CN1241317A - 功率转换装置以及使用它的空调机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种功率转换装置,能够改进电源的功率因数,并使电源的谐波分量与IEC标准匹配或接近,本发明还涉及一种使用这种功率转换装置的空调机。功率转换装置包含:转换部分,用于对从AC电源施加的AC电压整流和平滑,并将AC电压转换为DC电压,逆转换部分,用于将由通过转换准备的DC电压转换为AC电压,并将AC电压施加给负载,电抗器,串联到转换部分的电源侧,升压器,用于通过电抗器强制地对AC电源短路,以及控制器,用于通过升压器设置短路导通时间,从而根据AC电源电压、转换部分的电路安排、以及输入功率之间的一个或多个的差,优化AC电源的功率因素。使用功率转换装置,空调机驱动压缩机,用于制冷循环。

Description

功率转换装置以及使用它的空调机
技术领域
本发明涉及一种功率转换装置以及使用它的空调机，本发明尤其涉及一种用于对从AC电源提供的AC电压进行整流和平滑，将AC电压转换为DC电压，将该DC电压再转换成AC电压，并将得到的AC电压施加给一个负载的功率转换装置，还有使用这种装置的空调机。
技术背景
传统的已知一种用于将从AC电源提供的AC电压转换为DC电压，进而将该DC电压转换为脉宽调制(PWM)电压，并将PWM电压提供给负载的大容量的功率转换装置。
例如，作为400W到5KW的功率转换装置，无源滤波器功率转换装置是有用的，其中将电抗器连接到AC电源线，而将通过电抗器得到的AC电压通过倍压/整流电路整流，以增加功率因数，并减小电源的谐波分量(电源波形的失真)。
图17是一个电路图，示出使用100V级别的AC电源电压的空调机中使用的逆变装置的安排，这是传统的无源滤波器功率转换装置(用于控制制冷循环驱动马达)。
如图17所示，电抗器Lin的一端连接到AC电源Vin的一端。
电抗器的另一端连接到串联的二极管DH和DL之间的接点。
由二极管DH和DL形成的串联电路与由二极管D1和D2形成的串联电路以及由电容器CH和CL形成的串联电路并联。
AC电源Vin的另一端连接到二极管D1和D2的接点，以及电容器CH和CL的接点，其中所述电容器称为倍压电容器。
平滑电容器CD连接在由电容器CH和CL形成的串联电路的两端。
平滑电容器CD上的电压施加到逆变器50。
当逆变器50连接到大约1.8kW的负载时，使用电感为6.2mH的电抗器、电容量都是360pF的倍压电容器CL和CH，以及电容量为1,600μF的平滑电容器CD。
在AC电源Vin的正的半周期中，电容器CH通过二极管DH充电；在负的半周期中，电容器CL通过二极管DL充电。
将电容器CH充电电压和电容器CL充电电压的总和施加到平滑电容器CD，由此，两倍于AC电源Vin的电压被施加到逆变器50。
二极管D1形成放电电路，以便在充电时不对电容器CH反向地充电。
二极管D2形成放电电路，以便在充电时不对电容器CL反向地充电。
图17所示的二极管DH、DL、D1和D2、倍压电容器CH和CL，以及平滑电容器CD构成了根据本发明的转换部分(下面将描述)。逆变器50构成一个根据本发明的逆变部分(下面将描述)。
即，这个转换部分包括倍压/整流电路45和倍压电容器CH和CL。
当作为负载的压缩机传动马达使用传统功率转换装置驱动时，则在电源中产生谐波分量，如图18中的电流值所指出的。
图18示出由IEC(国际电工委员会)标准E类中的电流I(Lin)以及电流I(IEC)。比较电流I(Lin)和电流I(IEC)，I(Lin)的三次谐波分量超过了I(IEC)的三次谐波分量。
三次谐波分量可以通过使用具有更大的电感的电抗器来减小。但是，在这种情况下，装置将是庞大的。
在图17所示的功率转换装置中，电源的功率因数相对低到大约93％。当负载增加时，AC输入电流将增加，而电流值可以达到预定的限制值。由于这个原因，常常限制了作为负载的压缩机驱动马达(图中未示)的旋转速度等。
图19是一个电路图，示出使用200V级中的AC电源电压的空调机中使用的逆变装置的安排，这是一个用于控制制冷循环驱动马达的能力的无源滤波器功率转换装置。
如图19所示，由二极管D3和D4制成的串联电路并联在由二极管D1和D2形成的串联电路的两端之间，以形成已知的全波整流电路40。
AC电源Vin的一端连接到二极管D1和D2之间的接点，而另一端连接到二极管D3和D4之间的接点。
功率因数改善电容器CP连接在串联二极管电路的两端之间，而平滑平滑电容器CD经过电抗器Lin和逆流防止二极管DB，也连接在它们之间。
平滑电容器CD上的电压被施加到逆变器50。
由二极管D1、D2、D3和D4，以及平滑电容器CD构成图19所示的全波整流电路40形成根据本发明的转换部分(下面将描述)。逆变器50构成了根据本发明的逆转换部分。
即，这个逆换部分包括全波整流电路40和平滑电容器CD。
图20示出图19所示的功率转换装置中一个循环的电压和电流波形。
如图20所示，正好导电角110°导致只有90％的功率因数。和100V级中的AC电源电压相比，AC输入电流几乎不达到相同的输入功率的限制值。
但是，功率因数低于100V级中的电源电压。为了增加功率因数，必需使用具有更大电感的电抗器，这导致庞大的装置。
发明揭示
本发明为解决上述缺点，其目的是提供一种能够增加电源功率因数，并使电源的谐波分量与IEC标准匹配或十分接近的功率转换装置。
本发明的另一个目的是提供一种空调机，这种空调机使用能够增加电源功率因数，并使电源的谐波分量与IEC标准匹配或十分接近的功率转换装置。
为了达到上述目的，根据本发明的第一个方面，提供了一种功率转换装置，其特征在于包含：
转换部分，用于对从AC电源施加的AC电压整流和平滑，并将AC电压转换为DC电压，
逆转换部分，用于将由转换部分转换了的DC电压转换为AC电压，并将该AC电压施加到负载；
电抗器，它串联到转换部分中的AC电源侧，所述电抗器的电感为4到20mH，
升压器，用于强制地通过电抗器使AC电源短路，及
控制器，用于通过升压器，将AC电源的短路导通时间控制在1.5到3.5msec的范围内，以便优化AC电源的功率因数。
为了达到上述目的，根据本发明的第二个方面，提供了一种在第一方面中所定义的功率转换装置，其特征在于当AC级电源电压在100V级时，电抗器的电感为4到8mH，转换部分包含倍压/整流电路以及电容量为600到1,000μF的倍压电容器，输入功率不超过2,000W，控制器将AC电源的短路导通时间控制在1.5到3.5msec的范围内。
为了达到上述目的，根据本发明的第三个方面，提供了一种第一方面中所定义的功率转换装置，其特征在于当AC电源电压在200V级时，电抗器的电感为8到20mH，转换部分包含全波整流电路和电容量为1,400到1,800μF的平滑电容器，输入功率不超过2,000W，控制器将AC电源的短路导通时间控制在1.5到3.5msec范围内。
为了达到上述目的，根据本发明的第四方面，提供了一种第一方面中所定义的功率转换装置，其特征在于AC电源电压在200或230V级，并且输入功率为2000至4000W时，电抗器的电感为14至20mH。
为了达到上述目的，根据本发明的第五方面，提供了一种第四方面中定义的功率转换装置，其特征在于电抗器电感为16mH，控制器将AC电源的短路导通时间控制在对输入功率2,000为大约2.0到2.5msec的范围、对输入功率4,000W为大约3.0到3.5msec的范围，以及通过线性内插2000至4000W的中间输入功率的短路导通时间得到唯一的时间。
为了达到上述目的，根据本发明的第六方面，提供了一种第一方面所定义的功率转换装置，其特征在于电抗器包含多个电抗器，它们在形状、电感以及固有频率中至少一个大致相等，以得到预定的串联综合电感。
为了得到上述本发明，根据本发明的第七方面，提供了第六方面所定义的功率转换装置，其特征在于当AC电源在200V级，并且输入功率为2,000到4,000W时，多个电抗器具有14到20mH的综合电感。
为了达到上述目的，根据本发明的第八个方面，提供了一种第六方面中定义的功率转换装置，其特征在于电抗器包括第一和第二电抗器，它们的电感和固有频率大致相等，第一电抗器连接到一个电源路径，用于将转换部分连接到AC电源，而第二电抗器连接到另一个电源路径，用于将转换部分连接到AC电源。
为了达到上述目的，根据本发明的第九方面，提供了第七方面中所定义的功率转换装置，其特征在于电抗器包含第一和第二电抗器，它们的电感和固有频率大致上相等，第一电抗器连接到一个电源路径，用于将转换部分连接到AC电源，而第二电抗器连接到另一个电源路径，用于将转换部分连接到AC电源。
为了达到上述目的，根据本发明的第十面，提供了第一到第九方面中任一种所定义的功率转换装置，其特征在于在升压器使AC电源短路一预定时间后，升压器使AC电源再短路一次，只是时间比预定时间短。
为了达到上述目的，根据本发明的第十一方面，提供了一种空调机，其特征在于使用第一到第九方面中所定义的任何一种功率转换装置，驱动压缩机，以形成制冷循环。
为了达到上述目的，根据本发明的第十二个方面，提供了一种第十一方面中所定义的空调机，其特征在于在停止工作中升压器的短路导通工作停止后压缩机停止。
为了达到上述目的，根据本发明的第十三方面，提供了第十一方面中定义的空调机，其特征在于空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源施加的输入电流，当通过电流检测装置检测的输入电流超过预定的限制值时，控制器减小驱动压缩机的电源频率，并且将限制值用作上限，使频率保持恒定的间隔被设置在电流小于限制值的一侧。
为了达到上述目的，根据本发明的第十四方面，提供了第十二方面所定义的空调机，其特征在于空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源施加的输入电流，当由电流检测装置检测的输入电流超过预定的限制值时，控制器减小驱动压缩机的电源频率，并将间隔(其中将限制值用作上限，使频率保持恒定)设置在具有小于限制值的电流的一侧。
为了达到上述目的，根据本发明的第十五方面，提供了第十三方面所定义的空调机，其特征在于，将间隔(其中频率保持恒定)的下限作为恒定的频率控制的起始和取消点。
为了达到上述目的，根据本发明的第十六个方面，提供了第十四方面所定义的空调机，其特征在于间隔(其中频率保持恒定)的下限作为恒定频率控制的起始和取消点。
为了达到上述目的，根据本发明的第十七方面，提供了一种空调机，其特征在于使用第十方面所定义的功率转换装置，驱动压缩机，以形成制冷循环。
为了达到上述目的，根据本发明的第十八方面，提供了第十七方面所定义的空调机，其特征在于在停止工作中，升压器的短路导通工作停止后，压缩机停止。
为了达到上述目的，根据本发明的第十九方面，提供了第十七方面所定义的空调机，其特征在于空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源提供的输入电流，当由电流检测装置检测的输入电流超过预定的限制值时，控制器减小驱动压缩机的电源频率，，并且将间隔(其中将限制值用作上限，使频率保持恒定)设置在具有小于限制值的电流的一侧。
为了达到上述目的，根据本发明的第二十方面，提供了第十八方面定义的空调机，其特征在于空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源施加的输入电流，当由电流检测装置检测的输入电流超过预定的限制值时，控制器减小驱动压缩机的电源频率，将间隔(其中将限制值用作上限，使频率保持恒定)设置在具有小于限制值的电流的一侧。
为了达到上述目的，根据本发明的第二十一方面，提供了第十九方面定义的空调机，其特征在于间隔(其中频率保持恒定)的下限用作恒定频率控制的起始和取消点。
为了达到上述目的，根据本发明的第二十二方面，提供了第二十方面所定义的空调机，其特征在于间隔(其中频率保持恒定)的下限作为恒定频率控制起始和取消点。
附图概述
图1是电路图，示出根据本发明的第一实施例的功率转换装置；
图2是电压和电流的波形图，用于解释本发明的第一实施例；
图3是曲线图，示出电抗器的电感和功率因数之间的关系，用于解释本发明的第一实施例的工作；
图4是电路图，示出根据本发明的第二实施例的功率转换装置的安排；
图5是曲线图，示出时间和电流之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图6是曲线图，示出时间和电流之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图7是曲线图，示出电抗器的电感和功率因数之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图8是一个表，示出输入功率、增强脉宽和功率因数之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图9是曲线图，示出输入功率和增强脉宽之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图10是曲线图，示出输入功率、DC电压和功率因数之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图11是波形图，示出输入电流随电源电压的变化，用于解释本发明的第二实施例；
图12是曲线图，示出传统的装置的谐波分量分析结果和第二实施例、日本的松弛值、以及IECA级的限制值之间的关系，用于解释本发明的第二实施例的工作；
图13A和13B是电路图，分别示出根据本发明的第三实施例的功率转换装置的安排，以及功率因数改进控制脉冲的波形图；
图14A和14B是电路图，分别示出根据本发明的第四实施例的功率转换装置的安排，以及功率因数改进控制脉冲的波形图；
图15是电路图，示出使用根据本发明的第二实施例的功率转换装置来驱动压缩机，以形成制冷循环的空调机的实施例的安排；
图16A是解释图，用于解释传统空调机中的电流限制控制
图16B是解释图，用于解释根据本发明的空调机的实施例中的电流限制控制；
图17是电路图，示出空调机中使用的传统的功率转换装置的安排；
图18是曲线图，示出使用图17所示的功率转换装置驱动压缩机时，电源的谐波分量的产生，以及IEC制定的E级标准；
图19是电路图，示出空调机中使用的另一种传统的功率转换装置的安排；
图20是波形图，示出当使用图19所示的功率转换装置驱动压缩机时，输入电流随电源电压的变化。
最佳实施例
下面将参照附图，详细描述本发明的较佳实施例
图1是电路图，示出根据本发明第一实施例的功率转换装置的安排。
示出传统装置的图17中的相同的参数(包括根据本发明的上述转换部分和逆转换部分)在图1中指相同的部分，并且将省略对它们的描述。
在第一实施例中，升压器30连接在电抗器(该电抗器连接到AC电源Vin的一个终端)的负载终端和AC电源Vin的另一个终端之间。
作为控制单元的室外控制器20(包括一个微控制单元(MCU))检测AC电源Vin的零交叉点，并控制升压器30和逆变器50。
升压器30由四个桥接的二极管301到304，以及一个绝缘栅双极晶体管(IGBT)305形成。
四个二极管301到304构成全波整流电路。全波整流电路的AC输入终端连接到电源线(从电抗器Lin看在负载侧上)，并且其DC输出终端连接到IGBT305。
当室外控制器20开启IEBT305时，AC电源Vin通过电抗器Lin短路，并且将其能量存储在电抗器Lin内。
当室外控制器20关闭IGBT305时，存储在电抗器Lin中的能量转移到倍压电容器CH和CL。
在这种情况下，当电源自零交叉点短路，并导电时，增加电流波形的导电性和功率因数被改进。
在第一实施例中，电抗器Lin的电感为6mH，倍压电容器CH和CL的电容为1,000μF，并且平滑电容器CD的电容为1,600AμF。
图2是波形图，示出当短路以及导通电源，以改进功率因数时相应于电源电压波形71的电流波形73，以及当不安排升压器时的电流波形72。
更具体地说，假设AC电源Vin的AC电压具有正弦波形。自零交叉点(或经过给出的延迟时间)施加升压器81一预定的时间(下面称为短路导通时间)X，由此通过电抗器Lin使AC电源短路。
电流由于波形而无法是完美的，但即使在刚继零交叉点之后相位区间中也可以流动，而此时，在传统的装置中没有电流流动。
结果，电源电流的导电角从110度变宽到160度，并且电源电流的使用效率增加，这导致高功率因数。
短路导通时间根据负载或输入功率进行选择，以便调整电流波形。如下面将描述的，短路导通时间对1,000W的输入功率来说大约2msec，而对4,000W的输入功率来说大约3.3msec。对于中间输入功率来说，短路导通时间设置为由线性地插入这些时间而得到的值。
通过增强脉冲81使电源短路和导通，导致了电抗器产生不适合的噪声“ziee”。为了减小这样的噪声，在增强脉冲81之后，将噪声减小脉冲82施加给升压器30。
图3示出对于2,000W的输入功率，当陆续地转换具有不同电感的电抗器时，功率因数中的变化。
在图3中，功率因数对于1mh的电感变化到94％，对4mH为大约98％，对6mH为99％，而对8mH为大约98.5％。对于6mH的电感，功率因数最大。
从实验结果，对例如2,000W的输入功率，得到98％或者更大的功率因数需要电感为4mH或更大的电抗器。为了使功率因数角最大化，显然要使用电感为6mH的电抗器。
但是，为了通过倍压/整流电路对100V级的AC电源电压整流，通过电容为大约1,600μF的平滑电容器对电压平滑，并对于2,000W或更低的输入功率，将电源的功率因数保持在例如98％或更大，必需使用电容为600到1400μF的倍压电容器，并且必需将短路导通时间设置在1.5到3.5msec。
当采用这些电路常数时，通过计算确认电源的谐波分量，以与IEC的E级的限制值匹配，但这里将省略对其的描述。
根据第一实施例，可以得到能够改进电源的功率因数，并使电源的谐波分量与IEC标准匹配的功率转换装置。
图4是电路图，示出根据本发明的功率转换装置的第二实施例的安排。
在第二实施例中，AC电源为200V级。如示出传统的装置的图17所示的相同的参数指图4中相同的部分，并且这里将省略对其的描述。
在第二实施例中，类似于100V级中AC电源电压的情况，将电抗器Lin连接在AC电源Vin和全波整流电路的AC终端之间，其中全波整流电路由桥接的二极管301到304构成。
升压器30的AC输入终端连接到电抗器Lin的负载终端，而其DC输出终端连接到IGBT305。
包括微控制器单元(MCU)的室外控制器20检测AC电源Vin的零交叉点，并控制升压器30和逆变器50的IGBT305。
图4中所示的功率转换装置处理一个大的负载，即，大的输入功率。图5示出时间和电流之间的关系的模拟结果。
在运作升压器30时，电流峰值随输入功率的增加而增加，电源电压加倍，并且电流具有陡的波形倾斜度。
这种情况下的功率因数是94％，这高于传统的装置中的上限(90％)，但这在目前仍然是低的。
对于这样的原因，当电抗器Lin的电感值有各种变化时，模拟并通过实验确定时间和电流之间的关系，以得到图6中所示的结果。
更具体地说，当电抗器Lin的值陆续变化至L1＜L2＜L3时，电流峰值和时间变化率减小。同时，导通继而变宽至T1＜T2＜T3，由此改进了功率因数。
图7示出使用不同的电感的几个电抗器测量的结果，即，使用输入功率作为参数时电抗器Lin的电感和功率因数之间的关系。
在图7中，对于2,000W的输入功率，在电抗器Lin为6mH到20mH的典型的电感值测量功率因数，并被确定从大约92.4％改变到98.8％，并在电抗器Lin中的电感为16mH时达到最大的功率因数(99％)。
为了得到98％或更大的功率因数，电抗器Lin必需具有14mH到20mH的电感。
对于3,000W的输入功率，在电抗器Lin从6mH到20mH的典型的电感值测量功率因数，并且被确定从大约88.5改变到98.8％。通过使用具有电感为14到20mH的电抗器Lin，可以将功率因数保持在98％或更大。
但是，为了通过全波整流电路对200V级的AC电源电压整流，通过电容量为1,600μF(或1,400到1800μF)的平滑电容器对电压平滑，并对于2,000W到4,000W的输入功率，将电源的功率因数保持在98％或更大，必需使用电感为14到20mH的电抗器，并且对于2000W到4,000W的输入功率，必需将短路导通时间设置在大约2.0到2.5msec，以及对4000W输入功率，必须设置在约3到3.5msoc。
图8是示出对于从1,086W到2,673W的典型输入功率，升压器脉宽(短路导通时间)X、DC电压、以及功率因数之间的关系的表，其中电抗器Lin的电感根据上述的实验结果被固定到16mH。
输入功率和增强脉宽具有线性的关系，如图9所示。
使X(msec)是增强脉宽，并使PIN(W)是输入功率，它们满足下面的近似的公式：
X＝0.0005×PIN+1.41      …(1)
该近似的公式决定了对于1,000W或更少，或3,000W或更多的输入功率的增强脉宽X。
该近似的公式通过实验被确定可以应用于100V级的电源电压。例如，对于2,000W的输入功率增强脉宽X是2.41msec，而对400W的输入功率是1.61msec。
在实践中，由于这些计算值可以给出某种程度的限界，故对于2,000W或更少的输入功率采用大约1.5到3.5msec的增强脉宽。
图10是曲线图，示出如图4所示的根据本发明的第二实施例的功率转换装置中(电源在200V级)输入功率、DC电压和功率因数之间的关系。
如从图10显见的，对于在每一个输入功率的最大的功率因数的DC电压保持在大致上为260V。
换句话说，可以通过控制增强脉宽X，以将DC电压保持在260V，确保最大功率因数。
因为着重于对2,600W的输入功率处的功率因数进行了计算，所以进行了计算，当输入功率减小时，功率因数减小。因此可通过改变电抗器的常数加以改善。
上述描述与图4所示的第二实施例有关，即，与当输入电源电压在200V级中时，输入功率、增强脉宽、DC电压和功率因数之间的关系有关，将全波整流电路用作转换部分，并且平滑电容器的电容为1,600μF。
下面将解释第二实施例中的电源的谐波分量。
如图11所示，当AC电源电压以正弦波形变化时，图17中所示的传统的功率转换装置中的电流在自零交叉点起预定的时间之后突然增加。然后，电流暂时性减小、增加到最大值、然后在下一个零交叉点以前较远处减小到0，并将0保持到下一个半循环的负电流流过。
和传统的装置相比，在通过安排了升压器而得到高功率因数的第二实施例中，电流在零交叉点附近的时间增加，然后稍稍减小，并在更加接近于下一个零交叉点时变成0。
图11中所示的电压电流波形相应于2,500W的输入功率。这些电流波形经过傅里叶分析，得到谐波分量分析结果，如图12所示。
图12示出传统的装置和第二实施例的谐波分量分析结果，日本松弛值，对于200V级的电源电压以及2,500W的输入功率的IEC级A的限制值。
如从图12显见的，传统的装置中的谐波分量不和日本松弛值匹配。
但是，第二实施例中的谐波分量与传统的装置中的谐波分量相比大大改进，并且具有离日本松弛值至少44％或更大的差限。
第二实施例中经过分析的谐波分量超过了IEC级A中的限制值，因为IEC标准本身是经过熟虑的，由此谐波分量不和IEC标准匹配。
但是谐波分量通过计算与具有上述电路常数的IEC级E中的限制值匹配。
图13A和13B是电路图和波形图，分别示出根据本发明的功率转换装置的第三实施例的安排，以及功率因数改进控制脉冲。
图4所示的相同的参数指图13A中的相同的部分，并且将省略其描述。
如果如图4所示的电抗器的一个电抗器被给予了预定的电感，例如，14到20mH的电感，则第三实施例中的功率转换装置的尺寸和重量增加，并可以产生大的频率噪声。
使用具有这样的电感的电抗器使得生产和处理功率转换装置以及减小噪声相对困难。
在第三实施例中，如图13A所示，考虑这些情况将第一和第二电抗器Lin1和lin2串联。
第一和第二电抗器Lin1和Lin2的每一个的电感都是7.5mH，并具有大致上相同的形状和固有频率。
使用两个串联的谐振器Lin1和Lin2有助于功率转换装置的生产和控制。
如图13B所示，增强脉冲81的时间宽度t1相应于电感为15mH的电抗器来确定。
与之对照，如图13B所示，噪声减小脉冲82的时间宽度t2相应于电感为7.5mH的电抗器来确定。
注意，如果第一和第二电抗器Lin1和Lin2的电感、形状和固有频率中有任何一个是相同的，剩下的两个不同，则功率转换装置的尺寸和重量可以减小。
但是，在这种情况下，限制了装置的设计，或必需对各个电抗器将噪声减小脉冲82的设计宽度t2设置为中间值的最佳值。相应地，噪声可能未被有效地减小。
因此，第一和第二电抗器Lin1和Lin2有利地具有相同的电感、形状和固有频率。
图14A和14B是电路图和波形图，分别示出根据本发明的第四实施例的功率转换装置的安排，以及功率因数改进控制脉冲。
如图13A中所示的相同的参数指图14A中相同的部件，并且省略了对它们的描述。
在第四实施例中，第一电抗器Lin1连接到一个路径，用于将由二极管D1到D4构成的全波整流电路40连接到AC电源Vin，而将第二电抗器Lin2连接到另一个路径。
如图14B所示，增强脉冲81的时间宽度t1相应于电感为15mH的电抗器来决定。
相反地，如图14B中所示，噪声减小脉冲82的时间宽度t2相应于具有7.5mH的电感的电抗器来决定。
这帮助生产和控制必需的电抗器和噪声的减小。
在图14A和14B所示的第四实施例中，由于具有相同的电感的第一和第二电抗器Lin1和Lin2被分布地安排在一对电源路径上，它们可以用作线路滤波器，这通常称为“共模滤波器”。
图15是部分方块图，示出根据本发明的空调机的实施例的整体安排。
这样的空调机由室内和室外单元构成。室内单元连接到AC电源1。
在室内单元中，从AC电源1将工作电源通过噪声滤波器2施加到室内控制器10，其中该室内控制器结合了微处理器单元(MCU)。
室内控制器10连接到接收器4，用于接收来自遥控控器3的命令，连接到温度传感器5，用于检测室温，连接到室内风扇6，用于通过室内热交换机(图中未示)使空气循环，连接到百叶栅7，用于改变排气方向，连接到显示器8，用于显示工作状态。
在室外单元内，工作电源从AC电源1通过噪声滤波器11施加到室外控制器20和压缩机传动马达60。
为说明简便起见，不描述至室外控制器20的馈电线。
将噪声滤波器11的一个负载侧输出终端通过电抗器12和电流检测器13连接到全波整流电路40的一个AC输入终端。
噪声滤波器11的另一个负载侧输出终端连接到全波整流电路40的另一个AC输入终端。
用于检测AC电压的零交叉点的零交叉检测器14连接到电流检测器13的负载侧AC电源线。
电流检测器13测量到的电流检测信号和零交叉检测信号14测量到的零交叉检测信号施加给外部控制器20。
室外控制器20通过信号线连接到室内控制器10，用于交换信号。
基本驱动电源24和升压器30连接到电流检测器13的负载侧和全波整流电路40之间的AC电源。
基本驱动电源24控制升压器30的开和关。当室外控制器20将“开”信号施加给光电耦合器25的光发射元件时，基本驱动电源24通过光接收元件打开升压器30的IGBT305。
室外控制器20还连接到四线活门21，用于根据工作模式，改变冷冻循环方向，连接到温度传感器22，用于检测室外热交换机(图中未示)的温度；并连接到室外风扇23，用于将风施加给室外热交换机。
平滑电容器41连接到全波整流电路40的输出侧。
平滑电容器41上的电压施加到逆变器50。
逆变器50连接到压缩机传动马达60。
下面将描述具有这种安排的空调机的实施例的概略的工作。
诸如工作开始、工作模式、设置室温、以及内部风扇的风速和风向之类的命令从遥控器3通过接收器4传送到内部控制器10。
根据命令，内部控制器10在显示器8上显示了工作状态等，并驱动和控制内部风扇6和百叶栅7。
根据设置的温度和室温的差，内部控制器10计算逆变器50的输出频率(下面称为压缩机工作频率)，用于驱动压缩机驱动马达60，并将压缩机工作频率设计信号和工作模式信号一起传送到外部控制器20。
外部控制器20根据工作模式信号，激励(释放激励)四线活门21，根据压缩机工作频率设计信号控制逆变器50，驱动外部风扇23，并通过例如温度传感器22的检测信号控制四线活门21，以执行除霜。
外部控制器20还校正压缩机工作频率，以便防止由电流检测器13测量的电流检测值超过事先设置的限制值。
外部控制器20还通过构成功率转换装置的电抗器12执行AC电源1的短路导通。
在这种情况下，外部控制器20参照由零交叉检测器14检测的零交叉点，将上述增强脉冲和噪声减小脉冲施加给光电耦合器25。
当将ON信号从基本驱动电源24施加到构成升压器30的IGBT305时，升压器30通过电抗器12使AC电源1短路。
结果，根据本发明，可以提供能够改进电源的功率因数，并使光源的谐波分量与IEC标准匹配或与之接近的空调机。
在停止空调机的操作中，在刚工作停止之前保持工作的升压器30在工作停止后立即将过量的电压施加给逆变器50，因此损坏了构成逆变器50的电路元件。
因此，在具有升压器30的空调机中，在停止操作中，升压器的短路导通工作被停止了，然后停止压缩机。
当通过倍压/整流电路对100V级的AC电源电压整流得到DC电压通过逆变器50而被转换为AC电压时，并且得到的AC电压施加给压缩机传动马达时，输入电流易于随空调机的负载中的增加而增加到限制值。
由于这个因素，当输入电流超过电流的限制值A时，传统的装置减小逆变器50的输出频率，如图16A所示。
当输入电流减小到设置得小于电流的限制值的取消值C时，传统的装置返回正常的工作，而不会限制频率。
传统的装置保持逆变器50的输出频率一定，直到输入值在超过限制值后减小到取消值。
但是，在这样的控制中，逆变器50的输出频率在输入电流超过限制值后减小。依赖于空调机的负载，发生不规则振动，从而输入电流重复地超过限制值A，并且减小到取消值C或更小。结果，压缩机工作频率变得不稳定。
相反，在图15中所示的本发明的实施例中，对于15A的输入电流限制值A，用14.5A作为恒定频率控制起始值B以及恒定频率控制取消值C，如图16B所示。
当输入电流增加超过恒定频率控制起始值B时，逆变器50的输出频率，即，压缩机工作频率保持在70Hz。
在图15所示的本发明的实施例中，如果输入电流超过15A的限制值A，即使压缩机工作频率保持在70Hz，压缩机工作频率逐渐地减小，直到输入电流减小到15A或更小。
在图15所示的本发明的实施例中，如果输入电流不减小到取消值C或更小，即使当压缩机工作频率减小到60Hz，当输入电流达到取消值C时，控制返回正常工作，而压缩机工作频率保持在60Hz。
在这种情况下，电流限制值A和取消值B或C具有0.5A的差，但是可以考虑控制能力为1.0A或适当的值为1.0A或更小。
在这个实施例中，图16B所示的控制可以防止不规则振荡(即电流)重复地超过限制值，并减小至取消值或更小。
如从上述描述显见的，根据本发明，串联到电源侧的电抗器，并且通过电抗器强制地使AC电源短路的升压器被安排得对从AC电源施加的AC电压整流和平滑，将AC电压转换为DC电压，将DC电压转换为AC电压，并将得到的AC电压施加给负载。
在本发明中，将升压器的短路导通时间根据AC电源电压、电抗器的电感、用于将AC电压转换为DC电压的转换部分的电路安排、以及输入功率之间任何一个或多个的差因素进行设置。在这样的安排下，电源的功率因数可以增加，并且可以充分地减小电源的谐波分量。
因此，根据本发明，可以提供能够改进电源的功率因数，并使电源的谐波分量和IEC标准匹配或与之接近的功率转换装置。
另外，根据本发明，可以提供使用能够改进电源的功率因数，并使电源的谐波分量和IEC标准匹配或与之十分接近的功率转换装置的空调机。

Claims (22)

1.一种功率转换装置，其特征在于包含：
转换部分，用于对从AC电源提供的AC电压整流或平滑，并将AC电压转换为DC电压；
逆转换部分，用于将通过由所述转换部分转换而准备的DC电压转换为AC电压，并将AC电压施加到负载；
电抗器，串联到所述转换部分的AC电源侧，所述电抗器具有4到20mH的电感；
升压器，用于通过所述电抗器，强制地使AC电源短路；及
控制器，用于将通过所述升压器短路AC电源的导通时间控制在1.5到3.5msec范围内，从而优化AC电源的功率因数。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于当AC电源电压在100V级时，所述电抗器的电感是4到8mH，所述转换部分包含倍压/整流电路和倍压电容器，所述电容器电容为600到1,000μF，输入功率不超过2,000W，所述控制器将AC电源的短路导通时间控制在1.5到3.5msec的范围内。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于当AC电源电压在200V级时，所述电抗器的电感是8到20mH，所述转换部分包含全波整流电路和平滑电容器，所述电容器的电容为1,400到1,800μF，而输入功率不超过2,000W，所述控制器将短路导通时间控制在1.5到3.5msec的范围内。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于当AC电源电压在200V或230V级时，并且输入功率是2,000到4,000W，所述电抗器电容为14到20mH。
5.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于所述电抗器的电感大约16mH，对于输入功率为2,000W，所述控制器将AC电源中的短路时间控制在大约2.0到2.5msec中，对于输入功率为4,000W，范围在大约3.0到3.5msec中，以及通过线性内插2,000到4,000W的中间输入功率的短路导通时间得到唯一的时间。
6.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于所述电抗器包含多个电抗器，所述多个电抗器在形状、电感和固有频率中至少有一个相同，从而在串联连接中得到预定的综合电感。
7.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于当AC电源在200V级，并且输入功率是2,000到4,000W时，所述多个电抗器具有的综合电感为14到20mH。
8.如权利要求6所述的功率转换装置，其特征在于所述电抗器包括第一和第二电抗器，所述电抗器的电感和固有频率大致上相等，所述第一电感器连接到一个电源路径，用于将所述转换部分连接大AC电源，所述第二电抗器连接到另一个电源路径，用于将所述转换部分连接到AC电源。
9.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于所述电抗器包括第一和第二电抗器，所述第一和第二电抗器的电感和固有频率大致上相等，所述第一电抗器连接到一个电源路径，用于将所述转换部分连接到AC电源，所述第二电抗器连接到另一个电源路径，用于将所述转换部分连接到AC电源。
10.如权利要求1到9任一条所述的功率转换装置，其特征在于在所述升压器短路AC电源经预定时间后，所述升压器使AC电源再短路一次比预定的时间更短的时间。
11.一种空调机，其特征在于使用权利要求1到9的任一条所定义的功率转换装置，通过驱动压缩机，形成制冷循环。
12.如权利要求11所述的空调机，其特征在于在所述升压器的短路导通工作在停止操作中停止后压缩机停止。
13.如权利要求11所述的空调机，其特征在于所述空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源提供的输入电流，当由所述电流检测装置测量到的输入电流超过预定的限制值时，所述控制器减小驱动压缩机的电源频率，并且其中将限制值用作上限使频率保持恒定的间隔设置在具有小于限制值的电流的一侧。
14.如权利要求12所述的空调机，其特征在于所述空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源施加的输入电流，当由所述电流检测装置检测的输入电流超过了预定限制值时，所述控制器减小驱动压缩机的电源频率，，并且其中将限制值用作上限保持频率恒定的间隔设置在具有小于限制值的电流的一侧。
15.如权利要求13所述的空调机，其特征在于将间隔的下限作为恒定频率控制起始和取消点，在所述间隔中，使频率保持恒定。
16.如权利要求14所述的空调机，其特征在于将间隔的下限作为恒定频率控制起始和取消点，在所述间隔中，使频率保持恒定。
17.一种空调机，其特征在于使用如权利要求10中所定义的所述功率转换装置，通过驱动压缩机，形成制冷循环。
18.如权利要求17所述的空调机，其特征在于在所述升压器的短路导通工作在停止操作中停止后，压缩机停止。
19.如权利要求17所述的空调机，其特征在于所述空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源施加的输入电流，当由所述电流检测装置检测的输入电流超过了预定限制值时，所述控制器减小驱动压缩机的电源频率，将其中使用限制值作为上限，保持频率恒定的间隔设置在具有小于限制值的电流的一侧。
20.如权利要求18所述的空调机，其特征在于所述空调机包含电流检测装置，用于检测从AC电源施加的输入电流，当由所述电流检测装置检测的输入电流超过预定限制值时，所述控制器减小驱动压缩机的电源频率，将其中将限制值用作上限，保持频率恒定的间隔设置在具有小于限制值的电流一侧。
21.如权利要求19所述的空调机，其特征在于其中频率保持恒定的间隔的下限用作恒定频率控制起始和取消点。
22.如权利要求20所述的空调机，其特征在于其中频率保持恒定的间隔的下限用作恒定频率控制起始和取消点。
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