CN1192490C

CN1192490C - 用数字预测编码器对带通信号采样、下变频和数字化的方法

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Publication number: CN1192490C
Application number: CNB981152937A
Authority: CN
Inventors: H·S·艾尔－高罗赖; S·D·哈尔; M·米尔瓦德; J·顾
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1997-06-24
Filing date: 1998-06-24
Publication date: 2005-03-09
Anticipated expiration: 2018-06-24
Also published as: EP0887939A3; DE69818916D1; DE69818916T2; HK1021271A1; CN1214576A; SG68669A1; JP3245113B2; US6002352A; EP0887939A2; JPH1127171A; KR100373791B1; EP0887939B1; TW432845B; KR19990007275A; MY115591A

Abstract

一种利用预测编码原理的简单的下变频A/D转换器。通过在预测环路中设置采样器，预测环路滤波器能够使用数字信号处理技术来实现，这样消除了由于使用离散模拟电路所产生的复杂性。然后，利用D/A转换器将预测环路滤波器的输出再映射到模拟量，从输入模拟量信号减去预测滤波器的输出信号、从而产生预测误差信号。这样，通过直接对预测误差信号进行采样，并使用廉价的多位D/A，将预测环路滤波器的输出转换成为模拟量，避免使用离散时间模拟量电路。

Description

用数字预测编码器对带通信号采样、下变频和数字化的方法

本发明涉及利用数字信号处理技术设计无线接收器的领域。

下面是有关本发明的参考资料：

[1]F.de Jager，“Δ调制--利用单元码进行PCM传输的方法”PhilipsRes.Repts.，vol.7，pp.442-466；1952。

[2]H.S.MeDonald，“脉冲编码调制和差分脉冲编码调制编码器”1970美国专利第3,526,855号(1968年申请)。

[3]R.Steele，Δ调制系统，New York；Wiley，1957。

[4]H.Inose，Y.Yasude，和J.Murakami，“遥测系统编码调制--Δ-∑调制”IRE Trans.Space Elect.Telemetry，vol.SET-8，pp.204-209，Sept.1962。

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[8]N.van Bavel et al.，“蜂窝式电话的模拟/数字接口”IEEE CustomIntegrated Circuits Conference，pp.16.5.1-16.5.4，1994。

在射频(RF)接收器的工作中使用数字信号处理(DSP)技术具有许多优点。然而，这些优点的利用在很大的程度上依赖于有效地将信号从模拟量转换到数字量的能力。

在传统的射频(RF)接收器中，利用模拟电路，经过一种或多种到中频(IF)的转换，被接收的信号被下变频为同相(I)和正交(Q)基带成分，然后利用一对脉冲编码调制器(PCM)型工作在基频的模拟到数字A/D转换器转换到数字域。在使用这种设计方案时存在多种衰变源，它们限制了能实现的性能。用来将信号混频成为I和Q基带成分的本地振荡器内的任何相位误差都将会降低接收器在高于中频和低于中频的信号成分之间的区分能力。例如，获得(I-Q)的40分贝的识别率要求这些本地振荡器的正交相位差在0.5°以内，包括由老化、温度以及制造公差引起的所有漂移。这一相位精度必须保持在一对模拟通道的自始至终，并包括A/D转换功能。与其相似，两个模拟通道的振幅响应，包括两个A/D转换器之间的任何增益失配，必须很好地被匹配，以保持接收器的(I-Q)的区别。再者，为了获得40分贝的识别率，两个通道的振幅响应的匹配高于0.1分贝是必要的。这一容限是可能的，并且通过使用例行的调试可以超过这个容限；然而，在一对数字通道中经常能够获得这样的容限，因此可以提供直接对IF信道的数字化的功能，从而完全避免了这些平衡问题。

使用传统的PCM型多位A/D转换器对被接收的IF信号进行直接的A/D转换的设计方案不需要IF/基带模拟电路。虽然在灵敏的RF电路旁边设置大量的高速数字开关会引起干扰，但是通常认为其潜在的优点超过了新的设计上的难点。对于IF信号进行数字化处理所产生的另外一个问题是需要进行高速A/D转换，一种与在接收器的前级需要更高的线性混合在一起的问题。传统的多为A/D转换器具有这样的性质，即可以得到的信号带宽等于采样频率的二分之一，小于考虑到防混滤波的余量。转换器的带宽和分辨率的乘积(或动态范围)用来衡量转换器的性能，并且它一般将反映在设计所述装置的难度，以及其市场的价格上。因为与其载波频率相比，通常的IF信号是窄带的，所以，使用宽带多位转换器不能代表对于一个非常特殊的问题的最佳的编码方案。某种对A/D转换器处理的大大的简化能够通过使它以二次采样的方式工作、使得载波频率高于采样频率来实现。然而，用这种方法达到设计目标的带宽和动态范围需要加强转换之前的通道滤波，以防止其它通道由于混淆进入通频带而导致成本和功耗的增加。

虽然传统上是基于基带信号、特别是音频信号而工作的，但是根据预测和插值编码(诸如，Δ转换和∑-Δ转换)设计的A/D转换器显示了其具有吸引力的特性(见前面的参考资料)。首先，它们是一种过采样编码技术，即通过时间的精确量化，而不是电平的精确量化来实现编码的精度。因此，对于给定的采样频率，与标准的脉冲编码调制(PCM)技术相比，其可用带宽大大降低，并且通过适合于低容限元件的简化设计反映出需求上的这种折衷的考虑。一般来说，这种转换器所需要的模拟滤波因此比较简单。

这种编码类型的第二个优点是它们所固有的线性特性。多位转换器非常容易受到元件公差的影响，并且要避免模拟和数字域之间的非线性映射是困难的。一种消除这种影响的非常有效的方法是利用高电平附加高频脉动，它将有效地从输入信号中去掉非线性相关性，并将所述影响减小成为一种微弱的噪声源。这一技术可以用来消除编码器中的非线性影响，但是，最终限制其性能的是PCM编码，并且这本身能够产生高度地相关的畸变，这在包括均匀地隔开的无线电信道的应用场合中也很可能是困难的。

很多作者已经提倡在高频IF的模拟量到数字量的转换中使用内插值型的编码器(即，∑-Δ转换器)，象上面所述参考资料中的最后两个作者。虽然这些技术的优点被这些作者描述的很清楚，但是对于一个着眼于降低成本，并以降低功耗为目标的设计者来说仍然必须克服很多实施上的挑战。在这些挑战中最突出的是这样一个事实，虽然这些技术最终产生IF信号的过采样信号位(1-bit)数字表示，但是必须首先将所述信号从其模拟连续时间表示转换成为模拟离散时间表示，在被映射到数字域(即量化或数字化)之前，所述信号将由精细的离散时间模拟电路进行处理。而且，要实现由这些技术所提供的高动态范围和低量化噪声的优点需要执行高阶的编码回路，这将大大地增加复杂性。

本发明使用预测编码原理来实现简单的下变频A/D转换器。通过在预测环路中设置采样器，利用DSP技术能够实现预测环形滤波器，因此，消除了由于使用离散时间模拟电路所造成的复杂性。然后，通过使用D/A转换器将预测环形滤波器的输出再影射到模拟域，从输入模拟量信号中减去预测滤波器输出信号以产生预测误差信号。因此，通过直接对预测误差信号进行采样并使用廉价的多位D/A转换器将预测环形滤波器的输出转换成为模拟量，本发明避免使用离散时间模拟电路而大大降低了转换器设计的复杂性。

在预测环路的操作中主要使用DSP技术，这样可以利用这些技术所提供的灵活性来适应数字预测环路的特点，与输入信号相匹配。这样利用低阶并相对简单的预测环路就可获得更高的动态范围和更低的量化噪声性能。

本发明通过利用所述环路的数字输出以产生用来控制设置在预测环路输入端前面的可变增益放大器的信号，更进一步地扩大了数字预测编码器的动态范围。

此外，所述转换器通过装入用来给出由各种电路所产生的偏移的估计值的零偏移数字信号处理元件，大大地增强了的直流(DC)偏移性能。通过将这种偏移的估计值以数字的方式与预测滤波器的输出相结合，在采样器的输入端引入所述偏移的估计值。

本发明主要在四个方面与先有技术一节中列举的参考资料中所描述的先有技术不同。第一，在预测环路内部设置采样器使得可以利用DSP技术来实现预测滤波器，因此，降低了整个转换器的复杂性，增加了对于预测滤波器的特性进行重新编程的灵活性，使转换器的动态范围和噪声性能得到改进。第二，使预测编码器工作在分谐波方式使得预测环路能够将信号下变频，并且进一步降低了用于实现预测数字滤波器的数字逻辑的复杂性。第三，使用预测环路的输出信号来控制施加于输入信号上的增益电平使得能够进一步增加转换器的动态范围。第四，安装机内零偏移器，消除了由于电路的缺陷所产生的偏移，大大地改善了模数转换过程的DC偏移性能。

图1是本发明下变频数字化转换器的方框图。

图2是图1中采样器的详细方框图。

图3是图1中预测滤波器的一般的结构图。

图4表示了图3的典型的滤波器级的z-平面图，所述预测滤波器元件中的每一级都是以二阶滤波器的形式来实现的。

图5是说明通过将预测滤波器的阶数从一增加到二所获得的动态范围和检测带宽的改进的曲线图。

图6是自动增益控制(AGC)环路的方框图。

图7说明图1的数字正交混频器的最佳方案。

图8是零偏移器环路的方框图。

图9是用来图解说明本发明的具体实施的方框图。

图10是在没有自动增益控制环路作用的情况下由图9的示范性的实施例的集成电路所获得的表示动态范围测量结果的曲线图。

在大多数的接收器的设计中，将被接收和调制的信号下变频到中频(IF)，并对它进行滤波选出所希望的信号，去掉感生噪声和干扰的不想要的相邻信号和通道。在现代接收器中，下变频后的IF必须被进一步下变频为基带并数字化，然后，由数字解调器进行处理。直接对IF信号采样以及处理所得到的采取后的IF信号所需要的高处理过程吞吐量所产生的多种技术问题推动了对基带信号进行处理的需求。

最近在带通采样上已经出现了先进的技术。他们提出了直接对IF信号采样的概念。这些技术通常使用模拟电路来实现将IF信号转换到数字域，由于这一趋势将遇到几个设计上的困难，要克服这些困难，则将导致实现起来更加昂贵。

本发明介绍一种用于模数转换器的新的设计方案，它能够对调制载波(IF)信号进行采样，并下变频为基带。本发明所包括的下变频数字化转换器实现下面三个过程：

1.将调制IF信号转换成为数字表示(即，数字化)。

2.将调制IF信号下变频为基带同相和正交分量的数字表示。

3.对处理过的调制IF信号幅度进行自动控制，以便扩大数字化处理的动态范围，把量化噪声减至最小。

图1是本发明的下变频数字化转换器的方框图，它包括下列元件：

1.数字控制可变增益放大器(200)，所述放大器根据增益控制逻辑电路(300)所产生的控制信号调整调制IF输入信号(100)的幅度。

2.增益控制逻辑元件(300)，它将预测滤波器的输出信号(410)转换成为控制信号(310)，所述控制信号用来设置可变增益放大器(200)的增益值。

3.模拟量加法元件(500)，它通过将放大器输出信号(210)所述数字加法元件(1200)的输出信号在利用数字量模拟量转换器(DAC)(700)转换成为模拟表示之后相组合，产生误差信号(510)。

4.采样元件(800)，它将误差信号(510)转换成为数字表示(810)。

5.预测数字滤波器(400)，它利用采样误差信号(810)的混淆(aliased)分量(810)构成调制IF输入信号(100)的数字表示的预测值。

6.零偏移器元件(600)，所述元件计算由于操作所产生的偏移值，并提供给数字加法元件(1200)一种修正信号。

7.数字加法元件(1200)，所述元件将偏移修正信号(610)的反信号(inverse)与预测滤波器的输出(410)相加，以便提供DAC输入信号(1210)。

8.数字模拟转换器(DAC)元件(700)，它将数字加法元件(1200)的数字输出(1210)转换为模拟表示(710)。

9.数字正交混频器(900)，它将预测滤波器的输出(410)混频为基带同相(I)(910)和正交(Q)(920)数字分量。

10.分别为同相(I)(910)和正交(Q)(920)基带输出信号提供的两个速率衰减滤波器(1000，1100)，它们用来：(a)滤掉不要的混淆分量；(b)将采样速率减小到与调制信号的带宽相当。

整个下变频数字转换器具有模拟量部分、数字量部分和混合信号部分。在本发明中，尽量将模拟量部分减到最小，使得能够最大限度地利用数字信号处理技术的灵活性。图1中下变频数字转换器的模拟量部分包括可变增益放大器(200)和模拟量加法结点(500)。反馈DAC(700)和采样器(800)是混合信号元件，其功能是在反馈通道内进行信号从数字量到模拟量的转换，并在前馈通道中进行信号从模拟量到数字量的转换。下变频数字转换器中的所有其它元件都利用数字式硬件来实现，并以采样时钟速率(50)来工作。

本发明的下变频数字转换器的工作能够通过三个环路的工作来进行最佳的描述，每一个回路包括了前面所述的元件中的一部分。首先，预测环路包含加法器(500)、采样器(800)、预测滤波器(400)、数字加法元件(1200)，和反馈DAC(700)。第二，零偏移器环路包括零偏移元件(600)，数字加法元件(1200)，DAC(700)，模拟加法元件(500)，和采样器(800)。最后，自动增益控制环路包括自动增益控制逻辑AGC(300)、可变增益放大器(200)、模拟加法元件(500)，采样器(800)和预测滤波器(400)。

下变频数字转换器输出信号(1010和1110)分别是调制的同相(I)和正交(Q)基带分量的多位数字表示。这些输出信号通常被送到接收器的数字解调部分，用来检测并取出调制信息。

本发明的下变频数字转换器的根本要素是预测环路的特性。所述环路产生对于输入信号(100)的预测(710)。当在加法器(500)减去所述预测值时，产生预测误差信号(510)。在稳态工作方式下，预测环路将使得预测误差信号(510)为最小。当所述过程完成时，预测滤波器(400)的输出是模拟调制输入信号(100)的数字表示。通过使预测滤波器最大的频率响应处在采样器(800)采样之后的调制载波的频率上、来得到最小的环路误差信号。根据这一原理，采样器(800)在下变频数字转换器的工作中起着关键的作用。

由于下变频数字转换器的工作是根据在稳定状态下使预测误差信号最小的原理，所以这个误差信号通常接近于零。由于非理想的操作，将产生一定的偏移。这些偏移将使误差信号偏离它的零点的正常值。零偏移器环路预定产生对于这些偏移的估计值，并从误差信号中消除这些偏移。

模拟输入信号到数字量的转换成功的关键取决于下变频数字转换器的动态范围。由于下变频数字转换器是基于通过反馈通道信号(410)产生输入信号(100)的数字预测值的原理而工作的，所以这个预测值是适合于用来产生一种量度的最佳值，所述量度将AGC放大器(200)设置到合适的增益值。AGC环路的目的是将调制载波(100)的幅度保持在预测环路的动态范围以内的电平上。采样元件(800)

由于本发明的下变频数字转换器是基于对最小的预测环路误差信号进行采样的原理而工作的，所以这种误差信号用一位来表示就足够了，因此，可以用廉价的1位模数转换器(ADC)来实现所述采样器，如图2所示，所述ADC包括限幅放大器(840)和“D”触发器(850)。一般来讲，本发明的任何一个特殊的应用都能够用多位采样器来实现。然而，由于可以廉价地实现下变频数字转换器，所以以下对使用1位采样器的下变频数字转换器的说明被用来作为最佳实施例说明的基础。

在本发明的范围内，采样元件将环路误差信号从模拟量转换成为数字表示。作为这样采样处理的结果，所述采样输出信号(810)包括环路误差信号(510)的混淆分量。本发明的预测电路使用调制载波(100)的最低的混淆分量，用fa来表示。调制IF载波(100)的频率fc，采样时钟(50)的频率fs，和混淆分量fa之间的关系是：

fc＝[m+n]fs (1)

和

混淆分量

fa＝nfs

这里m表示整数，而n是小数，且

- \frac{1}{2} \leq n \leq \frac{1}{2} .

当

n = &PlusMinus; \frac{1}{4}

时，将大大地降低预测滤波器(400)和数字正交混频器(900)的复杂性。

限幅放大器(840)产生双稳态连续时间信号(841)，“D”触发器在时钟周期边沿将所述信号转换成为数字采样信号。

在如图2所示的采样器设计中，1位ADC(830)是由高增益放大器(840)来实现的，当误差信号(510)的幅度大于反馈DAC(700)的最低有效位(LSB)的幅度的二分之一时，所述放大器进行限幅。“D”触发器(850)在时钟边沿对高增益放大器(841)的输出进行采样。所述触发器具有输入阈值，使得当放大器的输出(841)高于其电压范围的一半时，触发器将认为是数字逻辑“1”，当放大器输出(841)低于电压范围的一半时，触发器将认为是数字逻辑“0”。

根据用来实现1位ADC的半导体技术的增益带宽特性，可能需要在图2的限幅放大器(840)之前加上跟踪保持电路。当以采样频率fs工作时，跟踪保持电路有效地向限幅放大器提供较低频率fa的混淆分量，频率fa处在用来实现限幅放大器(840)的半导体技术的增益带宽范围以内。1位ADC的设计者需要进行折衷分析，以便根据IF的中心频率，采样时钟频率(fs)，和用来实现1位ADC的半导体技术的增益带宽特性确定跟踪保持电路的要求。

预测滤波器元件(400)

在本发明的操作中，预测滤波器(400)起着关键的作用。预测滤波器利用1位采样器(800)将误差信号(510)从其连续时间的模拟表示转换成为采样数字表示，环路的预测滤波器元件是利用数字信号处理技术来实现的。预测滤波元件预定产生下一采样周期时的调制中频IF(100)的预测值。在本发明中，通过设置预测滤波器(400)的极点使其在频域上与经过采样器(800)采样后的调制中频IF(100)的混淆分量(fa)的中心频率相一致。产生下一采样周期的调制中频IF(210)有效的预测值关键要求是调制带宽(W)要稍微低于时钟速率(fs)，所述时钟频率根据下式又与载波频率有关：

W＜＜fc＝[m+n]fs (2)

其中m是整数，n是小数，且

- \frac{1}{2} \leq n \leq \frac{1}{2} .

如前所述，当

n = &PlusMinus; \frac{1}{4}

虽然本发明的下变频数字转换器的操作对于任何整数值m都是有效的，但是选择m≥2将使得要被选择的采样时钟频率(50)低于IF的中心频率fc。这样的选择将大大地简化下变频数字转换器的设计，并且使它能够对比其它情况下可能的IF信号频率更高频率的IF信号进行数字化。这种设计具有下面的优点，即下变频数字转换器的数字部分工作在更低的时钟频率fc下同时保持更高的IF中心频率fc。更低的时钟频率fs(50)导致下变频数字转换器的数字硬件具有更低的功耗和更低廉的成本，以及更加简单。更高的IFfc减少了在下变频数字转换器之前的射频元件的成本和复杂性。这样使系统设计者能够通过将IF中心频率选择在达到最廉价的无线电设计的数值，同时将采样频率选择在达到最廉价的数字硬件设计的数值，来将整体的成本降至最低。

预测滤波器元件(400)的一般结构如图3所示，所述预测滤波器元件的结构是一些滤波器的串联，这些滤波器的Z平面传递函数分别由A_k(z)来表示，k＝0到K-1，K代表预测滤波器的阶数。在求和产生预测滤波器的输出之前通过增益因子a_k对每一级的输出进行加权。如图3所示的滤波器级，预测滤波器的每一级都是由二阶滤波器来实现的，二阶滤波器的复极点位于如图4所示的z平面上。

调整滤波器的系数(b₁)_k将改变正实轴和极点半径之间的夹角。它确定滤波器级的谐振频率(f₀)_k。调整滤波器的系数(b₂)_k将改变与z平面原点相关的极点对的径向距离。它将确定滤波器3分贝带宽(BW_3db)_k。这些关系由下列方程(3)来确定：

第K个滤波级的Q值由下面的表达式来确定：

Q_{k} = [\frac{f_{0}}{{BW}_{3 db}}]_{k}, k = 0,1, \cdot \cdot \cdot k - 1

r_{k} = \sqrt{\frac{\sin (π [1 - \frac{1}{{2 Q}_{k}}]) - 1}{\cos (π [1 - \frac{1}{{2 Q}_{k}}])}} - - - (3)

θ_{k} = 2 π \frac{{(f_{0})}_{k}}{f_{s}}

(b₁)_k＝-2r_kcos(θ_k)

(b₂)_k＝r_k

极点的位置确定预测滤波器(400)的频率响应。预测滤波器级的最大频率响应位于采样后的调制IF(f₀)的中心频率上或在其附近。通过重要信号的特性来确定极点的精确位置。

因为是利用数字信号处理技术来实现预测滤波器元件(400)的，所以能够把极点选择在实现最佳性能的位置上。这样的极点位置对于模拟量来说也许是不可能的，因为由温度，工艺，老化等引起的元件变化会导致滤波器不稳定。另外，数字化的滤波器可以通过改变滤波器的系数对滤波器的响应重新编程，这样，使得预测滤波器的特性可以与输入信号(100)相匹配。

通过本发明能够实现的主要优点之一是，预测滤波器(400)是由数字式滤波器来实现的。与模拟式滤波器的设计不同，所述滤波器不会由于工艺，温度和老化而使其性能变化。另外，能够对预测滤波器的响应进行再编程，使其与调制中频IF(100)相匹配。在本发明的范围内，可以对如图3所示的一般的预测结构的以下参数进行再编程：

K＝滤波器的级数

a_k＝每一级滤波器的加权增益

(f₀)_k＝每一级滤波器的中心频率

(BW_3db)＝每一级滤波器的带宽

通过对这些参数重新编程可以改变本发明的预测环路的频率响应。通过实现方程(2)所述的关系，利用得出这些设定值的外部算法，根据初始化或动态地进行这些参数值的设置。

传统的宽带的模数转换器将量化噪声加到了信号的数字表示上，所述信号复盖整个从0Hz到fs/2的采样后的信号的奈奎斯特(Nyquist)带宽。另一方面，本发明的数字预测环路具有将量化噪声限制在更窄的带宽内的固有的优点。这种噪声的带宽比奈奎斯特(Nyquist)带宽窄得多。这种在预测环路之后的数字处理在宽带噪声方面的降低缓解了对其后的数字信号处理元件的设计限制。在早些时候所述的动态频率响应调整期间，一直地保持着窄带噪声的特性。

本发明的动态频率响应调整的特征对于很多的场合都有用处。例如，通过利用外部算法来跟踪调制IF(100)的瞬时载波频率，方程(3)所描述的计算方法能够被用来动态地调整预测滤波器的系数(b1)_k和(b2)_k，以便随着由于多普勒效应，收发两用机振荡器偏移等所产生的频率改变，使预测滤波器级的中心频率(f₀)_k跟踪载波频率。这使下变频数字转换器可以保持调制中频IF(100)的数字表示的高的信号与量化噪声比。

本发明的动态频率响应调整特征的另外一个应用是，它可以被用来减少由于在多信道接收器的场合下，象蜂窝式电话系统的干扰信号所产生的畸变。在存在干扰的情况下，外部算法能够调整预测滤波器的参数，使其更好地预测干扰信号，这样经过后面的数字滤波删除这些信号，不需要对主要信号进行整形。通过比较所述预测滤波器结构(400)的相邻各级的输出的信号功率，这种外部算法能够得出相邻信道的干扰的量度。当这一比较表示相邻信道存在强干扰时，则可以利用方程(3)的算法动态地调整预测滤波器的系数(b₁)_k和(b₂)_k，以增加预测滤波器的有效带宽(BW_3db)_k。增加预测滤波器的有效带宽防止由于邻近频道强干扰所可能引起的不良影响，如斜率过载和互调效应。因此，利用预测数字滤波器的动态频率响应调整的能力，本发明的下变频数字量转换器预定能够对邻近信道干扰的异常增长动态地起反应，同时当干扰在额定的电平以内时保持较高的动态范围。

数字式预测滤波器(400)的另外一个优点是字长扩展功能。换句话说，预测滤波器的输入样值(810)可以由1位量化信号组成，而预测滤波器的输出(410)可以是多位的。采样器可以由1位采样器来实现，因此本发明通过简化采样元件减少了制造成本，而又没有降低其性能。另外，预测滤波器(400)的字长扩展功能增加了数字表示(410)的精确度。

在数字信号处理系统中信号的动态范围是由数字表示的位数来确定的。每增加1位可以提供大约6分贝的动态范围。预测滤波器(400)产生字长扩展功能，导致信号数字表示(410)的高的动态范围。本发明的动态范围部分地由用于从所述预测滤波器输入到DAC(700)的反馈信号(410)的位数来确定。所述位数的确定是根据下面的因素：(1)反馈DAC(700)的实施成本；(2)动态范围的要求；以及(3)预测滤波器(400)的复杂性。

图5说明了通过将预测滤波器的阶数从1增加到2，所得到的动态范围和检测带宽的改进。通过对量化误差信号(810)的功率谱密度的整形得到这种改进。这些图表示了当预测环路的输入包括其方均根值(rms)等于反馈DAC(700)的最低有效位LSB(Δ)的加性高斯白噪声(AWGN)时，采样器输出的功率谱密度。所述功率谱图显示：使用二阶预测滤波器时，对于采样带宽的更宽的频率范围、所述量化噪声的电平更低。更高阶的预测滤波器可使环路从主要带宽上消除更多的噪声，因此在量化误差信号频谱上产生一个凹谷。二阶预测滤波器将产生一个更大的凹谷。凹谷的大小和形状确定环路减小中心频率fa附近采样信号量化噪声的程度。它是一种指示，表示在下一采样周期上预测滤波器是如何预估信号的。

预测滤波器元件(400)在环路内完成两个功能。第一它产生下一采样周期输入信号(100)的估计值。其次，预测滤波器元件(400)滤掉量化噪声，同时增加信号(410)数字表示的字长。降低了输出信号的噪声带宽正是预测滤波器的第二个功能。传统的模数转换器注入量化噪声(σ_e ²)，其功率为：

σ_{e}^{2} = \frac{Δ^{2}}{12} - - - (4)

在传统的ADC的输入端的热噪声将被采样和输出。下变频数字转换器通过使采样后的信号(810)通过所述预测滤波器(400)来产生其输出信号，预测滤波器(400)是一种适合于主要信号的窄带带通滤波器。因此，在含有所需信号的频带外面的噪声分量在预测滤波器中将被大大地衰减。(频带外的附加滤波由速率衰减滤波器(1000，1100)提供)。由于预测滤波器增加了采样后的信号的字长，所以减小了信号最低有效位的幅度，并且(由方程4可知)减小了量化噪声的功率。另外，通过精确地选择预测滤波器的极点，能够进一步地降低整个预测环路热输入噪声以及调制信号带宽对近区域外面的量化噪声。这种噪声整形特性要求预测滤波器的极点位于z平面单位圆的内部。

模数转换器一般用动态范围来换取检测带宽。本发明的下变频数字转换器的动态范围由某一点上凹谷的深度来确定，在所述点上凹谷的宽度等于信号带宽。增加预测滤波器(400)的阶数将同时加深并加宽量化的噪声信号频谱的凹谷。因此，二阶预测滤波器的性能显著地优于一阶预测滤波器。二阶预测滤波器所提供的更深的凹谷能够实现更大的动态范围。凹谷越宽，则所要表示信号的带宽越宽，精度越高。

由于本发明的预测滤波器的输出(410)具有高的动态范围，所以DAC(700)必须支持相同的动态范围。快速并宽动态范围的DAC比起相同大小和相同速度的传统的模数转换器实现起来经济得多。实际上，本发明利用简单并廉价的高动态范围DACs作为高动态范围、宽检测带宽的模数转换器中的元件。

考虑到硬件的芯片大小，比起其它过采样的方案来说，使用数字预测滤波器(400)和多位DAC(700)具有多个优点。例如，典型的过采样模数转换器利用转换电容来实现滤波和信号的加减功能。这些方案需要利用相当大的芯片面积来实现转换电容。相反，实现本发明的DAC(700)只需可比的过采样转换器转换电容结构所用的芯片面积的一小部分。另外，数字式预测结构可以用最小特征尺寸的晶体管来实现，从而实现预测滤波器(400)的数字逻辑电路只占很小的芯片面积。

通过选择采样调制载波的频率(fa)等于fs/4可以进一步地减小本发明的成本。选择预测滤波器各级的中心频率(f₀)_k等于fa＝fs/4，通过在预测滤波器中产生微小的增益值，可大大地简化所述电路。这将在下面提供的电路实施例中进行图解说明。

数模转换器(DAC)(700)

所述元件将预测滤波器输出(410)的数字表示的求和信号(1210)和零点偏移修正信号(610)转换成为模拟表示(710)。DAC(700)的位数的选择要足以保证由DAC(700)所产生的量化噪声低于所述DAC之前的预测滤波器(400)的量化噪声和预测噪声。

数字加法元件(1200)

数字加法元件将零点偏移修正信号与预测滤波器的输出(410)相加，提供DAC的输入信号(1210)。

模拟加法元件(500)

模拟加法元件将预测信号的模拟表示(710)与被放大、调制的IF信号(210)相加，产生误差信号(510)。环绕预测环路的总延迟被保持在两个时钟周期。当与fa＝fs/4的选择相结合时，这一延迟的作用将导致反馈信号(710)符号反转。这使得能够通过将信号(710)简单地与模拟加法结点(500)的输入信号(210)相加来实现负反馈。

自动增益控制逻辑电路(300)

接收器动态范围一般要求要比单独由模数转换器所获得的动态范围大得多。两个起作用的因素确定被接收信号的动态范围。第一，含有调制信息的快变分量。动态范围的这一分量被称为瞬间动态范围。第二，由于外部因素所产生的慢变分量，所述分量不载有与调制信息相关的有用信息。接收器必须具有足够的动态范围支持这两个分量。由本发明预测环路所提供的动态范围可以预定等于或大于被接收信号的整个动态范围。然而，利用下面的事实能够实现更具成本效益的方案，即所接收的信号的动态范围部分地包含慢变分量，所述分量没有与调制相关的有用信息。利用预测环路之前的自动增益控制环路(AGC)能够去掉所述分量。由于预测滤波器的输出(410)是对到达下变频数字化转换器输入端的调制载波(100)的数字预测值，所以这个信号是用于控制AGC的理想信号。

AGC环路的目的是将调制IF(100)的幅度保持在预测环路动态范围以内。AGC环路的方框图如图6所示。AGC环路包括AGC控制逻辑电路(300)，可变增益放大器(200)，模拟加法元件(500)，采样元件(800)和预测滤波器(400)。AGC控制逻辑电路(300)包括功率检测器(320)，加法结点(330)，AGC环路增益元件(340)，AGC环路滤波器(350)，和增益控制编码器(360)。功率检测器(320)提供预测滤波器输出(410)的功率的估计。AGC环路对包括功率或幅度的信号电平的任何单调函数起作用。

把功率检测器的输出(321)与设定值控制器(370)所提供的外部AGC相比较，产生AGC增益调整信号(331)。AGC设定值控制器(370)调整AGC输出的电平(210)。AGC控制逻辑电路(300)设置AGC(200)的增益、使得放大器输出(210)的信号电平与AGC设定值控制器(370)的AGC设定值相匹配。AGC控制逻辑电路(300)的输入是预测滤波器输出(410)和AGC设定值控制器(370)的输出。AGC环路增益元件(340)将AGC增益调整信号(331)放大。AGC环路增益元件(340)的增益确定环路稳定时间。

AGC环路滤波器(350)对放大后的增益调整信号进行滤波。由于AGC环路预定对动态信号中慢变化的信号分量起反应，所以AGC环路滤波器(350)通过对所述输出值进行平均降低了功率检测器输出(320)的速率。编码器(310)将环路滤波器输出(341)转换成为适当的格式、以便对可变增益放大器(200)进行控制。可变增益放大器(200)

可变增益放大器(200)随着AGC控制逻辑输出(310)的变化把增益加在接收信号(100)上。可变增益放大器(200)具有足够的可控制增益来完全去掉接收信号(100)动态范围上的慢变化分量。

零偏移器(600)

由于内部和外部产生的偏移，会使所有模数转换器的性能降低，导致数字输出信号偏离理想值。由工艺、温度和老化，以及通过不希望有的模拟耦合而加到输入信号上的采样时钟谐波的混淆引起的元件变化会导致这些偏移。对这些偏移进行检测和删除是困难的。

本发明的下变频数字转换器的优点是具有集成化的零偏移元件(600)，它能够自动并动态地检测和删除可能会不利于模数转换的偏移。传统的模数转换器不能够动态地删除偏移误差的影响。一般的模数转换器需要手动校正或是在校正期间需要转换器离线的校正方式。这些校正形式是非动态的，并且容易受到温度和老化的影响，并由于偏移最终导致性能的降低。

下变频数字转换器的零偏移元件(600)确定运行期间的补偿，因此不需要离线方式的手动调整。在模数转换过程中，零偏移器连续地估计偏移的大小并将其去掉。

零偏移器环路的方框图如图8所示。零偏移器环路包括零偏移元件(600)，数字加法元件(1200)，DAC(700)，模拟量加法元件(500)，和采样器(800)。

因为预测环路的操作使得误差信号(510)为零，在没有偏移的情况下，采样器(800)的输出平均值应当为零。如果存在偏移，采样器输出的平均值与所述偏移成比例。零偏移器(600)将采样器输出平均化，以确定偏移修正信号(610)。零偏移环路滤波器(620)计算采样器输出(800)的平均值。然后利用数字放大器(630)将估计的偏移值放大，并与预测滤波器的输出相加产生反馈信号(1210)。

数字正交混频器(DQM)(900)

DQM(900)的功能是将具有一个中心频率fa的预测滤波器(400)的输出下变频为基带同相(I)和正交(Q)分量。按惯例，这种到基带的下变频需要用sin(fa)和cos(fa)乘以中心频率为fa的信号，以便分别产生(I)和(Q)分量。在本发明中，由于fa被选择成等于fs/4，所以在时钟fs的周期计算的sin(fa)和cos(fa)的值在fa的一个周期上简单地是(0，1，0，-1)。这样，本发明选择fa＝fs/4使得显著地简化了DQM元件(900)。如图7所示，DQM是一种简单的电路，它交替地将预测滤波器的输出样值传递到同相(I)(910)或正交(Q)(920)输出端。然后输出端I和输出端Q被交替地反相、以便产生最后的同相(I)和正交(Q)输出样值。

速率衰减滤波器(1000，1100)

速率衰减滤波器(1000)和(1100)完成两种功能：对同相(I)和正交(Q)分量进行滤波和采样。速率衰减滤波器预定消除由DQM(900)所产生的倍频项(2*fa)。另外，速率衰减滤波器对所述输入信号滤波、以便防止由采样速率降低引起的混淆。速率衰减滤波器的滤波比防止混淆所需的滤波大得多。设计这些数字式滤波器是为了使主要信号没有衰减地通过，而主要信号频带以外的不需要的信号被衰减。这种衰减使下变频数字转换器产生低于输入信号噪声频带的采样信号。

实现采样速率衰减是为了降低数字信号的处理速率。每一个速率衰减滤波器(1000和1100)的电路都是相同的。由于它们都是数字式的，所以下变频数字转换器的输出信号的同相(I)(1010)和正交(Q)(1110)分量不会由于伴随模拟电路的增益和相位失衡而丢失。

实施例

以无线电话接收机的一部分的形式来实施和验证本发明的下变频数字转换器。用于这种设计的半导体技术是CMOS，0.6微米，2-poly，3-metal。整个电路在混合信号CMOS集成电路上与其它功能相结合，并被证实满足无线电话接收机工作的设计要求。所述电路方案的详细情况如图9所示。

在如图9所示的实施举例中，调制中频IF的中心频率为fc＝82.8MHz，两边带宽为30kHz。对于这种特殊的设计，采样速率(fs)被选择为14.4MHz。这导致在3.6MHz上的频谱反相fa。它对应于下列方程1中的参数。

fc = 82.8 Mhz = [m + n] fc = [6 - \frac{1}{4}] * 14.4 Mhz

fa = - 3.6 Mhz = - \frac{1}{4} * 14.4 Mhz

负号表示频谱反相。

在对被选半导体技术的增益带宽特性、IF的频率、以及采样时钟频率的进行设计综合分析时，将确定采样器所需的跟踪保持电路。如图9所示，采样器(2800)是以跟踪保持电路、继之以限幅器和‘D’触发器的形式来实现的。使用跟踪保持电路是因为限幅器在fc＝82.8MHz上没有足够的增益带宽使得限幅器在下一采样周期上建立双稳态电平。跟踪保持电路产生频率为fa的混淆频率，限幅器能够将所述混淆频率激励到双稳态值上，并通过‘D’触发器转换成为数字格式。

如图9所示的预测滤波器结构的系数为：

a₁＝a₂＝1

(b₁)₁＝(b₁)₂＝0

(b₂)₁＝(b₂)₂＝1

在这种方案中，环绕预测环路从误差信号(2510)到预测滤波器输出(2710)的模拟表示的延迟为两个时钟周期。结果，加法器(2500)将DAC输出(2710)与调制载波(2100)相加，而不是相减。

根据对于整个下变频数字转换器所需的动态范围的分析，DAC(2700)被设计成9位的DAC。9位DAC(2700)具有最大峰-峰输出电压为250毫伏。DAC(700)具有足够小的建立时间，以保证误差信号(2510)在一位ADC(2800)的精确转换时间内建立。

零偏移元件的输出(2610)以数字表示的形式与预测滤波器的输出相加。然后把DAC输出与被模拟放大、调制的IF(2210)相加。预测滤波器和零偏移器的综合输出利用9位DAC被转换成为模拟表示。通过将零信号与预测信号的模拟表示(2710)与被放大、调制的IF(2210)相加，所述加法元件产生误差信号(2510)。

AGC控制逻辑(2300)预定控制多级放大器(2200)。通过可变增益的多级放大器所实现的总增益的最大值为71分贝，最小值为-1分贝。多级放大器的每一级都是数字控制的，并具有两个额定的增益值。通过数字控制逻辑电路输出(2310)中的1位来选择每一级放大器的额定增益值。按照下面的关系来控制可变增益放大器的增益级：

增益级类型

数字‘1’

数字‘0’

常规	7.0分贝	-3.0分贝
常规	7.0分贝	-3.0分贝	中间	4.0分贝	0分贝
精细3	0分贝	-2.0分贝	中间	4.0分贝	0分贝
精细3	0分贝	-2.0分贝	精细2	0分贝	-1.0分贝
精细1	0分贝	-0.5分贝	精细2	0分贝	-1.0分贝
精细1	0分贝	-0.5分贝	精细0	0分贝	-0.25分贝

DQM的实现如图8所示。以三个梳状滤波器级联的形式来实现速率衰减滤波器。速率衰减的输出被抽选至160ksps。速率衰减之后，每一个采样值被截断为10位。

通过图9所示的实施举例的集成电路所实现的动态范围的测量如图10所示，这里没有AGC环路的影响。如所述图所示，下变频数字转换器提供了大于52分贝的动态范围。这相当于一个双8位基带模数转换器同时进行从IF到基带的带有噪声衰减功能的下变频所能提供的动态范围。AGC环路的设计将这一动态范围扩展超过了124分贝。

虽然已经公开并描述了本发明的最佳实施例，但是，显然，本专业技术人员可以在形式和内容上对本发明进行各种改变，这并不背离本发明的精神，也没有超出本发明的范围。

Claims

1.一种下变频数字转换器包括：

与调制载波耦合的可变增益放大器，后者包括用来控制所述可变增益放大器增益的自动增益控制环路；

与所述可变增益放大器的输出耦合的二次采样预测环路；

与所述采样预测环路耦合的数字正交混频器；以及

与所述数字正交混频器的每一种输出耦合的速率衰减滤波器。

2.根据权利要求1的下变频数字转换器，其特征在于：所述二次采样预测环路包括在所述二次预测环路内的采样器。

3.根据权利要求2的下变频数字转换器，其特征在于：所述二次采样预测环路包括与所述采样器输出耦合的预测滤波器，所述预测滤波器的输出与数模转换器耦合，从所述可变增益放大器的输出减去所述数模转换器的输出，其结果作为所述采样器的输入。

4.根据权利要求3的下变频数字转换器，其特征在于：所述自动增益控制环路利用所述预测滤波器的输出为所述可变增益放大器提供自动增益控制信号。

5.根据权利要求3的下变频数字转换器，其特征在于：所述预测滤波器的输出是其位数比所述采样器的输出的位数多的数字字。

6.根据权利要求5的下变频数字转换器，其特征在于：所述采样器是1位的采样器。

7.根据权利要求3的下变频数字转换器，其特征在于还包括零偏移器，所述零偏移器响应所述采样器的输出而把偏移修正信号耦合到所述采样器的输入端。

8.根据权利要求7的下变频数字转换器，其特征在于：所述零偏移器响应所述采样器的输出的偏移而提供数字输出，并在耦合到数模转换器之前把所述零偏移器输出与所述预测滤波器的输出相组合，所述数模转换器的输入位数足以保证由数模转换器引入的量化噪声低于所述预测滤波器的量化噪声和预测噪声。

9.根据权利要求3的下变频数字转换器，其特征在于：环绕所述预测环路的总延迟为两个采样时钟周期，并且采样速率是所述调制载波的最低混淆分量频率的4倍。

10.根据权利要求9的下变频数字转换器，其特征在于：通过交替地将所述信号输送到每一个信道并且交替地把输送到每一个信道的所述信号反向，所述数字正交混频器将其以采样速率输入的输入信号乘以序列0，1，0，-1和1，0，-1，0。

11.根据权利要求10的下变频数字转换器，其特征在于：所述速率衰减滤波器预定消除在所述数字正交混频器中产生的最低混淆信号的倍频项。

12.根据权利要求3的下变频数字转换器，其特征在于：所述采样器是1位采样器。

13.根据权利要求12的下变频数字转换器，其特征在于：所述1位采样器包括限幅器和触发器。

14.根据权利要求12的下变频数字转换器，其特征在于：所述采样器的工作频率为fs，所述频率fs低于调制载波的中心频率fc。

15.根据权利要求12的下变频数字转换器，其特征在于：所述采样器的工作频率为调制载波的中心频率fc。

16.根据权利要求12的下变频数字转换器，其特征在于：所述采样器的工作频率是调制载波的中心频率的4倍。

17.根据权利要求3的下变频数字转换器，其特征在于：所述采样器的工作频率为fs，所述频率fs低于调制载波的中心频率fc。

18.一种下变频和数字化的方法，其特征在于包括以下步骤：

提供采样器、预测滤波器、数模转换器和加法元件，所述采样器对输入的模拟量进行采样，并提供响应所述输入的数字化输出，所述预测滤波器接收所述采样器的数字化输出，所述预测滤波器的输出通过数模转换器被转换成为模拟量，并通过模拟加法元件进行负反馈；

将调制载波耦合到其中心频率为fc的模拟加法元件；

所述采样器按照低于频率fc的采样器时钟频率工作。

19.根据权利要求18的下变频和数字化方法，其特征在于：所述预测滤波器的输出是其位数比采样器的输出位数多的多位字。

20.根据权利要求19的下变频和数字化方法，其特征在于：所述采样器是1位采样器。

21.根据权利要求18的下变频和数字化方法，其特征在于：所述预测滤波器使用数字处理技术。

22.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述预测滤波器是可编程的，使得可以与调制载波的载波频率、采样器的采样频率以及调制载波的带宽相匹配。

23.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述预测滤波器在初始状态时是可编程序的，使得可以与调制载波的载波频率、采样器的采样频率以及调制载波的带宽相匹配。

24.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述预测滤波器是可编程的，使其与提供给加法元件的调制载波相匹配。

25.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述预测滤波器是可以动态地重新编程的，使其与提供给加法元件的调制载波的变化的特性相匹配。

26.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述预测滤波器的滤波器的级数、每一级的加权增益、每一滤波器的中心频率、以及每一滤波器级的带宽是可编程的。

27.根据权利要求26的方法，其特征在于：所述预测滤波器是可编程的，使其能够响应由多普勒效应、收发两用机振荡器偏移以及所述调制载波特性的变化引起的载波频率的变化。

28.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述预测滤波器的级数是可编程的。

29.根据权利要求21的方法，其特征在于：所述把调制载波耦合到模拟加法元件的步骤包括将所需的调制载波和至少一种邻近调制载波耦合到模拟加法结点的步骤，以及所述各级预测滤波器的极点是可编程的，以便与调制通道及相邻的调制载波的频率相一致。