CN1293864A - 电源电路 - Google Patents

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森元贞雄
永木敏一
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Abstract

本发明涉及用于各种电子装置、通信装置的电源电路,该电路利用变压器初级的谐振产生电压脉冲,再对该电压脉冲升压,从次级输出。其目的在于提供一种能抑制电流值起伏从而防止画面出现噪声的电源电路。为达到上述目的,本发明的结构是,利用控制电路(27)在第1开关元件(24)导通状态期间将第2开关元件(32)切换到截止状态,第1开关元件(24)截止时,电流流经第1二极管(26),之后,当初级线圈(22)的电压值比驱动电源(23)的电压值大时,将第2开关元件(32)切换到导通状态。

Description

电源电路
技术领域
本发明涉及各种电子装置、通信装置等应用的电源电路，该电源电路利用变压器初级的谐振产生电压脉冲，并对该电压脉冲升压，从次级加以输出。
背景技术
下面，参照附图说明已有电源电路。
图16表示已有电源电路的电路图，图17为表示该电源电路中电压、电流、开关脉冲随时间变化的波形图。
图16所示已有电源电路是为了使变压器加给显示器的高压输出电压稳定。其结构包含连接变压器401初级线圈402一端的驱动电源403，连接该初级线圈402另一端的开关元件404及电容器405和二极管406。
开关元件404是具有内部二极管的MOS型场效应晶体管(MOS FET)，该MOS型场效应晶体管的漏极连接初级线圈402的另一端，源极接地，栅极连接产生脉冲控制开关元件404的PWM控制电路407，内部二极管保持着阳极接地、阴极接初级线圈402另一端的状态。电容器405的一端连接初级线圈402的另一端，电容器405的另一端接地。二极管406的阴极连接初级线圈402的另一端，阳极接地。二极管406的阴极及电容器405的一端连接在开关元件404的漏极与初级线圈402的接点上。
变压器401的次级线圈408接有水平和垂直频率都高的显示器409(CRT)。
图17示出该电源电路中电压、电流、开关脉冲相对于时间变化的波形。
在图17中，(a)表示电源电路的O点中变压器401初级线圈402中感应的电压值随时间变化的波形图，(b)表示电源电路的O点中电流值随时间变化的波形图，(c)表示PWM控制电路输入到开关元件404的输出波形随时间变化的波形图。
对于图17的A-B期间，如果在(c)中一定周期的脉冲波(输出波)从PWM控制电路407输入到开关元件404使开关元件404为导通(ON)状态，则在(b)中O点中电流值与开关元件404的ON状态的长度成比例地随时间增大，从而使初级线圈402储存电能。
在B-C期间，如果在(c)中PWM控制电路407停止向开关元件404输入脉冲波使开关元件404呈截止(OFF)状态，则初级线圈402中的储能开始向电容器405充电，在(b)中，O点中电流值随时间减小，一旦充电结束，在(c)中初级线圈402的电压值就达到峰值。
在C-D期间，一旦向电容器405充电结束，则储存在电容器405中的电能就再次向初级线圈402充电，在(b)中，0点中的电流值随时间减小，一旦充电结束，在(a)中初级线圈402中的电压值就为零。
在D-E期间，如果向初级线圈402充电结束，则储存在初级线圈402中的电能再次开始向电容器405充电，此时，按照初级线圈402两端电压的正负极关系，再次从接地开始向电容器405充电。但是，在初级线圈402的另一端与地之间存在阳极接地的二极管406，故不会向电容器405充电，电流经阻抗低的二极管406流过，在(b)中O点中电流值随时间增加，不向电容器405充电，因而，在(a)中初级线圈402的电压值仍为零。
在E-F期间，此时存储在初级线圈402中的能量因电流经二极管406流过而释放，(b)中O点的电流值，理论上只要开关元件404不为ON状态，在(c)中就仍然为零，但实际上，在(b)中O点中电流值增加一定时间。
随着该O点电流的增加，初级线圈402会储存一定的电能。
在F-G期间，这样与上述相同，一旦向初级线圈402储能结束，存储在初级线圈402的电能就向电容器405开始充电，(b)中的O点电流值随时间减小，一旦充电结束，(a)中初级线圈402的电压值就达到峰值。
在G-H期间，若向电容器405充电结束，储存在电容器405中的电能就向初级线圈402再次开始储能，(b)中O点电流值随时间减小，一旦储能结束，(a)中初级线圈402的电压就为零。
在H-J期间，若初级线圈402储能结束，存储在初级线圈402中的电能就向电容器405再次开始充电，在(b)中O点电流值随时间增加，但不向电容器405充电，因而(a)中初级线圈402的电压值仍为零。
在I-J期间，与上述相同，在(b)中O点的电流值再次增加一定时间，因而向初级线圈402储能。
在J-K(A)期间，若向初级线圈402储能结束，则储存在初级线圈402的电能开始向电容器405充电，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，(a)中初级线圈402的电压值就达到峰值，在这过程中，(c)中开关元件404变为ON状态，因而重新以此为起点，再次重复与上述相同的过程。
在上述结构中，次级线圈408的输出电压随初级线圈402的电压值变化，初级线圈402的电压值按照开关元件404的ON状态的时间长短变化，即ON状态长，电压值就大。
此时，PWM控制电路407将一定周期的脉冲波输入到开关元件404，在该脉冲波的ON时刻，初级线圈402的电压值瞬间为零。由于该电压值变化激烈，故O点的电流值在开关元件404为ON状态期间，如图17(b)所示，产生起伏(W)并增大。尤其当脉冲波在ON时刻时，初级线圈402的电压值从比驱动电源电压值大的值变为零，此时该影响更大。
因此，在上述结构中由于该电流值起伏的影响，从而出现画面产生噪声的问题。
本发明概述
本发明的目的在于提供一种抑制电流值起伏的电源电路，该电源电路在例如将显示器用作负载的情况下，能防止画面出现噪声。
为实现上述目的，本发明的电源电路，包含连接变压器初级线圈一端的驱动电源，连接所述初级线圈另一端的第1开关元件、电容器及第1二极管，所述第1开关元件是第1MOS型场效应晶体管，所述第1MOS型场效应晶体管的漏极连接所述初级线圈的另一端，其源极接地，其栅极连接控制电路，所述电容器的一端连接所述初级线圈的另一端，所述电容器的另一端接地，所述第1二极管的阴极连接所述初级线圈的另一端，其阳极接地，在所述变压器与所述控制电路之间设有抑制噪声的噪声抑制手段。
按照上述结构能抑制产生噪声。
附图的简单说明
图1为表示本发明第1实施例电源电路的电路图，图2为表示该电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
图3为表示本发明第2实施例电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
图4为表示本发明第3实施例电源电路的电路图，图5为表示该电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
图6为表示本发明第4实施例电源电路的电路图，图7为表示该电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
图8为表示本发明第5实施例电源电路的电路图，图9为表示该电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
图10为表示本发明第6实施例电源电路的电路图，图11为表示该电源电路中变压器输出的高电压的波形图，图12为表示变压器输出的动态特性差的高电压的波形图，图13为表示变压器输出的上升沿差的高电压的波形图。
图14为表示本发明第7实施例电源电路的电路图，图15为表示该电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
图16为表示已有技术的电源电路的电路图，图17为表示该电源电路中电压、电流和开关脉冲随时间变化的波形图。
实施本发明的最佳形态
(实施例1)
下面，参照附图说明本发明第1实施例的电源电路。
图1中本发明第1实施例的电源电路包含：连接变压器21初级线圈22一端的驱动电源23；连接该初级线圈22另一端的第1开关元件24、电容器25及第1二极管26。
第1开关元件24取具有内部二极管的第1MOS型场效应晶体管(MOS FET)，该第1MOS型场效应晶体管的漏极连接初级线圈22的另一端，源极接地，栅极连接PWM方式的控制电路27，该控制电路27产生脉冲以控制第1开关元件24，内部二极管保持其阳极接地和阴极连接初级线圈22另一端的状态。电容器25的一端连接初级线圈22的另一端，电容器25的另一端接地。第1二极管26的阴极连接初级线圈22的另一端，阳极接地。第1二极管26的阴极及电容器25的一端连接于第1MOS型场效应晶体管的漏极与初级线圈22的连接点。
还设有与该初级线圈22产生互感且其一端接地的辅助线圈30，同时设有连接该辅助线圈30另一端的第2二极管31及第2开关元件32。第2开关元件32取第2MOS型场效应晶体管，第2MOS型场效应晶体管的漏极经第2二极管31连接辅助线圈30的另一端，源极接地，栅极连接PWM方式的控制电路27，第2二极管31的阳极连接辅助线圈30的另一端，阴极连接第2MOS型场效应晶体管的漏极。控制电路27在第1开关元件24为导通(ON)状态时，将第2开关元件32切换到截止(OFF)状态，第1开关元件24为OFF状态时，电流流入第1二极管26，之后当初级线圈22的电压值大于驱动电源电压值时，第2开关元件32就切换到ON状态。
次级线圈28的输出连接水平频率或垂直频率高的显示器29(CRT)。
此时，图2示出该电源电路中电压、电流、开关脉冲随时间变化的波形图。
图2中，(a)为图1中电源电路在O点的变压器21初级线圈22感应的电压值时间变化波形图，(b)为电源电路在O点的电流值时间变化波形图，(c)为控制电路27输给第1开关元件24的输出波形时间变化波形图，(d)为控制电路27输给第2开关元件32的输出波形时间变化波形图，(e)为图1中电源电路在P点的电流值的时间变化波形图。
在图2的A-B期间，若在(c)中控制电路向第1开关元件24输出一定周期的脉冲波(输出波)，使第1开关元件24为ON状态，则在(b)中图1的O点的电流值与第1开关元件24导通状态的长短成比例地随时间增大，使初级线圈22储能。
在B-C期间，若在(c)中控制电路27停止向第1开关元件24输出脉冲波，使第1开关元件24成为OFF状态，则已存储在初级线圈22中的电能开始向电容器25充电，在(b)中，一旦O点的电流值随时间减小使充电结束，则在(a)中，初级线圈22的电压值达到峰值。
在C-D期间，一旦向电容器25充电结束，存储在电容器25中的电能就再次开始向初级线圈22储能，在(b)中，O点的电流值随时间减小，一旦储能结束，则在(a)中初级线圈22的电压值为零。
在D-E期间，若向初级线圈22的储能结束，则储存在初级线圈22中的电能就再次向电容器25开始充电，此时，根据初级线圈22两端电压的正负极关系，从地端向电容器25再次开始充电。但是在初级线圈22另一端与地之间存在阳极接地的第1二极管26，故不会向电容器25充电，电流经阻抗低的二极管26流动，在(b)中，O点的电流值随时间增加，但不向电容器25充电，因此，在(a)中，初级线圈22的电压值保持零。
在E-F期间，此时存储在初级线圈22中的电能经电流流过第1二极管26得到释放，理论上，只要在(c)中开关元件24不为导通状态，(b)中O点电流值就仍应为零，但实际上，O点电流值会增加某个一定时间。
随着该O点电流值的增加，初级线圈22的储能就将结束。
在F-G期间，与上述相同，若向初级线圈22的储能结束，则储存在初级线圈22中的电能就开始向电容器25充电，在(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，在(a)中初级线圈22的电压值就达到峰值。
在G-H期间，如果向电容器25的充电结束，储存在电容器25中的电能就向初级线圈22再次开始储能，在(b)中，O点电流值随时间减小，若储能结束，则在(a)中初级线圈22的电压值就为零。
在H-I期间，如果向初级线圈22的储能结束，则存储在初级线圈22中的电能就再次向电容器25开始充电，在(b)中，O点的电流值随时间增加，同时不再向电容器25充电，因而，在(a)中初级线圈22的电压值仍旧为零。
在I-J期间，与上述相同，在(b)中，O点的电流值增加某个时间，因而向初级线圈22储能。
在J-K(A)期间，如果向初级线圈22的储能结束，则储存在初级线圈22中的电能就开始向电容器25充电，在(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，则在(a)中初级线圈22的电压值达到峰值，但是在该充电途中，由于在(c)中第1开关元件24变为ON状态，所以将此作为新的起点。
在第1开关元件24为OFF状态下电流流入第1二极管26，此后当初级线圈22的电压值比驱动电源电压值大时(X及(X))，将第2开关元件32切换为ON状态，当第1开关元件24为ON状态(Y及〔Y〕)时，将第2开关元件32切换为OFF状态。
此时，在(d)中若第2开关元件32为ON状态，则在(e)中与此相符，电流流入P点。
在(A)-(D)中，重复与上述相同的过程。
按照(a)的波形周期，预先设定(c)、(d)的波形时间关系。
利用上述结构，在第1开关元件24为OFF状态下，电流流入第1二极管26，之后当初级线圈22的电压值比驱动电源电压值大时(X及〔X〕)，将第2开关元件32切换到ON状态，因而，初级线圈22的电值比驱动电源电压值大时，在第2开关元件32达ON的瞬间，初级线圈22的电压值减小到驱动电源电压值，在第1开关元件24达ON状态的瞬间，初级线圈22的电压值为零。
此期间，初级线圈22的电压值渐渐减小到驱动电源电压值，这是由于存储在变压器21内部的电能渐渐释放和辅助线圈30短路的缘故。
也即，第1开关元件24导通的瞬间，总是从驱动电源电压值以下的值变化到零，因此不会发生急骤的电压变化，能抑制电流波形发生起伏。
按照上述本发明第1实施例，第1开关元件24在导通的瞬间，总是从驱动电源电压值以下的值变化到零，因此不会发生急骤的电压变化，能抑制电流波形发生起伏。
(实施例2)
下面，参照图1、图3说明本发明第2实施例的电源电路。
本发明的第2实施例电源电路改变了图1中第1实施例的控制电路27控制电源电路的控制动作。
本发明第2实施例电源电路的控制电路27产生控制第1开关元件24及第2开关元件32的脉冲波，并在第1开关元件24为ON状态时将第2开关元件32切换到OFF状态，在电流流入第1二极管26期间将第2开关元件32切换到ON状态。
此时，图3表示该电源电路中电压、电流、开关脉冲对时间的变化波形图。
在图3中，(a)表示电源电路中变压器21初级线圈22感应的O点电压值的时间变化波形图，(b)表示电源电路中O点电流值的时间变化波形图，(c)表示控制电路27输给第1开关元件24的输出波形的时间变化波形图，(d)表示控制电路27输给第2开关元件32的输出波形的时间变化波形图，(e)表示图1电源电路的P点电流值的时间变化波形图。
图3的A-C期间，在(c)中，控制电路27向第1开关元件24输入一定周期的脉冲波(输出波)，当第1开关元件24成为ON状态时，在(b)中O点的电流值与第1开关元件24的ON状态的长短成比例地随时间增大，使初级线圈22储能。在电流流入O点期间，(e)中的P点没有电流，因而P点的电流值为零。
此时，在A-C期间的任意时刻的B点，(d)中控制电路27输入第2开关元件32的一定周期的脉冲波(输出波)中断，第2开关元件32转入OFF状态。
在C-D期间，如果在(c)中控制电路27停止向第1开关元件24输入脉冲波，使第1开关元件24变为OFF状态，则储存在初级线圈22中的电能开始向电容器25充电，在(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，(a)中初级线圈22的电压值就达到峰值。
在D-E期间，若电容器25的充电结束，储存在电容器25中的电能就再次向初级线圈22开始储能，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦储能结束，(a)中初级线圈22的电压值变为零。
在E-G期间，如果初级线圈22的储能结束，则储存在初级线圈22中的电能再次向电容器25开始充电。此时，根据初级线圈22两端电压的正负极关系，再次从接地端向电容器25开始充电。但是在初级线圈22的另一端与地之间具有阳极接地的第1二极管26，因而，不会向电容器25充电，电流流经阻抗低的第1二极管26，(b)中O点的电流值随时间增大，并且不向电容器25充电，因而(a)中初级线圈22的电压仍为零。
此时，在E-G期间的任意时刻的F点，(d)中控制电路27的一定周期脉冲(输出波)输给第2开关元件32，使第2开关元件32成为ON状态。
在G-H期间，此时，储存在初级线圈22中的电能经电流流过第1二极管26得到释放，只要第1开关元件不为ON状态，(c)中O点电流值理论上仍然为零，但实际上(b)中O点电流值会增加一定时间。
这样一来，随着该O点中电流值的增加，初级线圈22会存储一定的电能，此时在E-G期间的任意时刻F点，第2开关元件32处于ON状态，因而辅助线圈30呈短路状态，不会有电能存储在初级线圈22中。
这就是在构成互感的2个线圈中，若一线圈呈短路状态，另一线圈虽有电流流过也不会储能的现象。
在H-I期间，因线圈22中没有储存电能，电容器25也不存储电能，(b)中O点电流值随时间减小，电流值变为零，(a)中初级线圈22的电压值保持驱动电源23的电压值。
在I-J(A)期间，一旦(b)中电流值为零，则(e)中电流开始流入P点，初级线圈22的电压值构成保持为驱动电源的电压值，这种情况一直延续到(c)中为ON状态。
在(A)-(G)中，重复上述同样的过程。
按照上述结构，利用控制电路27产生的脉冲使第1开关元件24从ON状态变为OFF状态，第1次电流流入第1二极管26，在电压值为零之后，向初级线圈22储能的电流流入初级线圈22，即便该电流流入初级线圈22，也能防止初级线圈22储能。
因而，在第1次电流流入第1二极管26之后，电压波形通常以驱动电源23的电压值为基准进行LC谐振，在这过程中，驱动电源23的电压值保持不变，并使电压值比O大适当的值。
但是，第2次以后的电流不流入第1二极管26，当脉冲波为ON状态时，能够防止电流不流入第1开关元件24的现象，因而变压器21的初级线圈22即便对于水平、垂直频率高的高清晰度的显示器29也能可靠地产生电压。
尤其是在电流流入第1二极管26期间，控制电路27将第2开关元件32切换到ON状态，因而第1次电流流入第1二极管26，电压值变为零，之后，向初级线圈22储能的电流即使假定流入初级线圈22，实际上也不会对初级线圈22储能。
其结果是，由于构成以驱动电源23电压值为基准的LC谐振的电能不会存储在初级线圈22，故能防止谐振，在第1次电流流入第1二极管26之后，能将电压波形保持在驱动电源23的电压值。
按照上述第2实施例，在电流流入第1二极管26期间，控制电路27将第2开关元件32切换到ON状态，因而第1次电流流入第1二极管26，在电压值变为零之后，构成向初级线圈22储能的电流即便假定流入初级线圈22，实际上也不会向初级线圈22储能，结果构成以驱动电源23电压值为基准进行LC谐振的电能不会对初级线圈22储能，故能防止谐振，在第1次电流流入第1二极管26之后，能将电压波形保持在驱动电源23的电压值，
因而，当第1开关元件24为ON状态时，能防止电流不流入第1开关元件24的现象，即便对水平、垂直频率高的高分辨率的显示器29，变压器的初级线圈22也能可靠产生电压。
(实施例3)
下面，参照附图说明本发明第3实施例的电源电路。
在图4、图5中，本发明第3实施例的变压器电源电路是对本发明第1实施例的变压器电源电路的改进，相同构成部分赋以同一标号。
本发明第3实施例的电源电路的结构是，在构成第1开关元件24的MOS型场效应晶体管的漏极与第1二极管26的阴极之间设有第3二极管33，第3二极管33的阴极连接第1开关元件24的MOS型场效应晶体管的漏极，第3二极管33的阳极连接第1二极管26的阴极。
此时，图5示出该电源电路中电压、电流和开关脉冲相对时间变化的波形。
图5中，(a)表示电源电路中O点的变压器21初级线圈22中感应的电压值随时间变化的波形图，(b)表示电源电路中O点的电流值随时间变化的波形图，(c)表示控制电路27输给第1开关元件24的输出波形随时间变化的波形图，(d)表示控制电路27输给第2开关元件32的输出波形随时间变化的波形图，(e)表示图4电源电路中P点的电流值随时间变化的波形图，第3实施例的波形图除了(a)、(b)中E-K(A)期间外，与第1实施例的波形图相同。
由于设有第3二极管33，故在E-K(A)期间，虽然(b)中产生的电流变小且(a)中产生的电压值以驱动电源电压为中心作LC谐振，但电压值不会比零小。
因此，在(c)中，在第1次电流流入第1二极管26之后，第2次以后的电流不再流过，第1开关元件24为ON状态时能防止电流不流入第1开关元件24的现象，因而，即便对于水平、垂直频率高、高分辨率的显示器29也能在变压器的初级线圈22可靠地产生电压。
与第1实施例的电源电路一样，在第1开关元件24处于OFF状态下，电流流入第1二极管26，之后当初级线圈22的电压值比驱动电源电压值大时(X及〔X〕)，将第2开关元件32切换到ON状态，第1开关元件24为ON状态时(Y及〔Y〕)，切换到OFF状态，因而，当初级线圈22的电压值比驱动电源电压值大时，初级线圈22的电压值在第2开关元件32接通的瞬间减小到驱动电源电压值，在第1开关元件24接通的瞬间变为零。
也即，第1开关元件24接通的瞬间总是从驱动电源电压值以下的值变化到零，因而没有激烈的电压变化，能抑制电流波形中产生起伏。
按照上述第3实施例，能防止电流不流入第1开关元件24的现象，即使对于水平、垂直频率高、高分辨率的显示器29等也能在变压器的初级线圈22中可靠地产生电压，同时在第1开关元件24接通的瞬间总是从比驱动电源电压值低的值变化到零，因而电压不会激烈变化，能抑制电流波形中产生起伏。
(实施例4)
下面，参照附图说明本发明第4实施例的电源电路。
图6中，本发明第4实施例的电源电路是对本发明第1实施例中变压器的电源电路的改进。
本发明第4实施例中变压器的电源电路包含连接变压器121初级线圈122一端的驱动电源123，连接该初级线圈122另一端的第1开关元件124、电容器125及第1二极管126。
第1开关元件124取具有内部二极管的第1 MOS型场效应晶体管(MOSFET)，该第1 MOS型场效应晶体管的漏极连接初级线圈122的另一端，源极接地，栅极连接PWM方式的控制电路127，该控制电路127产生脉冲波控制第1开关元件124，内部二极管的阳极接地，阴极连接初级线圈122的另一端。电容器125的一端连接初级线圈122的另一端，电容器125的另一端接地。第1二极管126的阴极连接初级线圈122的另一端，阳极接地。第1二极管126的阴极及电容器125的一端连接在第1 MOS型场效应晶体管的漏极与初级线圈122之间。
还进一步设有连接初级线圈122的LC谐振电路135，连接该LC谐振电路135的第2二极管131，和连接该第2二极管131的第2开关元件132。
第2开关元件132取第2 MOS型场效应晶体管，第2 MOS型场效应晶体管的漏极连接第2二极管131的阴极，源极接地，栅极连接控制电路127。第2二极管131的阳极连接LC谐振电路135。LC谐振电路135的一端连接初级线圈122的另一端，LC谐振电路135的另一端连接第2二极管131的阳极。
控制电路127产生脉冲波，用于控制第1及第2开关元件124，132，在第1开关元件124为OFF状态下，电流流入第1二极管126，之后当初级线圈122的电压值比驱动电源电压值大时(图7中X及〔X〕)，所述控制电路124将第2开关元件132切换到ON状态，当第1开关元件124为ON状态时(图7中Y及(Y))，切换到OFF状态。
次级线圈128连接有水平、垂直频率高的显示器129(CRT)等。
此时，图7示出该电源电路中电压、电流及开关脉冲随时间变化的波形图。
图7中，(a)表示图6中电源电路O点的变压器121初级线圈122感应的电压值随时间变化的波形图，(b)表示电源电路0点的电流值随时间变化的波形图，(c)表示控制电路输给第1开关元件124的输出波形随时间变化的波形图，(d)表示控制电路输给第2开关元件132的输出波形随时间变化的波形图，(e)表示图6中电源电路P点的电流值随时间变化的波形图。
在A-B期间，如果(c)中控制电路127向第1开关元件124输入一定周期的脉冲波(输出波)使其为ON状态，则在(b)中O点的电流值与第1开关元件124的ON状态的长度成比例地随时间增大，向初级线圈122储能。
在B-C期间，如果在(c)中控制电路127停止向第1开关元件124提供脉冲波使其成为OFF状态，则储存在初级线圈122中的电能开始向电容器125充电，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，(a)中初级线圈122的电压值就达到峰值。
在C-D期间，如果向电容器125的充电结束，储存在电容器125的电能就再次向初级线圈122开始储能，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦储能结束，(a)中初级线圈122的电压值就变为零。
在D-E期间，如果向初级线圈122储能结束，储存在初级线圈122中的电能就再次向电容器125开始充电，此时，电容器125按照初级线圈122两端的电压正负极关系从接地端再次开始充电。但是，在初级线圈122的另一端与地之间存在阳极接地的第1二极管126，因而不会向电容器125充电，电流流过阻抗低的第1二极管126，(b)中O点的电流值随时间增加，且不会向电容器125充电，所以(a)中初级线圈122的电压值仍然为零。
在E-F期间，这里储存在初级线圈122的电能通过电流流过第1二极管126得到释放，只要(c)中开关元件124不为ON状态，则(b)中O点的电流值理论上仍应为零，但实际上，(b)中O点的电流值增加一定时间。
然后，随着该O点电流值的增加，初级线圈122就储存一定的电能。
在F-G期间，与上述一样，如果初级线圈122储能结束，则储存在初级线圈122中的电能开始向电容器125充电，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，(a)中初级线圈122的电压值就达到峰值。
在G-H期间，如果向电容器125充电结束，储存在电容器125中的电能就再次向初级线圈122储能，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦储能结束，(a)中初级线圈122的电压值就为零。
在H-I期间，如果向初级线圈122储能结束，则储存在初级线圈122中的电能再次向电容器125开始充电，(b)中O点的电流值随时间增加，且不向电容器125充电，因而在(a)中，初级线圈的电压值仍然为零。
在I-J期间，与上述一样，在(b)中O点的电流值增加某个一定时间，因而向初级线圈122储能。
在J-K期间，如果向初级线圈122储能结束，则储存在初级线圈122中的电能向电容器125开始充电，(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，(a)中初级线圈122的电压值就达到峰值，在这过程中，(c)中第1开关元件124成为ON状态，因而，重新以此为起点。
在第1开关元件124为OFF状态下，电流流入第1二极管126，之后当初级线圈122的电压值比驱动电源123的电压值大时(X及(X))，将第2开关元件132切换到ON状态，当第1开关元件124为ON状态时(Y及(Y))，切换到OFF状态。
此时，如果(d)中第2开关元件132变为ON状态，则与此对应，(e)中电流流入P点，经过LC谐振电路135，因而(a)中初级线圈122的输出电压值低于驱动电源123的电压值。
这里，LC谐振电路135用作波形整形电路，使初级线圈122的输出电压值低于驱动电源123的电压值，输出与初级线圈122中产生的电流波形的起伏相互抵消的整形波，同时使谐振时间常数与初级线圈122中产生的电流波形的起伏同步。
该谐振时间常数可按照满足(起伏的基频的周期)=1／(LC谐振电路135的谐振频率)的条件对LC谐振电路135中所用的电感值(L)和电容值(C)加以设定。
在(A)-(D)中重复与上述相同的过程。
按照上述结构，在第1开关元件124为OFF状态下，电流流入第1二极管126，之后当初级线圈122的电压值大于驱动电源电压值时(X及(X))，将第2开关元件132切换到ON状态，当初级线圈122的电压值比驱动电源电压值大时，在第2开关元件132接通的瞬间，初级线圈122的电压值减小到近乎零，在第1开关元件124接通的瞬间，初级线圈122的电压值变为零。
也即，第1开关元件124导通的瞬间，总是从驱动电源电压值以下的值变化到零，因此不会发生急骤的电压变化，能抑制电流波形发生起伏。
但是，初级线圈122的电压值已经为零，故第1开关元件124不会为ON状态，因而伴随该电压差多少会有起伏。
对于这种起伏，采取让LC谐振电路135的谐振时间常数与初级线圈122中产生的电流波形的起伏同步，并输出与该起伏相互抵消的整形波，因而能极大地抑制起伏。
按照上述第4实施例，在第1开关元件124接通的瞬间总是从低于驱动电源123的电压值变化到零，因此不会发生急骤的电压变化，能抑制电流波形发生起伏。
在第1开关元件124接通的瞬间，初级线圈122的电压值虽然低于驱动电源123的电压，但由于不为零，因此在初级线圈122产生的电流波形中多少有起伏，此时使LC谐振电路135的谐振时间常数与初级线圈122产生的电流波形中的起伏同步，并输出与该起伏相互抵消的整形波，因此能抑制起伏。
(实施例5)
下面，参照附图说明本发明第5实施例的电源电路。
图8、图9中第5实施例的变压器电源电路是对第4实施例的变压器电源电路的改进，对相同部分赋以同一标号。
第5实施例的变压器电源电路的结构是，在第4实施例的电源电路的基础上，在第1开关元件124的MOS型场效应晶体管的漏极与第1二极管126的阴极之间设有第3二极管133，第3二极管133的阴极连接第1开关元件124的MOS型场效应晶体管的漏极，第3二极管133的阳极连接第1二极管126的阴极。
此时，图9示出该电源电路中电压、电流及开关脉冲随时间变化的波形图
图9中，(a)表示图8电源电路中O点的变压器121初级线圈122中感应的电压值随时间变化的波形图，(b)表示电源电路中O点的电流值随时间变化的波形图，(c)表示控制电路127输给第1开关元件124的输出波形随时间变化的波形图，(d)表示控制电路127输给第2开关元件132的输出波形随时间变化的波形图，(e)表示图8电源电路中P点的电流值随时间变化的波形图，第5实施例的波形图除了(a)、(b)中E-K(A)期间外，与第3实施例的波形图相同。
由于设有第3二极管133，故在E-K(A)期间，虽然(b)中产生的电流值变小且(a)中产生的电压值以驱动电源电压为中心作LC谐振，但电压值不会比零小。
因此，在(c)中，在第1次电流流入第1二极管126之后，第2次以后的电流不再流过，第1开关元件124为ON状态时能防止电流不流入第1开关元件124的现象，因而，即便对于水平、垂直频率高、高分辨率的显示器129也能在变压器121的初级线圈122可靠地产生电压。
与第3实施例的电源电路一样，在第1开关元件124处于OFF状态下，电流流入第1二极管126，之后当初级线圈122的电压值比驱动电源电压值大时(图9的X及〔X〕)，将第2开关元件132切换到ON状态，第1开关元件124为ON状态时(图9的Y及〔Y〕)，切换到OFF状态，因而，当初级线圈122的电压值比驱动电源123的电压值大时，初级线圈122的电压值在第2开关元件132接通的瞬间减小到驱动电源123电压值，在第1开关元件124接通的瞬间变为零。
也即，第1开关元件124接通的瞬间总是从驱动电源123的电压值以下的值变化到零，因而没有激烈的电压变化，能抑制电流波形中产生起伏。
按照上述第5实施例，除了具有第4实施例的效果外，还能防止电流不流入第1开关元件124的现象，即使对于水平、垂直频率高、高分辨率的显示器129等也能在变压器121的初级线圈122中可靠地产生电压，同时在第1开关元件124接通的瞬间总是从比驱动电源123的电压值低的值变化到零，因而电压不会激烈变化，能抑制电流波形中产生起伏。
按照本发明的实施例，采用LC谐振电路135作为波形整形电路，但是作为输出能吸收初级线圈122中产生的电流波形起伏的整形波的电阻电路，也能产生相同的效果。
(实施例6)
下面，参照附图说明本发明第6实施例的电源电路。
图10中本发明第6实施例的电源电路是对图1所示第1实施例的电源电路的改进。
本发明第6实施例的电源电路包含：由变压器234构成的回扫变压器，具有初级线圈231和次级线圈232，用于向显示装置等显示器233提供阳极电压；对该初级线圈231输出的低输出电压进行控制的PWM工作方式的控制电路235；和将次级线圈232输出的高输出电压作为检测电压加以检测的高压检测电路236。
控制电路235根据检测电压对低输出电压进行控制。高压检测电路236的构成是，设置在连接次级线圈232和显示器233的中间点237与控制电路235之间，将串联连接第1检测用电容器238和第2检测用电容器239的电容组240及串联连接第1电阻241和第2电阻242的电阻组243并联连接在中间点237与地之间，在第1检测用电容器238与第2检测用电容器239的第1中点244及第1电阻241与第2电阻242和第2中点245之间连接第3检测用电容器251，并将第2中点245与控制电路235相连。
在变压器234的初级线圈231连接有第1开关元件246和阻尼二极管247，谐振用电容器248，消除第1开关元件246反向恢复时间的二极管249，和驱动电源250。
此时，第1检测用电容器238的电容量(C1)、第2检测用电容器239电容量(C2)、第1电阻241的电阻值(R1)和第2电阻242的电阻值(R2)的关系设定为：(C1)×(R1)=(C2)×(R2)，这样第3检测用电容器251的电容量(C3)的范围可以宽，因而，第2检测用电容器239的电容量(C2)的增减会使得(C1)×(R1)=(C2)×(R2)的关系变为(C1)×(R1)＞(C2)×(R2)，或(C1)×(R1)＜(C2)×(R2)。
图11示出了变压器234的高输出电压的波形图。在该波形图中，区域A表示电源电路通电时的上升沿特性，区域B表示动态特性。
按照上述结构，由于在第1检测用电容器238与第2检测用电容器239的第1中点244及第1电阻241与第2电阻242和第2中点245之间连接第3检测用电容器251，因而电源电路最初接通电源时，第1检测用电容器238的电容(C1)、第2检测用电容器239的电容(C2)、第3检测用电容器251的电容(C3)都不积存电荷，各个电容值就为零，在接通电源的瞬间，第2检测用电容器239的电容值(C2)变为加上第3检测用电容器251的电容值(C3)的电容值，第1电阻241的阻值(R1)与第2电阻242的阻值(R2)的关系为：(C1)×(R1)＜(C2)×(R2)。
电源接通后的通常时刻，第1检测用电容器238的电容(C1)、第2检测用电容器239的电容(C2)、第3检测用电容器251的电容(C3)都积存有电荷，因而，第2检测用电容器239的电容值(C2)变为：(C1)×(R1)＞(C2)×(R2)。
因此，不会出现如图12所示，动态特性变坏，或如图13所示，上升沿特性变坏的情况，能同时改善上升沿特性和动态特性，如图11所示。
按照上述第6实施例，由于在第1检测用电容器238与第2检测用电容器239的第1中点244及第1电阻241与第2电阻242和第2中点245之间连接第3检测用电容器251，能同时改善上升沿特性和动态特性。
(实施例7)
下面，参照附图说明本发明第7实施例。
图14中第7实施例的电源电路是对图1所示第1实施例的变压器电源电路的改进。
本发明第7实施例的电源电路包含连接变压器321初级线圈322一端的驱动电源323，连接该初级线圈322另一端的第1开关元件324、电容器325及第1二极管326。
第1开关元件324取具有内部二极管的MOS型场效应晶体管(MOS FET)，该晶体管的漏极连接初级线圈322的另一端，源极接地，栅极连接控制电路327，该控制电路327产生脉冲以控制第1开关元件324，内部二极管保持其阳极接地和阴极连接初级线圈322另一端的状态。电容器325的一端连接初级线圈322的另一端，电容器325的另一端接地。第1二极管326的阴极连接初级线圈322的另一端，阳极接地。第1二极管326的阴极及电容器325的一端连接于晶体管的漏极与初级线圈322之间。
在第1二极管326的阴极与晶体管的漏极之间设有第3二极管330，该第3二极管330的阴极连接晶体管的漏极，阳极连接第1二极管326的阴极。
第1二极管326的阴极与初级线圈322之间连接电容器325的一端。
第1二极管326及第3二极管330与晶体管的内部二极管相比缩短了电流的反向恢复时间，而且次级线圈328连接水平频率或垂直频率高的显示器329(CRT)等。
此时，图15示出该电源电路中电压、电流、开关脉冲随时间变化的波形图。
图15中，(a)为图14中电源电路在O点的变压器321初级线圈322感应的电压值时间变化波形图，(b)为电源电路在O点的电流值时间变化波形图，(c)为控制电路327输给第1开关元件324的输出波形时间变化波形图，在A-B期间，若在(c)中控制电路327向第1开关元件324输出一定周期的脉冲波(输出波)，使第1开关元件324为ON状态，则在(b)中O点的电流值与第1开关元件324导通状态的长短成比例地随时间增大，使初级线圈322储能。
在B-C期间，若在(c)中控制电路327停止向第1开关元件324输出脉冲波，使第1开关元件324成为OFF状态，则已存储在初级线圈322中的电能开始向电容器325充电，在(b)中，一旦O点的电流值随时间减小使充电结束，则在(a)中，初级线圈322的电压值达到峰值。
在C-D期间，一旦向电容器325充电结束，存储在电容器325中的电能就再次开始向初级线圈322储能，在(b)中，O点的电流值随时间减小，一旦储能结束，则在(a)中初级线圈322的电压值为零。
在D-E期间，若向初级线圈322的储能结束，则储存在初级线圈322中的电能就再次向电容器325开始充电，此时，根据初级线圈322两端电压的正负极关系，从地端向电容器325再次开始充电。但是在初级线圈322另一端与地之间存在阳极接地的第1二极管326，故不会向电容器325充电，电流经阻抗低的第1二极管326流动，在(b)中，O点的电流值随时间增加，但不向电容器325充电，因此，在(a)中，初级线圈322的电压值保持零。
在E-F期间，此时存储在初级线圈322中的电能经电流流过第1二极管326得到释放，理论上，只要在(c)中第1开关元件324不为导通状态，(b)中O点电流值就仍应为零，但实际上，O点电流值会增加某个一定时间。
随着该O点电流值的增加，初级线圈322就存储一定的电能。
在F-G期间，与上述相同，于是若向初级线圈322的储能结束，则储存在初级线圈322中的电能就开始向电容器325充电，在(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，在(a)中初级线圈322的电压值就达到峰值。
在G-H期间，如果向电容器325的充电结束，储存在电容器325中的电能就向初级线圈322再次开始储能，在(b)中，O点电流值随时间减小，若储能结束，则在(a)中初级线圈322的电压就等于驱动电源323的电压值。
在H-I期间，如果向初级线圈322的储能结束，则存储在初级线圈322中的电能就再次向电容器325开始充电，在(b)中，O点的电流值随时间增加，一旦充电结束，则在(a)中初级线圈322的电压值比驱动电源323的值小，但大于零。
在I-J期间，如果向电容器325的充电结束，则再次向初级线圈322储能，在(b)中，O点的电流值随时间而增加，一旦储能结束，则在(a)中初级线圈322的电压值等于驱动电源323的电压值。
在J-K期间，如果向初级线圈322的储能结束，则储存在初级线圈322中的电能就开始向电容器325充电，在(b)中O点的电流值随时间减小，一旦充电结束，则在(a)中初级线圈322的电压值达到峰值。
在K-L期间，如果向电容器325充电结束，则存储在电容器325中的电能再次向初级线圈322开始储能，在(b)中O点的电流值随时间减小，储能一结束，则(a)中初级线圈322的电压等于驱动电源323的电压值。
在L-K(A)期间，如果向初级线圈322储能结束，则储存在初级线圈322中的电能再次向电容器325开始充电，在(b)中O点的电流值随时间而增加，一旦充电结束，则在(a)中初级线圈322的电压值比驱动电源323的电压值小，但比零大，在该过程中，由于在(c)中第1开关元件324变成ON状态，故将此作为新的起点，再次重复与上述相同的过程。
按照上述构成，在第1二极管326阴极与第1开关元件324的晶体管的漏极之间设有第3二极管330，该第3二极管330的阴极连接晶体管的漏极，阳极连接第1二极管326的阴极，且电容器325的一端连接在第1二极管326的阴极与初级线圈322之间，第1二极管326和第3二极管330与晶体管内部二极管相比缩短了电流的反向恢复时间，因而借助控制电路327产生的脉冲波使开关元件324从ON状态变为OFF状态，第1次电流流入第1二极管326，电压值变为零，之后，向初级线圈322储能的电流流入初级线圈322，但是能使该电流值非常低，减小了初级线圈322中的储能。
由此，在第1次电流流入第1二极管326之后，虽然电压波形以驱动电源323的电压值为基准作LC谐振，但其振幅小，电压值比零大。
因而，第2次以后的电流不会流入第1二极管326，当脉冲波为ON状态时，能防止电流不流入第1开关元件324的现象，即使对水平、垂直频率高、高分辨率的显示器329等也能在变压器321的初级线圈322可靠地产生电压。
特别是对于MOS型场效应晶体管中必然存在的内部二极管，第1二极管326及第3二极管330与第1开关元件324的即晶体管的内部二极管相比缩短了电流的反向恢复时间，因而，在加于第1二极管326及第3二极管330两端的电压处于开路的情况下，流过电流的抑制时间(直到电流不流动的时间)(电流反向恢复时间)比第1开关元件324的即晶体管的内部二极管的电流抑制时间短。
由此，第1二极管326、第3二极管330引起的迟后电流(从电流抑制手段运行到实际无电流流动为止的时间中流动的电流)被抑制得在时间上比晶体管内部二极管引起的迟后电流的时间更短，电流从第1二极管326的阳极流入阴极时，晶体管内部二极管引起的迟后电流利用第3二极管330进行抑制，由于第1二极管326、第3二极管330引起的迟后电流被抑制得在时间上比晶体管内部二极管引起的迟后电流的时间更短，因此能防止多余的电能储存在变压器或电容器中。
按照上述第7实施例，在第1二极管326的阴极与开关元件324的即晶体管的漏极之间接有第3二极管330，第3二极管330的阴极连接晶体管的漏极，阳极连接第1二极管326的阴极，电容器325的一端连接在第1二极管326的阴极与初级线圈322之间，第1二极管326及第3二极管330与第1开关元件324的即晶体管的内部二极管相比缩短了电流的反向恢复时间，因而即使对于水平、垂直频率高、高分辨率的显示器329等也能在变压器321的初级线圈322可靠地产生电压。
在第7实施例中，电容器325的一端虽连接在第1二极管326的阴极与初级线圈322之间，但是连接在第1二极管326的阴极与第3二极管330的阳极之间也能获得同样的效果。
工业上的可应用性
按照以上所述的本发明，在变压器与控制电路之间设有噪声抑制手段，因而能提供一种电源电路，该电源电路能抑制电流波形中产生起伏，防止画面中产生噪声。

Claims (9)

1．一种电源电路，其特征在于，包含具有初级线圈和次级线圈的变压器，连接所述变压器的所述初级线圈的一端的驱动电源，连接所述初级线圈的另一端的第1开关元件、电容器及第1二极管，和产生脉冲波控制所述第1开关元件的控制电路，所述第1开关元件是第1MOS型场效应晶体管，所述第1MOS型场效应晶体管的漏极连接所述初级线圈的另一端，其源极接地，其栅极连接控制电路，所述电容器的一端连接所述初级线圈的另一端，所述电容器的另一端接地，所述第1二极管的阴极连接所述初级线圈的另一端，其阳极接地，在所述变压器与所述控制电路之间设有抑制噪声的噪声抑制手段。
2．如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述噪声抑制手段包含与初级线圈构成互感的辅助线圈，和连接所述辅助线圈的第2二极管及第2开关元件，所述第2开关元件是第2MOS型场效应晶体管，所述第2MOS型场效应晶体管的漏极连接所述第2二极管的阴极，其源极接地，其栅极连接所述控制电路，所述辅助线圈的一端接地，另一端连接所述第2二极管的阳极，所述控制电路产生控制第1开关元件及第2开关元件的脉冲波，同时作为抑制噪声的手段，使得在第1开关元件截止状态下电流流经所述第1二极管，之后当所述初级线圈的电压值比驱动电源电压值大时，将第2开关元件切换到导通状态，在第1开关元件导通期间将第2开关元件切换到截止状态。
3．如权利要求1所述的电源电路，其特征在于，所述噪声抑制手段设有与初级线圈构成互感的辅助线圈，和连接所述辅助线圈的第2二极管及第2开关元件，所述第2开关元件是第2MOS型场效应晶体管，所述第2MOS型场效应晶体管的漏极连接所述第2二极管的阴极，其源极接地，其栅极连接所述控制电路，所述辅助线圈的一端接地，另一端连接所述第2二极管的阳极，所述控制电路产生控制第1开关元件及第2开关元件的脉冲波，同时作为抑制噪声的手段，使得在第1开关元件导通期间将第2开关元件切换到截止状态，在电流流经第1二极管时将第2开关元件切换到导通状态。
4．一种电源电路，其特征在于，包含具有初级线圈和次级线圈的变压器，连接所述变压器的所述初级线圈的一端的驱动电源，连接所述初级线圈的另一端的第1开关元件、电容器及第1二极管，和产生脉冲波控制所述第1开关元件的控制电路，所述第1开关元件是第1MOS型场效应晶体管，所述第1MOS型场效应晶体管的漏极连接所述初级线圈的另一端，其源极接地，其栅极连接控制电路，所述电容器的一端连接所述初级线圈的另一端，所述电容器的另一端接地，所述第1二极管的阴极连接所述初级线圈的另一端，其阳极接地，在所述变压器与所述控制电路之间设有抑制噪声的噪声抑制手段，所述噪声抑制手段设有连接初级线圈的波形整形电路，连接所述波形整形电路的第2二极管，连接所述第2二极管的第2开关元件，所述第2开关元件是第2MOS型场效应晶体管，所述第2MOS型场效应晶体管的漏极连接所述第2二极管的阴极，其源极接地，其栅极连接所述控制电路，所述第2二极管的阴极连接所述波形整形电路，所述波形整形电路的一端连接所述初级线圈的另一端，所述波形整形电路的另一端连接所述第2二极管的阳极，所述控制电路产生控制第1开关元件及第2开关元件的脉冲波，同时使得在第1开关元件截止状态下电流流经所述第1二极管，之后当所述初级线圈的电压值比驱动电源电压值大时，将第2开关元件切换到导通状态，在第1开关元件导通期间将第2开关元件切换到截止状态，所述波形整形电路作为所述第2开关元件导通瞬间使所述初级线圈的输出电压值降到驱动电源电压值以下的电路，作为抑制噪声的手段。
5．如权利要求4所述的电源电路，其特征在于，所述波形整形电路作为LC谐振电路，输出使初级线圈产生的电流波形中的起伏相互抵消那样的整形波。
6．如权利要求5所述的电源电路，其特征在于，所述LC谐振电路使谐振时常数与初级线圈中产生的电流波形的起伏同步。
7．如权利要求4所述的电源电路，其特征在于，所述波形整形电路作为电阻电路，输出吸收掉初级线圈产生的电流波形中起伏分量那样的整形波。
8．一种电源电路，其特征在于，包含具有初级线圈和次级线圈的变压器，连接所述变压器的所述初级线圈的一端的驱动电源，连接所述初级线圈的另一端的第1开关元件、电容器及第1二极管，和产生脉冲波控制所述第1开关元件的控制电路，所述第1开关元件是第1MOS型场效应晶体管，所述第1MOS型场效应晶体管的漏极连接所述初级线圈的另一端，其源极接地，其栅极连接控制电路，所述电容器的一端连接所述初级线圈的另一端，所述电容器的另一端接地，所述第1二极管的阴极连接所述初级线圈的另一端，其阳极接地，在所述变压器与所述控制电路之间设有抑制噪声的噪声抑制手段和将次级线圈输出的高输出电压作为检测电压进行检测的高电压检测电路，所述控制电路根据所述检测电压控制低输出电压，所述高电压检测电路设置在所述次级线圈的输出点与所述控制电路之间，并联连接有电容组和电阻组，所述电容组串联连接有第1检测用电容器和第2检测用电容器，所述电阻组串联连接有第1检测用电阻和第2检测用电阻，所述第1检测用电容器与所述第2检测用电容器的第1中点和所述第1检测用电阻与第2检测用电阻的第2中点用第3检测用电容器连接，并且所述第2中点与所述控制电路连接。
9．一种电源电路，其特征在于，包含具有初级线圈和次级线圈的变压器，连接所述变压器的所述初级线圈的一端的驱动电源，连接所述初级线圈的另一端的第1开关元件、电容器及第1二极管，和产生脉冲波控制所述第1开关元件的控制电路，所述第1开关元件是第1MOS型场效应晶体管，所述第1MOS型场效应晶体管的漏极连接所述初级线圈的另一端，其源极接地，其栅极连接控制电路，所述电容器的一端连接所述初级线圈的另一端，所述电容器的另一端接地，所述第1二极管的阴极连接所述初级线圈的另一端，其阳极接地，在所述变压器与所述控制电路之间设有抑制噪声的噪声抑制手段，第1开关元件是具有内部二极管的MOS型场效应晶体管，在第1二极管的阴极与所述MOS型场效应晶体管的漏极之间设有第3二极管，所述第3二极管的阴极连接所述MOS型场效应晶体管的漏极，阳极连接所述第1二极管的阴极，且电容器的一端连接在第1二极管的阴极与初级线圈间，或连接在第1二极管的阴极与第3二极管的阳极间，所述第1二极管及所述第3二极管的反向电流恢复时间比所述MOS型场效应晶体管中内部二极管的短。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101373930B (zh) * 2007-08-24 2010-12-08 群康科技(深圳)有限公司 直流电压转换电路
CN113227801A (zh) * 2018-11-07 2021-08-06 威电科技有限公司 导数电压和电流感测装置
CN114400899A (zh) * 2020-11-16 2022-04-26 上海百功半导体有限公司 一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI319930B (en) * 2006-11-10 2010-01-21 Multiplex dc voltage regulation output circuit
JP2008154322A (ja) * 2006-12-14 2008-07-03 Sharp Corp スイッチング電源装置
US8817497B2 (en) * 2008-12-03 2014-08-26 Dialog Semiconductor Inc. Switching power converter for reducing EMI from ring oscillation and its control method
JPWO2011001500A1 (ja) * 2009-06-30 2012-12-10 富士通株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ、モジュール、電源装置及び電子機器
JP7411411B2 (ja) * 2019-12-27 2024-01-11 ローランド株式会社 楽音信号の増幅器

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4968106A (en) * 1987-12-04 1990-11-06 Murata Manufacturing Co., Ltd. High voltage generating apparatus for television equipment
JP2583457B2 (ja) 1990-03-20 1997-02-19 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
DE4328458B4 (de) * 1992-08-25 2005-09-22 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma Schalt-Spannungsversorgung
KR100219314B1 (ko) * 1992-09-25 1999-09-01 무라따 미치히로 공진형 전원 회로
JP3351482B2 (ja) 1993-05-17 2002-11-25 サンケン電気株式会社 絶縁形スイッチング電源
US5455757A (en) * 1994-01-28 1995-10-03 Compaq Computer Corp. Power converter having regeneration circuit for reducing oscillations
JP3097436B2 (ja) 1994-01-31 2000-10-10 株式会社村田製作所 高圧電源装置
JP3464701B2 (ja) 1994-04-15 2003-11-10 株式会社日立メディアエレクトロニクス 高圧発生装置
JPH08172544A (ja) 1994-12-15 1996-07-02 Murata Mfg Co Ltd 高圧発生回路
JP3198944B2 (ja) * 1995-11-17 2001-08-13 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3447471B2 (ja) * 1996-05-28 2003-09-16 新電元工業株式会社 スイッチング電源、及びそのスイッチング電源を用いたサージ電圧吸収方法
JPH10201226A (ja) 1996-12-30 1998-07-31 Murata Mfg Co Ltd 高電圧発生回路
JPH10201227A (ja) * 1996-12-30 1998-07-31 Murata Mfg Co Ltd 高電圧発生回路

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101373930B (zh) * 2007-08-24 2010-12-08 群康科技(深圳)有限公司 直流电压转换电路
CN113227801A (zh) * 2018-11-07 2021-08-06 威电科技有限公司 导数电压和电流感测装置
CN114400899A (zh) * 2020-11-16 2022-04-26 上海百功半导体有限公司 一种新型零电压切换控制电路、方法及电压变换器

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