其他配置的例子，误差校正器13可以从在射频放大器11中对来自于低通滤波器14的振幅信号和来自于限幅器16的相位信号进行合成获得的高频输出信号中提取出振幅分量，并使用该振幅分量来校正误差。

图8是示出根据第二示例性实施例的高频放大设备的配置的方框图。参考图8，高频放大设备20包括射频放大器11，脉冲调制器12，误差校正器13，低通滤波器14，包络线检测器15，限幅器16，和包络线检测器17。

根据第二示例性实施例的高频放大设备20包括在图3中示出的第一示例性实施例中所没有的包络线检测器17。在第二示例性实施例中，所述包络线检测器17从通过射频放大器11生成的高频输出信号中提取出振幅分量，并且误差校正器13将由包络线检测器17提取出的振幅分量的信号与来自于包络线检测器15的振幅信号进行比较，并使用该比较结果来校正误差。

图9是示出根据第二示例性实施例的高频放大设备的详细配置的方框图。参考图9，图8中所示出的脉冲调制器12包括减法器21，采样保持电路22，比较器(量化器)23，开关放大器24，衰减器25，和积分器26。这个配置与图3中示出的相同。

图9的误差校正器13包括包络线检测器17，误差放大器31，加法器32，和衰减器33。而且，尽管包络线检测器17在图8中位于误差校正器13的外部、而且包络线检测器17在图9中位于误差校正器13的外部，然而，位于哪一侧都是可以的。

来自于射频放大器11的高频输出信号被分支到输出侧和衰减器33，并且由衰减器33衰减到适当电平的信号被提供给包络线检测器17。包络线检测器17从来自于射频放大器11的输出信号中提取出振幅分量，然后将其提供到误差放大器31。

在图9中示出的误差校正器13的其它部件的配置与在图3中示出的相同。误差放大器31对来自于包络线检测器15的信号与来自于包络线检测器17的信号进行比较，以求取差值，然后将所述差值作为校正信号提供到加法器32。加法器32把来自于低通滤波器14的信号和来自于误差放大器31的校正信号相加，然后将其作为电源提供到射频放大器11。

根据本示例性实施例，能够通过与脉冲调制器12分立设置、并且耗电量很小的误差校正器13，对由在脉冲调制器12中发生的量化噪声引起的误差、以及在射频放大器11中发生的波形失真进行校正。因此，根据本示例性实施例，能够在没有增加脉冲调制器12中的采样频率的情况下，对脉冲调制器12和射频放大器11中产生的误差进行校正，因此能够高效地(低耗电量)并且具有高质量地(低信噪比)对高频信号进行放大。

同时，尽管在图8和9中，是通过使用定向耦合器从射频放大器11的输出信号中提取出振幅信号，然而本发明不局限于这种配置。也可以使衰减器33的阻抗成为足够高，把衰减器33直接连接到射频信号路径。

代替图9的误差校正器13，可以采用包括如图5中所示出的多个反馈回路的配置。

代替图9的脉冲调制器12，可以使用任意阶数的西格马增量调制器。可替换的，代替图9的脉冲调制器12，也可以使用如图6或图7中所示出的脉宽调制器。

同样在第二示例性实施例中，本发明也可以应用于ET放大器，该ET放大器从图8和图9示出的EER配置中去除了限幅器16。

[第三示例性实施例]

尽管在第一示例性实施例中示出了一种其中由包络线检测器15从高频输入信号中提取出振幅分量、并由限幅器16提取出相位分量的配置，然而本发明不局限于这种配置。如果基带部分被配置为能够输出振幅信号和相位信号，则高频放大设备也可以直接使用那些信号。如果是这样的话，则与第一实施例的情形不同，不再需要从高频输入信号中提取出振幅信号的包络线检测器15以及提取出相位信号的限幅器16，由此缩减了电路的尺寸。

图10是示出根据第三示例性实施例的高频放大设备的配置的方框图。参考图10，高频放大设备30包括射频放大器11，脉冲调制器12，误差校正器13，低通滤波器14，和变频器19。将振幅信号和相位信号从在同一无线电设备(未图示)内设置的基带部分40输入到高频放大设备30。

尽管在图3中示出的第一示例性实施例中，是将来自于限幅器16的相位信号提供给脉冲调制器12和误差校正器13，然而在本示例性实施例中，是将来自于基带部分40的振幅信号提供给脉冲调制器12和误差校正器13。

而且，尽管在图3中示出的第一示例性实施例中，是将来自于包络线检测器15的振幅信号提供给射频放大器11，然而在本示例性实施例中，是由变频器19将来自于基带部分40的相位信号转换为载波频率的相位信号，然后将其提供给射频放大器11。载波频率通常属于千兆赫频带。变频器19包括局部信号生成器92和合成器91。局部信号生成器92生成载波频率的振荡信号，合成器91将所述振荡信号与来自于基带部分40的相位信号合成，以生成载波频率的相位信号。

本示例性实施例的脉冲调制器12可以是图4中示出的增量调制器，也可以是图6和7中示出的脉宽调制器。误差校正器13可以包括如图5中所示出的多个反馈回路。可替换地，误差校正器13也可以配置为使用如图8中所示出的通过包络线检测器从射频放大器11的高频输出信号中获得的参考信号。

图11和12是图示根据第三示例性实施例的高频放大设备中的脉冲调制器和误差校正器的周围的具体配置例子的方框图。

作为图11和12中的共同部分，与图10的脉冲调制器12相对应的部分被配置为具有脉冲调制器50，开关放大器24，衰减器25，和积分器26。脉冲调制器50被配置为具有图4中示出的减法器21，采样保持电路22，和比较器23。

图11和12中的积分器26是一阶RC低通滤波器。衰减器25被配置为具有两个电阻，并且两个电阻中的一个还兼做积分器26的电阻。低通滤波器14被配置为具有无损耗的二阶LC低通滤波器。

此外，作为图11和12中的共同部分，与图10的误差校正器13相对应的部分被配置为具有误差放大器31，加法器32，和衰减器33。衰减器33被配置为具有两个电阻。加法器32被配置为具有电容。

作为图11和图12彼此不同的部分，在图11的例子中，开关放大器24是由PMOS晶体管和NMOS晶体管构成的反相器。另一方面，在图12的例子中，开关放大器24由PMOS晶体管和二极管构成。

而且，在图11的例子中，低通滤波器14被配置为具有无损耗的二阶LC低通滤波器。在这种情况下，如果将延迟线路18提供给误差放大器31的一个输入以校正在二阶LC低通滤波器中发生的相移，则会进一步提高误差校正的有益效果。另一方面，在图12的例子中，低通滤波器14被配置为具有无损耗的一阶L滤波器。在这种情况下，由于在低通滤波器14中没有发生相移，因此不需要延迟线路。其中明显的是，滤波器14的阶数和开关放大器24的级的数目的组合即使相反也是可用的。虽然在图11和图12的例子中中，加法器32被配置为具有电容，但也可以使用变压器。此外，也可以在反馈回路中适当地并联电容或串联电容，以便减少由相位补偿和DC偏移带来的影响。

根据如上所述的本发明的各示例性实施例，能够获得下文中将说明的有益效果。

图13是示出增量调制器的输入信号和输出信号的图。图14是示出增量调制器的输出信号的频谱的图。

在图12和14中，输入信号是频率为2MHz的正弦波。输出信号参考在本示例性实施例(例如图4)中的低通滤波器14的输出。

参看图13的输出信号，在2MHz的正弦波中叠加了图4中示出的比较器23的量化噪声所引起的噪声。参看图14的频谱，除了2MHz的信号分量以外，还有大量的残留误差分量从频带中的低频区分布到高频区，因此降低了输出信号的信噪比。在如图1中所示出的高频放大设备中，没有对所述输出信号进行校正便将其用作射频放大器的电源。

图15是示出了增量调制器的输入信号、以及对增量调制器的输出进行误差校正后获得的输出信号的图。图16是示出对增量调制器的输出进行误差校正后获得的输出信号的频谱的图。

参看图15的输出信号，可以明白噪声和失真与图13的输出信号相比较减少了。参看图16的频谱，虽然仍剩下残留误差，但是与图14相比显著地减少了，并且输出信号的信噪比显著地改善。

因为执行所述误差校正的误差校正器13只需要能够对作为图13中的输入信号和输出信号之间的差值表示出来的、由量化噪声引起的误差进行放大，因此能够用很小的耗电量来校正误差，并且能够获得高质量的放大振幅信号。

其中，即使当输入信号的振幅和频率变化时，也能够根据增量调制方法的原理自主地生成最佳的脉冲调制信号，因此保持了这些有益效果。

在本发明的各示例性实施例中，即使输入信号的振幅分量的波形发生变化，高频放大设备仍会自主地适应并生成脉冲调制信号，并且总是将适当的DC电流提供给射频放大器。因此，根据本发明的各示例性实施例，能够在很宽的动态范围内，总是对具有高PAPR的高频输入信号进行高效率地、并且高质量地放大。此外，同样能够总是对多种不同的通信方法的高频输入信号进行高效率地、并且高质量地放大。

例如，在现有方法中，提供多个电平的电源电压VCC，并且与输入振幅级别对应地对电源电压进行逐阶地改变，即使对于规定的输入电平或对于规定的振幅波形可以实现最佳化，但是当输入电平或振幅波形改变时，仍然无法将最适当的DC电流提供给射频放大器。而与此相对，根据本发明的示例性实施例，总是可以进行高效地、并且高质量地放大。

Claims (18)

1.一种放大设备，所述放大设备通过对含有振幅分量和相位分量的输入信号的所述振幅分量进行放大、并将所述放大后的振幅分量与所述相位分量相合成，来生成将所述输入信号放大后得到的输出信号，所述放大设备包括：

脉冲调制器，其通过对所述输入信号的所述振幅分量进行脉冲调制并进行放大，生成脉冲调制信号；

低通滤波器，其对来自于所述脉冲调制器的所述脉冲调制信号进行放大，生成将所述振幅分量放大后得到的放大振幅信号；

误差校正器，其通过使用所述输入信号的所述振幅分量，对在来自于所述低通滤波器的所述放大振幅信号中包含的误差进行校正，来生成校正振幅信号；以及

合成器，其通过将来自于所述误差校正器的所述校正振幅信号和所述输入信号的所述相位分量合成起来，来生成所述输出信号，

其中，所述误差校正器通过利用线性放大器来检测在所述振幅分量和所述放大振幅信号之间的差值，通过在第二脉冲调制器中调制和放大所述差值的信号来生成脉冲信号，过滤该脉冲信号，然后将该脉冲信号负反馈至所述线性放大器。

2.根据权利要求1的放大设备，

其中所述误差校正器将自身生成的所述校正振幅信号与所述输入信号的所述振幅分量进行比较，并且根据该比较结果对来自于所述低通滤波器的所述放大振幅信号进行校正。

3.根据权利要求1的放大设备，

其中所述误差校正器提取出所述输出信号的振幅分量，并将所述提取出的振幅分量与所述输入信号的所述振幅分量进行比较，并根据该比较结果对来自于所述低通滤波器的所述放大振幅信号进行校正。

4.根据权利要求1的放大设备，进一步包括：

从所述输入信号中提取出所述振幅分量的包络线检测器。

5.根据权利要求4的放大设备，进一步包括：

从所述输入信号中提取出所述相位分量的限幅器。

6.根据权利要求4的放大设备，

其中所述放大设备使用含有所述振幅分量和所述相位分量的输入信号。

7.根据权利要求1的放大设备，

其中所述输入信号的所述振幅分量以及所述相位分量被从基带部分输入到该放大设备。

8.根据权利要求7的放大设备，

其中所述放大设备将载波频率与来自于所述基带部分的相位分量合成起来，并对其进行使用。

9.根据权利要求1的放大设备，其中所述误差校正器使用线性放大器对所述振幅分量与所述放大后的振幅分量之间的差值进行放大，然后将其负反馈。

10.根据权利要求1的放大设备，

其中所述合成器通过在将来自于所述误差校正器的所述校正振幅信号用作电源来工作的放大器中对所述相位分量进行放大，来生成所述输出信号。

11.根据权利要求1的放大设备，

其中所述脉冲调制器在该脉冲调制器的输出级中，使用开关放大器来进行电流放大。

12.根据权利要求1的放大设备，

其中所述脉冲调制器使用增量调制方法对所述输入信号的所述振幅分量进行脉冲调制。

13.根据权利要求1的放大设备，

其中所述脉冲调制器使用西格马增量调制方法对所述输入信号的所述振幅分量进行脉冲调制。

14.根据权利要求1的放大设备，

其中所述脉冲调制器使用脉宽调制方法对所述输入信号的所述振幅分量进行脉冲调制。

15.根据权利要求1的放大设备，

其中所述第二脉冲调制器以增量调制方法对来自线性放大器的所述差值的信号进行脉冲调制。

16.根据权利要求1的放大设备，

其中所述第二脉冲调制器以西格马增量调制方法对来自线性放大器的所述差值的信号进行脉冲调制。

17.根据权利要求1的放大设备，

其中所述第二脉冲调制器以脉宽调制方法对来自线性放大器的所述差值的信号进行脉冲调制。

18.一种放大设备，所述放大设备通过对含有振幅分量和相位分量的输入信号的所述振幅分量进行放大、并将所述放大后的振幅分量与所述相位分量相合成，来生成将所述输入信号放大后得到的输出信号，所述放大设备包括：

脉冲调制器，其通过对所述输入信号的所述振幅分量进行脉冲调制并进行放大，生成脉冲调制信号；

低通滤波器，其对来自于所述脉冲调制器的所述脉冲调制信号进行放大，生成将所述振幅分量放大后得到的放大振幅信号；

误差校正器，其通过使用所述输入信号的所述振幅分量，对在来自于所述低通滤波器的所述放大振幅信号中包含的误差进行校正，来生成校正振幅信号；以及

合成器，其通过将来自于所述误差校正器的所述校正振幅信号和所述输入信号的所述相位分量合成起来，来生成所述输出信号，

其中，所述误差校正器提取输出信号的振幅分量并将所提取的振幅分量和所述输入信号的振幅分量进行比较，基于比较结果对来自所述低通滤波器的所述放大振幅信号进行校正。

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