TW432845B - Method of sampling, downconverting, and digitizing a bandpass signal using a digital predictive coder - Google Patents

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4328 45 . A7 ___ B7五、發明説明（1 ) 經濟部中央標準局員工消費合作社印装 1. 發明领媸 本發明係關於一使用數位信號處理技術設計射頻接收器的 領域。 2. 相關前蚩 下列參考文獻與本發明相關：(1) 1952 年 Philips Res. Repts,，Vol. 7 第 442 至 466 頁，F. de. Jager之’’Delta modulation - a method of PCM transmission using the one unit code” ； (2) H.S. McDonald 之 1 970年美國專利第 3>526,855 號 (1 968 年申請）”Pulse code modulation and differential pulse code modulation encoders” ； (3) 1 975 年 Wiley出版、R. Steele 之” Delta Modulation Systems”，紐約； (4) H. Inose、Y. Yasude 和 J. Murakami等人 1962年 9 月之 IRE Trans. Space Elect. Telemetry, vol. SET-8 第 204-209 頁之 ”A telemetering system code modulation— Δ - Σ modulation” ； (5) SS.K. Tewksbury 和 R.W. Hallock 等人在 1978年 7 月 之 IEEE Trans. Circuits Sys·，vol. CAS-25，第 436 到 447 頁之 ”Oversampled，Linear Predictive and Noise-Shaping coders of order N> 1’，； (6) D.B Ribner在 1994年 4 月之 IEEE Trans. Circuits Sys·， Vol. 41， no. 6，第 402-405 頁之 ’’Multistage bandpass delta sigma modulator” ； -4 - 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210 X 297公t ) I--------&---一---IT------^ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 4328 45 . A7 ____B7 五、發明説明（2 ) (7) A. M‘ Thurston 在 1 995 年 GEC Journal of Research Incorporating Marconi Review and Plessey

Research Review, vol. 12，no. 2 第 76-85 頁之”Sigma delta IF A-D converter for digital radios” ； (8) N. van Bavel 等人在 1 994 年之 IEEE Custom

Integrated Circuit Conferences,第 1 6.5.1 到 1 6.5.4 頁 之 ” An analog/digital interface for cellular telephony” 。 在實施射頻接收器時使用數位信號處理（DSP)技術有 許多優點。但是，這些優點必須依賴有效將信號由類 比轉換成數位域的大程度能力而定。 經濟部中央標準局員工消費合作社印裝 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 在傳統的R F接收器實施例中，所接收之信號經由一 ;人或多次轉換而被降頻為相位内（1)和正交（Q)基頻元 素而成為中頻（IF)(使用類比電路），然後使用一對在基 頻下操作的類比脈波密碼調變器（PCM)型類比至數位 A/D轉換器將之轉換成數位域。在使用此設計方式時 會存在許多衰退源’如此將限制了可獲得的效能。在 用以混合信號至I和Q基頻的元素之本地振盪器中的任 何相位誤差皆將會減弱接收器區別IF中心頻率以上和 以下的信號元件之能力。例如，為有4043(^0)之區 別’需要使這些本地振盪器正交在〇·5度以内，包括所 有因老化、溫度和製造容忍度而有之漂移β接著必須 經由多達兩對類比路徑且包括A/D轉換功能的方式維 持此相位的正確度。同樣地，此兩類比路徑的振幅響 本紙伕尺度通用中國國家標準（CNS ) Α4规格（210X297公着） 4328 45 - A7 B7 經濟部中央橾牟局員工消费合作社印裳 五、發明説明（ 應（包括兩個A/D轉換器之間的任何择 ?良妤地匹配，以保留接收器 、配)必; 〇.刚以下。如此的容忍度可以利用一校 成或是超過，但是，在—對蛰斤玖，Τι 早抓程而達 宠刃♦ 1 μ Ϊ 徑中要取得這樣的 各心度疋备以為*的，因此，提供了直 數位化的動機’且因而避免這些所有的平衡問題％號 丄使用PCM型之多位元A/D轉換器以直接對所收到的υ 信號做轉換的設計方式可省略IF/基頻類比電路的需 求。，雖然使一本質上為多數的高速數位開關設置在感 ，式RF電路侧邊上會有干擾的問題，但潛在的利益通 常被認為將比此設計困難的問題還要重要β另一個因 為IF信號的數位處理所引致的問題是需要進行高速的 A/D轉換’這是因為在接收器之早期階段中要求較高 線性而導致的問題。傳統的多位元A/D轉換器有如下 之特性：可利用的信號頻寬等於取樣頻率的一半，如 此較小的區間以允許反別名之濾波。一轉換器之頻寬 和解析度之乘積（或動態範圍）是其效能之量測，且它 基本上會被反映在設計裝置的困難上並且被延伸到其 市場的價格。因為一典型的IF信號與其載頻比較起來 是窄頻，因而使用寬頻的多位元轉換器對一非常特定 的問題並無法表現出最好的碼化結果。A/D轉換器的 處理額外消耗中某些量之減少亦可以使它在一次取樣 模式下操作的方式達成，使得載頻高於取樣頻率。但 6 本紙沬尺度適用中國國家標华（CNS) Α4規格（210.乂297公幻 (諳先閱讀背面之注意事項再填寫本頁)

，1T 涞 經濟部令央橾準局員工消費合作杜中製 4 3 28 45 . A7 五、發明说明（4 ) 是，本方法之達成此頻寬和動態範圍設計的目標要求 在轉換之前先有增進的頻道濾波，以防止其他的頻道 假進入帶頻中，而使成本和電力消耗增加。 以預測性和内插入編碼原理（如△轉換器和Σ a轉換 器）為基礎的A/D轉換器（雖然傳统上是在基頻信號 下，特別是指音頻下操作）展現出吸引人的特性（見前 之參考資料）。首先，他們是過取樣編瑪技術，他們可 由微調的量化而非微調的位準量化方式得到碼化的準 確度。因此’對一給定的取樣頻率而言，與標準的脈 波編碼調變（PCM)技術比較起來，可使用的頻寬可大 為減少’且在需求上的此交易（trade-off)也可由適合 於低容忍度的元件之簡化設計反映而出。通常，需要 這類的轉換器之類比濾波因而是相當簡單的。 這類的編碼技術之第二項優點在於他們本質上的線 性。一多位元的轉換器對於元件的容忍度非常敏感， 在類比和數位時域之間的非線性映射是難以避免的。 一可非常成功地克服此結果的方式是使用高位準的外 加震動器（dither)，它能有效地解出輸出信號中的非線 性，並可減少對一良性雜訊源的效應。本技術可用以 ，，碼器中移除其非線性的效果，但其最後的限制效 能是一 PCM碼化的功能，且其本身可引入高度相關的 失真，此失真在一包含平均間隔的無線電頻道的應用 中很可能會出現困難。 在一尚頻IF的類比至數位轉換中，使用内插型編碼 -7- 本纸法尺度家料（叫Α4· (ϋ297公釐 .I--------^---.--—ΐτ------^ (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁〕 4.328 45 ? A7 B7 經濟部中央橾準局員工消費合作社印製 五、發明説明（ 器（亦即Σ △轉換器）的方法已為許多作者揭露過’如 前述最後兩項參考文獻的作者。雖然這些技術的優點 已清楚地由這些作者描述過，但仍存在有許多實施上 的挑戰，急待著眼於得到低成本和低功率消耗的目標 之设什者予以克服。這些挑戰中最相關者是雖然事實 上’這些技術最後會產生該11?信號的過取樣信號位元 (1位元）數位表示，此信號必須先被由其類比的連續時 間表示轉換成一類比的時間離散的表示，此時，在它 被映射至數位式時域（亦即量化或數位化）之前要先經 一精心的時間離散類比電路的處理。此外，這些技所 提供的高動態範圍和低量化雜訊等優點通常需要實施 高階的編碼迴路，因而其複雜度大大地增加。 發明概要 本發明使用預測性密碼化原理實施一取樣降頻A/D轉換 器。利用將取樣器放置於預測迴路中的方式，可以DSP 技術實施預測性迴路濾波器，因而可減少因使用時間離 散的類比電路的複雜性。接著，使用一 D/A轉換器使該 預測性迴路濾波器之輸出重新映射至類比時域中，自輸 入的類比信號中減去該預測性的濾波輸出，以產生預測 誤差信號。因此，經由直接地取樣該預測誤差和使用一 低成本的多位元D/A將該預測性迴路濾波器轉換成類比 形式，本發明可省略使用時間離散的類比電路，並且可 大大地減少轉換器設計的複雜度。 在實施該預測性電路所最常使用的DSP技術中，現已可 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210 X 297公釐） Ί--------良---,---訂------線 (諳先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標率局員工消費合作社印聚 4 3 2845 五、發明説明（6 ) 犯使用由這些技術所提供的複雜度來採用數位式預測迴 路的特性，以與輸人錢的特性匹配。如此，可允許保 留較高的動態範圍和具較低階和較不複雜的預測迴路之 較低量化雜訊效能。 本發明义數位式預測編碼器的動態範圍效能可進一 步地由使用迴路的數位輸出予以擴展，以產生用以控 制放在預測性迴路輸入前方的增益可變之放大器的信 號。 此外’轉換器的DC偏置效能可以經由加入一偏置零 化數位信號處理元件的方式而大大地增強’該元件被 用來提供由不同電路所引入的偏置。然後使該偏置預 估數位式地與預測性濾波器的輸出聯合，使之被引入 取樣器的輸入上。 本發明在四個方面可與在習知前案中所列的參考前 案有所區別。第一，將取樣器放置在預測性迴路中可 允許該預測性濾波器以D S P技術實施，因而可降低整 體轉換器的複雜度，並增加重新程式化該預測性濾波 器特性的彈性，而得改良了轉換器之動態範圍和雜訊 效能。第二’使預測性編碼器在—次調和模式下操作 可允《争預測性迴路降頻信號，並且可進· 一步地減少用 以實施預測性數位濾波器的數位邏輯之複雜度。第 二’使用數位預估迴路輸出以控制施加在輸入信號上 的增益位準可進一步地增加轉換器的動態範圍。第 四’使用一可省去因為實施電路旳不良而導致的偏壓 -9- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） ---------辦衣------„訂------線 * .1 C诗先聞讀背面之注意事項再填寫本頁〕 432845. A7 _______B7 五、發明説明（7 ) 之内建式偏置零化器（null er)可以動態地增加類比至數 位的轉換處理中的DC偏置效能。 -圖式之簡怵 圖1所示為本發明之降頻數位器之方塊圖。 圖2所示為圖1之取樣器的詳細方塊圖乂 圖3所示為圖1之預測性濾波器的一通用結構圖。 圖4所示為圖3之代表的濾波器級的z平面表示，此預 測性濾波器元件的每一級各以一二階濾波器的方式實 施。 圖5所示之流程圖係說明使預測性濾波器的階級由1 增加到2後在動態範圍和偵測頻寬内所獲得的改良。 圖6所示為AGC迴路的方塊圖。 圖7係說明圖I之數位正交混波器的較佳實施。 圖8所示為偏置零化器迴路的方塊圖。 圖9所示為本發明之一特定實施的方塊圖。 圖10所示為以圖9之例示實施例但無AGC迴路之效果 的積體電路所得的動態範圍之測量曲線。 較佳實施例之描怵 經濟部中央樣準局負工消費合作钍印製 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 在大部份的接收器設計中，所收到的調變信號被降 頻到為中頻（IF)，且被濾波以選擇需要的信號和拒絕 不需要的相鄰信號和頻道感應的雜訊及干擾。在現今 的接收器中，被降頻的IF必須被進一步地降頻為基 頻’並被數位化，然後以一數位解調器予以處理。處 理基頻下之信號的需求是因為直接取樣IF信號和處理 -10- 本纸伕尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） 4328 45 A7 B7 五、發明説明（8 ) 最後取樣的IF所需的高處理產出所導致的技術挑戰之 多工驅動而來的》 在帶通取樣中的最近發展已經顯現出來，它們引用 了直接取樣IF信號的原理。這些技術大多數使用類比 電路以使IF信號轉換至數位時域中，丑此將會遭遇幾 個設計實施上的困難，當為避免這些困難時’會導致 相當昂貴的實施方式。 本發明介紹一新穎設計的類比至數位轉換器的實施 例，該轉換器可以取樣和使一調變的（IF)載波降頻為 基頻。本發明所涵蓋的降頻數位器可得到下列三種處 理： 1 ‘使該已調變的IF信號轉換成數位的形式（亦即被數 位化）。 2. 使該已調變的if信號降頻為基頻之相位内⑴和正交(q)成 份之數位形式。 3. 自動控制該已處理的調變汗信號振幅，以擴展數位化過 程的動態範圍和使量化雜訊最小。 圖1所示為本發明之降頻數位器的方塊圖，其包含： \一(數位化控制的可變增益放大器（200)，它可根據增益控 經濟部中央樣準局負工消費合作社印製 制邏輯(300)所產生的控制信號（3丨〇)調整已調變之輸入信 號（100)的振幅 β 2.—增益控制邏輯元件（3〇〇)，用以將預測性濾波器輸出信 號(410)轉換成一用以設定該可變增益放大器（2〇〇)的增益值 之控制信號(310)。 3. —類比的相加元件（5〇〇)，它由聯合放大器輸出信號 -11 - 本紙張尺度適用中國國家樣準（CNS ) Α4規格（21〇Χ 297公釐） 4 3 28 4 5 A7 B7 經濟部中夬樣準局員工消費合作社印装 五、發明説明（9 ) (210)和數位相加元件（丨2〇〇)的輸出（經過數位至類比轉換器 (DAC)(700)轉換成類比形式）之方式產生誤差信號(510)。 4-一取樣元件（800)，用以使該類比誤差信號（510)轉換成 一數位形式（810)。 5. —預測性數位濾波器（4〇〇)，它使用取樣誤差信號（810) 中的一假成份來建構該調變的IF輸入信號（1〇〇)的一數位化 表示的預測。 6. —偏置零化元件（600)，它計算因為實施而有的偏置值， 和提供一修正信號至該數位化的相加元件（1200)中。 7. —數位相加元件（〗200)，用以使偏置修正信號（610)的相 反值加至該預測性濾波器的輸出（410)上’以提供DAC輸入 信號（1210)。 8. —數位至類比轉換器（DAC)元件（700)，用以使該 數位相加元件（1200)的數位輸出（12 10)轉換成類比的 形式（710)。 9. 一數位的正交混波器（9〇〇)，用以使該預測性遽波 器（410)的輸出與基頻相位内⑴（9 10)和正交⑴^”^成 份混波= 10. 兩個用於相位内（1)(910)和正交（Q)(920)基頻輸出 的速率降低濾波器（1000、1100) ’這兩濾波器係用 以：（a)將不需要的假成份濾掉；和（b)降低取樣率， 以與該已調變的信號頻寬相同β 7 整體的降頻數位器具有一類比部份、一數位部份、 和一混合信號部份。在本發明中，該類比部份被^小 化以允許最大利用數位信號處理技術所提供的彈性。 圖1之降頻數位器的類比部份包含可變增益'° -12- 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） J--------^---^---,玎------^ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 4328 45 · A7 B7 經濟部中央標準局員工消费合作社印裝 本纸伕尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X 297公釐） 五、發明説明（10 ) (200)和類比總和節點（5〇〇)。反饋DAC(7〇〇)和取樣器 (800)是信號混合的元件，其功能是使信號分別在反饋 路徑中由數位轉換至類比時域，並可在前饋的路徑中 由類比轉換至數位的時域中。該降頻數位器的所有剩 下的元件皆使用數位硬體實施之，且以取樣時序（5 〇) 之速率操作。 本發明之降頻數位器的操入最好以三種操作迴路描 述之，i玄操作迴路各包含一組前述之元件。第一個預 測性迴路包含相加器（500)、取樣器（800)、預測性濾 波器（4 00)、數位相加元件（12〇〇)和反饋〇八(：（7 0〇)。第 二為偏置零化迴路，其包含偏置零化器元件（6〇〇)、數 位相加元件（1200)、DAC(700)、類比相加元件（500)和 取樣器（800)。最後為自動增益控制（agC)迴路，其包 含AGC控制邏輯（300)、可變增益之放大器（2〇〇)、類 比相加元件（500)、取樣.器（8〇〇)和預測性濾波器 (400)。 降頻數位器輸出信號（1010和Π10)分別是調變的基 頻相位内（I)和正交（Q)成份的多位元數位形式。這些 輸出信號正常被路由至接收器的一數位化解調部份 上’以偵測和取還已調變的資訊。 下面所述之本發明的降頻數位器之原理為預測性迴 路的特性。前述迴路產生輸出信號（1〇〇)的預測 (710)。當該預測（710)在加法器（5〇〇)上被減去時，即 產生一預估謨差信號（5 1 〇)。在一穩態的操作模式下， -13 - ——— J--------茛---r.Jir------線. (請先Μ讀背面之·.¾意事項其填寫水 經濟部中央樣準局員工消费合作社印製 2S 4 · A7 _*_ B7 五、發明説明（11 ) 該預測性迴路會使預估誤差信號（510)最小化。當此被 元成時，孩預測性滤波器（4〇〇)的輸出為類比調變的輸 入信號（100)之數位形式。該迴路誤差信號之最小化可 以由將該預測性濾波器的最大頻率響應經過取樣器 (800)的取樣以後’放置於已調變的載波頻率上之方式 達成。基於此原理，取樣器（8〇〇)在該降頻數位器的操 作中扮演了一嚴格的角色。 既然降頻數位器的操作是以使穩態下的預測性誤差 k號（5 1 0 )珉小化為基礎’因而此誤差信號通常被驅動 為零。因為貫施的不完美所致，會產生某些偏置。這 些偏置導致誤差信號偏離其名義上的零值。偏置零化 迴路被設計以產生這些偏置的預估，並可將它們自誤 差信號中去除。 要能成功地使類比輸入信號（1 〇〇)轉換成一數位形式 係嚴格地依降頻數位器的動態範圍而定^既然降頻數 位器以經由反饋路徑信號（4 10)產生輸入信號（丨〇〇)的 數位預測之原理操作，但該預測最好在產生一設定 AGC放大器（200)為適當的增益值之計量時使用。agC 迴路的目的是維持調變載波（1 〇〇)的的振幅為預測性迴 路的動態範圍内之一位準下。 取檨器元件〔800) 既然本發明的降頻數位器是以取樣最小化之預估迴 路誤差信號的原理操作的’因此，此誤差信號可足夠 以一位元表示，如此允許取樣器以一位元的類比至數 -14- 本紙法足度適用中國國家標準{ CNS ) A4規格（210X297公釐） J,--------茛------訂------浓 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央樣準局員工消費合作社印策 432¾ 4 5 i a? -------Β7 五、發明説明（丨2 ) 位轉換器（ADC)之低成本的方式實施，而該轉換器是 由一限制器放大器（840)和一”D”型正反器（850)組成， '^圖2所示。通常’本發明的任何特定的應用可以一 夕位元的取樣器實施。但是’使用一 1位元取樣器之 降頻數位器之實施敘述可作為本文之較佳實施例的說 明基礎’因為它可產生最低成本的實施β 在本發明的内容中，取樣器元件使迴路誤差信號由 類比轉換成一數位的形式。因為這樣的取樣處理，取 樣器輸出信號（810)包含迴路誤差信號10)的假成 份。本發明之預測性結構使用已調變載波（1 〇〇)中最低 的假成份（標示為fa)。該已調變的IF載波（1()〇)頻率fc、 取樣時序（5 0)頻率fs和假成份fa的關係如下： fc = [m+n] fs，和 （1 假成份 fa = n fs 其中m為整數，n為一分數，使-l/2SnSl/2。當n= ±1/4時’該預測濾波器（400)以及數位正交混波器（900)的實 施複雜度可被太大地減低。 該限制器放大器（840)產生一雙態的連續時間信號（841)， 此信號由該” D”正反器在時序邊緣處予以轉換成一數位取 樣。 在圖2所示的取樣器設計中，該1位元的ADC(830)是以一 高增益的放大器（840)之形式實施，其設計用以限制誤差信 號（510)的振幅何時大於反饋DAC(700)的最小有效位元（LSB) 的一半振幅。然後於時序邊緣上以一” D”型正反器（850)取樣 高增益取樣器（841)的輸出。該正反器具有輸入臨限，使得 -15 - 本紙法尺度通用中國國家標孪（CNS ) A4洗格（210X297公釐） 1ί ίι n n 訂 線 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 4 3 28 45 / A7 B7 五、發明説明（13 ) 當放大器輸出（841)在其電壓範圍之中間以上時，它可被轉 譯成一數位的邏輯” Γ，，且當放大器輸出（84 图 的中間以下時，被轉譯成-數位邏輯”〇”。 知圍 可依用以實施該1位元ADC的半導體製程的增益頻寬之特 性而需要在圖2的限制器放大器（840)中加上一，，追蹤和維持，， 電路。此追蹤和維持電路當以取樣頻率fs操作時，可以有效 地在較低的頻率fa下使限制器放大器具有一假成份，該假成 份是在用以實施限制器放大器（8 4 〇)的半導體過程的增益頻 寬範圍以内。該1位元ADC的設計者應進行交易分析，以依 IF的中心頻率（取樣的時序頻率，fs)和用以實施該1位元AC)(： 的半導體過程之增益頻寬特性來決定是否需要該追縱和維持 電路。 預測性濾浊器元件（400) 在本發明的操作上，預測性濾波器（400)扮演著一中 間角色。由於使用1位元取樣器（800)使誤差信號（510) 由其時間連續的類比形式轉換成其取樣的數位形式， 本迴路的預測性濾波元件係使用數位信號處理技術予 以實施。該預測性濾波元件係設計以在下個取樣時期 產生調變IF(1 00)的預測。在本發明的主文中，這是以 將預測性濾波器（4〇〇)之極放置在其頻域與調變 IF(100)在經取樣器（8〇〇)取樣後的假成份（fa)之中心頻 率符合的位置上之方式達成。為能在下一取樣時期產 生有效的調變IF(210)之預測’要求使調變的頻寬（w) 比時序速率（fs)小，接著該頻寬如下之公式所示與載 頻有關： 本纸張尺度：nS…規格u丨οχ瓣楚） J—--------装------訂------懷. ί請先閑讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消资合作社印製 A7 B7 43 23 4 5 五、發明説明（14 w << fc = [m+n] fs (2 ，其中m是一整數，„為—分數，使·1/2s^i/2。如 前所述’當n= 土 1/4時’預測性濾波器(400)和數位正 交混波器(_)的實施複雜度可大為降低。J然本發明 之降頻數位器的實施對任何整數值爪而言是有效的， 選擇mg 2可允許取樣時序頻率（5〇)被選擇為小於吓中 心ί率^以下的值。這樣的選擇會大大地簡化降頻數 位器的設計實施，並允許降頻數位器用以使高於其他 可能的頻率IF信號數位化。如此提供了允許降頻數位 器的數位部份以較低的時序頻率fs(5〇)操作，但仍維 持一鬲的IF中頻fc。較低的時序頻率匕（5〇)會導致較低 的電力消耗和較低的成本以及降頻數位器的數位硬體 之複雜度。較鬲的IF匕會降低成本和在降頻數位器之 前的射頻成份之複雜度。如此允許系統的設計者經由 選擇IF中頻的值以得到最低成本的無線電設計，同時 選擇取樣頻率的值以得到最低成本的數位硬體設計， 使得整體成本減至最小。 預測性濾波元件（400)的通用結構如圖3所示。此預 測性滤波元件結構是遽波器級的串級，其z平面轉換 函數以Ak(z)表示’ k = 0到K-1，其中κ表示為此預測性 元件的階數。每一級的輸出在被相加以產生預測性濾 波器的輸出之前先由一增益因素ak予以加權。 如圖3之代表性濾波級所示’預測性濾波元件的每一 級皆是以一二階濾波器的方式實施，其複數極點對係 17- 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4规格（210X297公釐） J---------炎------訂------VI (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央櫟準局員工消費合作社印製 ^ 3 28 4 5 . A7 B7 五、發明説明（15 ) 设置在圖4所不的z平面上。 »周整/慮波器係數（b 1 )k可改變正實抽和半徑到極點之 間的角度’如此可決定濾波級的共振頻率（fc))k。調整 滤波係數（b>2)k可改變極點對相對於z平面之原點的轴 距，如此可決定此濾波級的3_dB頻寬（BW3dB)k。這些 關係係以列公式（3)定義之： — 第k階濾波器的Q值之表示如下：

Qk k = Ο, 1.....Κ - 1 BW3dB rk

3) 6k = 2π (从=一2rkcos⑻ (b2)k = rk

I.---------VA------1T------t {靖先閑請背面之注意事項再填寫本頁J 經濟部中央標準局員工消費合作社印装 極點的位置可決定預測性濾波器（400)的頻率響應。 預測性濾波器級的最大頻率響應被放在或接近於取樣 的、被調變的IF ( f a)之中間頻率上。極點的正確位置 是由相關的信號之特徵予以決定。 正因為預測性濾波器元件（400)是以數位信號處理技 術實施的，因而可設置極點以獲得最佳的效能。遑樣 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） 經濟部中央標準局員工消費合作社印31 4328 45 / at B7 五、發明説明（16) 的極點放置對一類比實施而言可能是不可能的，因為 因溫度、製程、老化等產生的元件變化皆可能使濾波 器不穩定。此外，數位實施可允許以改變濾波器係數 的万式重新程式化濾波器響應’ s而可允許預測性濾 波器特性與輸入信號（1 〇0)匹配。 义發明可得的主要優點之一是以一數位濾波器的方 式實施菡預測性濾波器（400)。不像類比式設計，立滹 波器頻率響應對於因為製程、溫度和老化所引起;々功“ 能變化較遲鈍，此外，其預測性濾波響應可以被重新 程式化以與調變的IF(100)匹配。在本發明的内容中， 圖3之通用的預測性結構之下列元素可以被重新程式 化： 濾波器級數 ak=每一濾波級的加權增益 (f〇)k=每一濾波級的中間頻率 (BW3dB)=每一濾波級的頻寬 藉著重新程式化這些元素，可改變本發明的預測性 迴路之頻率響應。此可以使用一可實施在公式中所 陳述的關係導出這些設定值的外接演算法在啟始時或 是以動態的方式達成。 傳統上’寬頻的類比至數位轉換器將量化雜訊加至 信號的數位形式中’該雜訊延伸在OHz到fs/2的取樣信 號之整個Nyquist頻寬上。另一方面，本發明的數位于写 測式迴路可限制量化雜訊的本質優點於一較有的頻寬 -19- 本紙張尺度通用_國國家標準（CMS ) Α4规格（2! 0 X 297公釐） "Γ 真------.5T------^ (請先閱讀背面之注意事項再填疼本頁) 經濟部中央搮準扃貝工消費合作社印策 4 3 28 4 5 . at B7 五、發明説明（〗7 ) 中 此雜訊基本上所佔據之頻寬甚小於Nyquist頻寬。 如此使預測迴路後的數位處理的寬頻雜訊降低可使下 來的數位信號處理元件之設計限制容易多了。該窄頻 雜訊的屬性在前述的動態頻率響應調整期間仍可維 持。 本發明的動態頻率響應調整的特性在許多應用中是 有利的。例如，藉著使用一外接的演算法追蹤已調變 之IF(1 〇〇)的瞬間載頻時，在公式（3)中所列的計算演 算法可用以動態地調整預測性濾波器的係數（bi)k* (b2)k，使得預測性濾波器級的中間頻率可當載頻 因為Doppler、發射器/接收器振盪器漂移等而改變時 追蹤該載頻’如此允許降頻數位器維持該已調變 IF( 10 0)的數位形式（41〇)的一高的信號至量化雜訊 比。 本明的動態頻率響應調整特性的另一個應用是它可 被用來減少在一如細胞式電話的多頻道接收器應用中 由干擾彳s號所導致的失真。在出現干擾時，一外部演 算法可調整該預測性濾波器的因素，以允許較佳地預 測干擾信號’因而可允許這些信號經由接下來的數位 滤波作用而被去除’而不會對相關信號造成失真。這 樣的外接演算法可由比較在預測性濾波器結構（4〇〇)的 連績級之輸出上的信號功率’而導出相鄰頻道之干擾 位準的量計。當該比較結果指示出出現了一強烈的相 鄰頻道干擾時，則使用公式（3)的計算演算法動態地調 -20- t S1 ( CNS ) A4ili7210 X 297^¾ ) Τ--------装------訂------涞 (諳先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 4 3 28 45 . A7 B7 五、發明説明（18 ) 整預測性遽波器係數（bjk和（b2)k，以增加預測性濾波 級的有效頻寬（BW3dB)k。增加預測性濾波器的有效頻 見可防止可能因出現一強烈的相鄰頻道干擾而導致的 不預期效果，如斜率過載和中間調變效應。因此，由 於允許動態調整預測性數位濾波器的頻率響應，本發 明的降頻數位器可被設計以動態地響應在相鄰頻道干 擾中的不經常性增加’同時當這類的干擾在合理的位 準以内時，維持較高的動態範圍。 預測性濾波器（400)的數位實施之一增加好處是字元 長度的擴張❶換句話說’預測性濾波器（8 1 〇)的輸入取 樣可由一位元的量化信號組成，而預測性濾波器（4丨〇) 的輸出取樣由多個位元組成。藉著使取樣器以一 1位 元的取樣器實施的方式，本發明可以簡化取樣元件而 不犧牲其效能的方式減小其實施成本。此外，本預測 性濾波器（400)的字元長度擴展特性可增加數位形式 (410)的準確度。 經濟部中央樣準局員工消費合作社印製 J.--------Μ-- (请先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 線 在數位信號處理系統内的信號動態範圍是由數位形 式人的位元數目決定。每一個額外的位元皆提供大約 6dB的额外動態範圍。該預測性濾波器（4〇0)產生字元 長度擴展’而導致在信號（410)的數位形式内的高動態 範圍。本發明的動態範圍部份承由預測性濾波器中用 以輸入DAC(700)的反饋信號（410)的位元數目。此位 元數目的決定是以下列因素為基礎：（1)反饋 DAC(7 0 0)的實施成本；（2)動態範圍要件；和（3)預測 -21 - 本紙伕尺度通用中國國家標準（CNS ) A4規格（210'乂 297公嫠) 經濟部中央標隼局員工消費合作社印製 4 328 45 . 五、發明説明（19 ) 性濾波器（400)的複雜度。 圖5例示使預測性濾波器（400)的階由1增加至2時所 得的動態範圍和偵測頻寬。此改良是由重新修整量化 誤差信號（8 1 0)的功率光譜密度的方式達成的。這些圖 面顯示當輸入至預測性濾波器者由具有等於反馈 DAC(7 00)的LSB( Δ )之均方根值（rms)的外加白色高斯 雜訊（AWGA)组成時，取樣器輸出的功率光譜密度。 功率光譜密度顯示量化雜訊對使用一第二階的預測性 濾波器之取樣頻寬中的寬頻範圍而言是在一較低的位 準下。較高階的預測性濾波器允許迴路將較多的雜訊 自有關的頻寬中推出來，如此在量化誤差信號光譜中 產生一缺口。第二階的預測性濾波器會導致較大的缺 口，該缺口的大小和形狀可決定迴路使有關中心頻率 fa的取樣信號之量化雜訊減少的程度。這可指示本預 測性濾波器（400)如何有效地預測出在下次取樣期間的 信號。 該預測性濾波元件（400)可在迴路中進行兩個功能。 第一，它在下一取樣期間產生輸入信號（100)的預估。 第二，該預測性濾波元件（400)可濾掉量化雜訊，同時 增加信號（4 1 0)的數位形式之字元長度。預測迴路的第 二個功能是降低輸出信號的雜訊頻寬。傳統的類比至 數位轉換器以下列功率注入量化雜訊（σ 2) σ 2 = ^1. (4 12 -22- 本紙乐尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） Ί--------昊------訂------涑 f請先閔讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 432845· A7 B7 五、發明説明（20 ) 在傳統ADC的輸入上的熱雜訊出現被取樣和輸出。 降頻數位器使被取樣的信號（8 10)通過預測性遽波器 (4〇〇)(它是一個被修整到相相關信號的窄頻帶通遽波 器）的方式產生其輸出’因此，在包含所需信號的頻 帶外部的雜訊元件在該預測性濾波器中會遭遇特定的 农減。（該頻帶遽波的額外輸出是由速率減小遽波器 (1 000、Π 00)予以提供）。既然預測性濾波器會增加取 樣信號的字元長度’因而信號形式的LSB之大小會減 小’因此使其量化雜訊功率亦減小（由公式4得知）^此 外，由於特定選擇預測性濾波器極點，因而可製做一 整個預測性迴路，以進一步降低該已調變的信號頻寬 之區域外部的熱輸入雜訊和量化雜訊。此雜訊修整特 性要求預測性濾波器的極點位於；z平面單位圓的内 部》 類比至數位轉換器基本上以動態範圍交易偵測頻 丸。本發明的降頻數位器的動態範圍是由在缺口在它 等於信號頻寬之點以上的深度予以決定的。增加預測 性滤波器（400)的階級可加深和加寬量化誤差信號光譜 内的缺口。因此第二階預測性濾波器提供較第一階預 測性減波器改良的特定效能。第二階預測性濾波器所 提供的缺口愈深，所能得到的動態範圍愈大。較寬的 缺口可允許具有較寬頻寬的信號以較高的準確度和更 精確地顯現出來。 -23 - 本紙^尺度適用令國國家標準（CNS ) A4規格（210x297公禁） J---------矣------訂------泉 (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁} 432845 · A7 B7 經濟部中央標準局負工消費合作社印製 五、發明説明（u) 既然本發明的預測性濾波器輸出⑷0)有一高的動能 Ιέ圍，^該DAC(700)必須能支持相同的動態範圍： 快速和見動態範圍之DAC在實施上較為經濟，比一類 似大小和速度的傳統類比至數位轉換器經濟許多。效 ，上本發明使用具低貫施複雜性和成本如同在實施 高動態、寬頻偵測頻寬之類比至數位轉換器時之元 件的高動態範圍DAC。 在考慮一硬體實施時的晶片大小時，使用數位式的 預測式濾波器（400)和一多位元的1)八(：（7〇〇)和其他過 取樣實施比較起來可提供幾項優點。例如，基本 取樣類比至數位轉換器的實施方式是使用開關式電容 以^施濾波和信號相加或相減功能。這些方法要求使 用實質的晶片大小以實施該開關式電容。相反地，本 發明的DAC(7 00)可以實施於可比較的過取樣轉換器之 開關式電谷結構中所用的晶片面積的比例部份。此 外’預測性結構的數位實施可以使用最小的特徵大小 電晶體予以實施，接下來實施此預測性濾波器（4〇 數位邏輯只佔據非常小的晶片面積。 本發明之實施成本的進一步降低可以由選擇取樣調 變的載波頻率（fa)為fs/4的方式達成。選擇預測性遽波 級（f〇)k的中間頻率使它等於fa=fs/4的方式可以在^測 性濾波中產生追蹤増益值的方式大大地簡化其實施， 此將於後文的實施例中描述。 數位至類比韓換器（ΡΑΓΛΠΟΟ、 此元件將預測性濾波器輸出（4 1 0)的數位形式之總和 (121 0)和偏置的零化器修正信號（6 1 0)轉換成—類比的 形式（710)。DAC(7 00)的位元數目被選擇以足以確使 -24- 本紙張疋度通用中國國家標隼（CNS ) A4規格（210X297公釐） I *衣------iT------線- (請先聞讀背面之ii意事項再填寫本頁) A7 B7 經濟部中央樣準局員工消费合作社印製 五、發明説明（22 ) 因DAC(700)引起的量化雜訊低於在該daC前方的預測 性/慮波益（4 0 0)的量化雜訊和預測性雜訊以下。 數位相加开.件f 1 200、 數位相加元件（1200)使偏置的零化修正信號（610)加至預 測性減波器輸出（41〇)上，以提供DAC輸入信號 (1210)。 類比相加开」件p 數位式相加元件以將預測信號1 〇)的類比形式加至 已放大、已調變的IF信號（2 1 0)中的方式產生誤差信號 (510)。在預測性迴路四週的總延遲被維持兩個時序時 期。當此延遲聯合使fa = fs/4之選擇時，此延遲的效果 會導致反饋信號（7 1 〇)的符號反向。因此，只要將信號 (710)加在類比相加節點（5〇〇)的信號（21〇)上即可產生 一負反饋。 自動增益控制ill缉pnn) 接收器的動態範圍要求基本上要比類比至數位轉換 器單獨可得的動態範圍大的許多。所收到之信號的動 態範圍是由兩個貢獻因素所驅動。第一個因素是包含 已凋變資訊的快速改變元素，此動態範圍元素被视為 瞬間的動態範圍。第一個因素是因為外部效應而導致 的k k改變之元素，此元素未攜帶和該已調變資訊相 關的有用資訊。接收器必須具有足夠的動態範圍，以 ，持這兩個元素。由本發明之預測性迴路所提供的動 怨範圍可以被設計以等於或大於所收到信號的整個動 ‘想範圍。但是，也可以利用所收到的信號動態範圍部 -25 - 本紙張尺度適用中國國家標準（CMS ) A4規格（210X 297公餐） ---- rji L~ II -- I--- κ U ._Γ - n n _ T n n ,—- n n 「1象 、1'V (請先閑讀背面之注意事項再填寫本頁} 經濟部中央標隼局貝工消費合作社印製 ^32845 A7 _ _B7 五、發明説明（23 ) 份是由一緩慢改變的元件（不含與調變有關的資訊）組 成的事實得到一更成本經濟的方式。此元件可以在預 測迴路之前的自動增益控制（AGC)迴路將之去除。既 然預測性濾波器輸出（4 1 0)是對降頻數位器的輸入之調 變載波（1 〇〇)的一數位形式，因此，此信號對控制AGC 而言是理想的。 AGC迴路的目的在於維持該已調變IF(IOO)的振幅為預測性 迴路的動態範圍内的一位準。該AGC迴路的方塊圖如圖6所 示。此AGC迴路包含AGC控制邏輯（300)、可變增益放大器 (200)、類比的相加元件（500)、取樣元件（800)(如圖1所示）和 預測性濾波器（400)。該AGC控制邏輯元件（300)是由功率偵 測器（320)、相加節點（330)、AGC迴路增益元件（340)、AGC 迴路濾波器（350)以及增益控制編碼器（360)構成。該功率偵 測器（320)提供對預測性濾波器輸出（410)的功率之預測值。 AGC迴路以包括功率或振幅的信號位準之任何單調函數操 作。 功率偵測器（321)的輸出與外部提供的AGC位準設定點控 制（370)做比較，以產生一AGC增益調整信號（331)。該AGC 位準設定點控制（370)調整AGC增益放大器之輸出位準 (210)。AGC控制邏輯（300)設定AGC放大器（200)增益，使得 在放大器輸出（210)的信號位準可與AGC位準設定粘控制 (370)的位準相應。AGC控制邏輯（300)的輸入有該預測性濾 波器輸出（410)和AGC位準設定控制（370)。該AGC增益調整 信號（331)由AGC迴路增益元件（340)予以放大，由此迴路增 益元件（340)所施加的增益決定迴路的設定時間。 該放大的増益調整信號是由AGC迴路濾波器（350)予以濾 -26- 本纸張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X297公釐） ί f H —ί - ^ (請先閱婧背面之注意事項再填宵本頁) 4 3 28 4 5 A7 Β7 五、發明説明（24 ) 波。既然該AGC迴路係設計以響應在信號動態內的緩慢變化 之故’該AGC迴路濾波器（350)可以由平均此輸出的速率的 方式減少功率偵測器輸出（320)的速率。編碼器（360)是一用 以使迴路遽波器輸出（3 51)轉換成適當的格式，以控制該可 變的增益放大器（200)。 31變增益放大器 可變增益放大器（200)以AGC控制邏輯輸出（3 1〇)的函 數形式將增益加在所收到的信號（1 〇 〇)上。該可變增益 放大器（2 0 0 )具有足夠的可控制增益，以完全地將所收 到之信號（1 00)的動態範圍之緩慢改變元件去除。 偏置零化器Γ6〇ίη 所有的類比至數位轉換器皆會因為内部的和外部產 生的偏置（使得數位化輸出與理想值偏離）而遭遇某些 效能上的衰減。這些偏置是因為元件因製程、溫度和 老化以及經由不需要的類比耦合而被加在輸入信號上 的取樣時序假像而產生變化所導致的。這些偏置比較 難侦測和去除β 本發明的降頻數位器之優點在於可自動地和動態地 偵測和去除會破壞類比至數位轉換的偏置之積體式零 化器元件（600)。習知的類比至數位轉換器之實施方式 不此動態地去除偏置誤差的效應。基本的類比至數位 轉換器要求一手動的校準或一校準模式，此要求轉換 器在校準期間離線。這些校準型式是非動態的，因 此’易於受到溫度和老化的效果，且可能最後會因為 偏置的關係而導致某些效能的衰退。 -27- •度、用中國國家標準（CNS ) Α4規格（21〇χ297公爱 (請先聞讀背面之注意事項再填寫本瓦) ί 蛵濟部中央標準局貝工消費合作社印裝 經濟部中央標準局員工消費合作社印裝 4 3 ^8 ^ 5 · a? ____ B7 五、發明説明（25 ) 降頻數位器的偏置零化器元件（600)動態地決定操作 期間之偏置’、因而它需要非手動式的離線模式校準。 在類比至數位轉換過程期間，偏置零化器會連續地預 測偏置的大小，並將之去卩余a 偏置零化器迴路的方塊圖如圖8所示。該偏置零化器迴路 由偏且零化斋元件（600)、數位相加元件（12〇〇)、 DAC(700)、類比相加元件（500)和取樣器（8〇〇)组成。 正因為預測性迴路操作會驅動迴路誤差信號（5 1 〇)為 零，因而在缺乏偏置時，由取樣器（800)輸出的平均值 應為零《若出現一偏置時，該取樣器輸出的平均值會 正比於讀偏置值。該偏置零化器（6 〇〇)平均該取樣器輸 出，以決定偏置修正信號（6 1 〇)。零化器迴路遽波器 (620)計算該取樣器輸出（800)的平均值，然後預測的 偏置值以數位增益放大，再與預測性濾波器輸出聯 合，以產生反饋信號（1210)。 數位正交混浊器（DOMVQnn、 DQM(900)的功能是用以使預測性濾波器（4〇〇)的輸 出（有一中間頻率fa)降頻為基頻相位内⑴和正交（Q)成 份。傳統上’此降頻到基頻的作用要求以sin(fa)和 cos(fa)乘以其中心在頻率fa附近的信號，以分別產生 該（I)和（Q)成份。而在本發明中，既然fa被選擇等於 fs/4，故在時序fs的時期所計算的sin(fa)和c〇s(fa)值只 是在一個f a週波上進行{〇、1、〇、_ 1 }。本發明選擇 fa = fs/4可使DQM元件（900)實施時特定地降低。如圖7 所示，DQM的實施是一個簡單的電路，它可使預測性 濾波器的不同輸出取樣路由至該相位内（I)(9 1 0)或是 -28- 本紙译尺度適用中國國家標準（CNS ) A4規格（2!0X 297公釐） ----------β------IT------^ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印农 ^3 28 45· A7 --_ϋ 五、發明説明（26 ) 正交（Q)(920)的輪出上。接著，這兩輸出I和Q元件各 被交互反相’以產生最後的相位内（I)和正交（Q)輸出 取樣= 遠—率降低滤_发^ f 1 〇〇〇、n 速率降低濾波器（1 000)和（1100)執行兩項功能：對相 位内⑴和正交（Q)成份做濾波和降低其取樣率。此速 率降低遽波器（1〇〇〇)、（n〇〇)被設計以拒絕在 DQM(900)内產生的雙頻項目（2*fa)。此外，速率降低 作用可過滤輸入信號，以防止因為取樣率降低而造成 的假像。由此速率降低濾波器所進行的濾波作用會比 為防止假像所需者多許多。這些數位式濾波器係被設 計使有關的信號無衰減地通過，而在有關頻帶外部之 不需要的信號則被衰減。此衰減作用可提供一具有以 比輸入信號還低的雜訊產生一取樣信號之特性的降頻 數位器。 …取樣率降低之作用係為減小數位化信號的處理速 率。每一個速率降低濾波器（1〇〇〇和n〇〇)的實施皆是 相同的。既然他們是以數位的方式實施，本降頻數位 奋的輸出之相位内（〗）（1〇1〇)和正交（Q)(l 1 10)信號不會 因為基本上在類比實施時伴隨而有的增益和相位之平 衡而有所損失。 實施例 f發明之降頻數位器是以作為一無線電話接收器的 —部份之方式實施和確認的。用於此設計的半導體製 -29-

本紙張尺度關中( CNS ) A4規格（210x297公爱T I 襄 訂 線 (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁} A7 B7 4 3 28 45 ^ — - 五、發明説明（27 ，是CMOS、0.6微米、2-聚矽物、3_金屬。整個電路 蚪其他功能合併於一混合信號CM〇s積體電路上，且 被U正以符合典線電話接收器的操作所需之設計規 格。本電路實施的詳細内容如圖9所示。 在圖9所示的實施例中，已調變的IF之中間頻率為 = = 82_8ΜΗζ，其兩側頻寬為3〇kHz。對本特定設計而 取樣率（fs) %足為1 4,4MHz，如此特別使fa在 3-6ΜΗζ時反相。如此符合了公式丨的下列元素。d fc = 82.8MHz =[m+n]fs=[6-l/4]*14.4MHz fa = -3.6MHz = -1/4*14.4MHz 負號表示光譜反相。 在對所選定的半導體製程之增益特性以及IF頻率和 取樣時序頻率進行設計交易分析時，要決定在取樣器 内所需的追蹤和維持電路。取樣器（28〇〇)是以一追蹤 和維持元件的方式實施’其後為一限制器和一” D”型 正反器，如圖9所示。此追蹤和維持元件之使用是因 為限制器的CMOS實施在fe = 82,8MHz時沒有足夠的增 na·頻兔’以允許限制器在下一個取樣期間時被設置到 一雙態的位準之下。該追縱和維持可在fa時產生一假 頻率’此時’限制器可驅動到一雙態值，以由該，，D” 型正反器轉換至一數位形式。 圖9中所顯示的預測性濾波器結構（24 1 〇)的係數為： ai = a2 = 1 (bi)i = (b2)2 = 〇 -30- 本紙乐尺度通用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公f > J---------A------訂------東 (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 經濟部中央標準局員工消費合作社印裝 經清部中央標準局員工消費合作社印製 432345 · 五、發明説明（28 ) (b2)l = (b2)2 - 1 本實施例中’誤差信號（25 1 0)由預測性迴路周圍到 預測性濾波器輸出（27 10)的延遲有兩個時序期間。因 此’在相加元件（2500)内使DAC輸出（27 10)加至已調 變的載波（2 100)上，而非自其減去。 DAC(2700)係基於整體的降頻數位器所需的動態範 圍之分析而被設計為一 9位元的DAC。此9位元 DAC(27〇0)之最大的尖峰至尖峰電壓為25〇Mv。該 DAC(70 0)之設計使其安定時間小的足以使誤差信號 (25 1 0)安定的時間可由該1位元的aDC(2800)予以轉 換。 偏置零化元件（26 10)的輸出以數位化的方式加至預 測性濾波器的輸出上，然後該DAC的輸出被加在類比 放大的、調變的IF (2 2 1 0)上。預測性濾波器和偏置零 化器的聯合輸出係以該9位元的DAC轉換成一類比的 形式。相加元件將該零化信號和預測信號（27 1 0)的類 比形式與該已放大、調變的IF(2210)相加，而產生誤 差信號（2510)。 AGC控制邏輯（2300)被設計以控制一多級放大器 (22〇0)由實施多級式可變增益放大器（2200)所獲得的 總增益之最大值為7 1 dB，其最小值為-1 dB。此多級式 放大器的每一級皆以數位的方式控制，且具有兩個正 常的增益值。每一級的正常增益值是以數位控制邏輯 輸出（23 1 0)的一位元選擇的。此可變增益放大器的增 -31 - 本紙浪尺度通用中國國家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） J---------Λ--^-----1T------^ (請先閱讀背面之注意事項再填寫本頁) 4328 45 . A7 B7 五、發明説明（29 £_^是根據下予以控制的： 增益級型式 粗調 中度 微調3 數位”1 數位”0

7.0dB

4.0DB

OdB

-3.OdB

ODB 微調2

-2.OdB

OdB 微調1 微調0

-l.OdB

OdB

-〇.5dB

OdB

-〇.25dB 經濟部令央標準局貞工消費合作社印製 —dqm的實施57如圖8所示。iViTiiTiTi 二個梳形濾、波器的串級之方式f施。其速率減小之輸 出被十進位成i60ksps。速率降低以後’ 各被截平成ίο位元》 — K p 由圖9的實施例取得的動態範圍之測量如圖1〇所示， 其，AGC迴路的效果。如本圖所示，所實施的降頻數 位态可提供超過52dB的動態範圍。此係等效於一雙s 位元頻帶的類比至數位轉換器所提供的動態範圍功 能’而同時亦以雜訊降低的型式使IF降頻至頻帶上。 所設計的AGC迴路可使此動態範圍擴展至超過 124dB 。 本發明的一較佳實施例雖已於本文揭露和描述，但 是’應了解習於本行技藝者可在其形式和細節上做不 同的變化，皆不脫離本發明之精神和範圍。 -32- 本纸乐尺度適用令國國家揉準（〇^)六4規格（210>；29秘楚） (諳先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) -装--Γ . 訂

Claims (1)

1. 4 3 28 45 A8 B8 C8 D8 夂、申請專利範圍 經濟部中央標準局員工消費合作社印製 1. 一種降頻_^^，包含： 一可變增盈放大器，用以耦合至一調變的載波 中，包括一自動增益控制迴路，以控制可變增益 放大器的增益； a 一次取樣預測性迴路’與該可變放大器的輸出耦 合； 一數位正交混波器，與該取樣預測性迴路耦合； 和 一速率降低濾波器’與該數位正交混波器的每— 輸出韓合。 2. 如申請專利範圍第1項之降頻數位器其中該次取 樣預測性迴路包括一設於此次取樣預測性迴路内 的取樣器。 3，如申請專利範圍第2項之降頻數位器二其中該次取 樣迴路包含一與取樣器之輸出耦合的預測性濾波 器’此預測性遽波器的輸出被柄合於一數位至類 比轉換器上’此數位至類比轉換器的輸出自該可 變增益放大器的輸出中減捧，以提供該取樣器的 輸入。 4. 如申請專利範園第3項之降頻數位器，其中該自動 增益控制迴路使用該預測性濾波器的輸出來提供 一自動增益控制信號至該可變增益放大器上。 5. 如申請專利範圍第3項之降頻數位器，其中該預測 性濾波器的輸出是一其位元數目大於取樣器之輸 -33 - 本紙張尺度逋用中國菌家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） Μ---------I,--^-----II------味 f請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁} 4328 45 / A8 BS C8 --------— DS 六、申請專利範圍 經濟部中央標隼局員工消費合作社印製 出的數位字元。 如申清專利範圍第5 J頁之降頻數位器 器是一 1位元取樣蠢。 如申請專利範圍第3項之吃頻數位器二尚包厶—偏 置零化器，此零化器響應於取樣器的一輸出：以將 一偏置修正信號輯合至取樣器之輪出卜。 如申請專利範圍第^頻放大器，其中該偏置 零化器提供一響應在取樣器之輸出内的偏置之數 位輸出，並在與數位至類比轉換器耦合以前，聯 合該偏置零化器的輸出與預測性濾波器的輸出， 該數位至類比轉換器的輸入之位元數目係足以使 因為該數位至類比轉換器的導入的量化雜訊低於 預測性滤波器的里化雜訊和預測性雜訊以下。 如申請專利範圍第3項之降頻數位器，.其中在預測 性迴路周圍的整延遲是兩個取樣時序週波，和其 中該取樣率為調變載波的最低假元件的4倍。 I 0 ‘如申請專利範圍第9項之降頻數位器」其中該數位 正交混波器使在其取樣時的輸入與彳宁列〇、1 ' 0、-1和1、0、-1、0相乘’其方式是交替地引導信號至 每個頻道和交替地反向被導至每一頻道的信號。 II 如申請專利範圍第10項之降頻數位器，其中該速 率降低濾波器係設計以拒絕兩倍於在數位式正交 混波器產生的最小假信號的雙頻項目。 1 2.如申請專利範圍第3項之降頻數位器，其中該取樣 6 9. -34- 本紙杀尺度逍用中國国家標準（CNS ) A4規格（210X297公釐） 其中該取樣 _ I κ I I J——I _ ——,L·. I - I j ——Γ _ T n ____I .^1 n l * ,-D' (請先閣讀背面之注意事項再填寫本頁) 4328 45 · ABCD 々、申請專利範圍 1 . - 1- - 鯉濟部中央標隼局貝工消費合作社印製 器是一 1位元取樣器。 1 3-如申請專利範圍第12項之降頻數位落，其中該1位 元取樣器包含一限制器放大器和一正反器。 14.如申請專利範圍第12項之降頻數位器_，其中該取 樣器是在fs的頻率下操作*此頻率係小於已週變載 波的中間頻率f e。 1 5.如申請專利範圍第12項之降頻數位器^其中該取 樣器是在該已調變載波的中間頻率f。下操作。 1 6.如申請專利範圍第〗^項之降頻數位器，其中該取 樣器是在4倍於已調變載波的中間頻率之頻率下操 作。 17 ·如申請專利範圍第3項之降頻數位器，其中該取樣 器是在fs的頻率下操作’此頻率係小於已調變載波 的中間頻率fc。 18. —種用以降頻和數位化的方法，包含： 提供一取樣器、一預測性濾波器、一數位至類比 轉換器和一相加元件’該取樣器取樣其一類比輪 入，並提供一響應的數位輸出，該預測性濾波器 接收取樣器的數位化輸出，此預測性濾波器的輸 出係由s亥數位至類比轉換器轉換成類比，並被反 饋，以自類比相加元件中減去； 將具有一中間頻率fe的調變載波耦合至該類略蜂相 加兀件‘和 以低於該頻率fe的取樣器時序頻率搡作取樣器〇. Γ.

   (請先聞讀背面之注意事項再填寫本頁} 、1T •35 - 本纸張尺度適用申國國家標準（CNS > A4規洛（210X297公着） * A8 B8 C8 D8 六、申請專利範圍 (請先閲讀背面之注意事項再填寫本頁) 19·如申請專利範圍第18項之用以降頻化的方 法’其中該預測性濾波器的輸出為~其位元多一於 取樣器之輸出的多位元字元。 20,如申請專利範圍第1 9項_^]空一降i和數位化的方 法’其中該取樣器是一 1位元取樣器。 〜" 2 1.如申請專利範圍第丨8項之用以降頻和數位化的方 法，其中該預測性濾波器使用數位處理技術◊ 一^ 22·如申請專利範圍第21項之一方法，其中該預測性濾 波器可程式化以與已調變之載波的載波頻率、^ 取樣器的取樣頻率和調變載波的頻寬匹配。 2 3 .如申請專利範圍第21項之方Ί，其中該預測性濾 波器在啟始時可程式化’以與已調變之載波的載 波頻率、該取樣器的取樣頻率和調變載波的頻寬 匹配。 24. 如申請專利範圍第21項之方法二’其中該預測性遽 波器可被程式化以與供至相加元件的調變載波匹 配。 25. 如申請專利範園第頁之方法’其中該預測性遽 波器可動態地程式化，以與供至相加元件的調變 載波之改變特性匹配。 經濟部中央橾芈局員工消費合作社印策 26. 如申請專利範園第21項之方法，其中該濾波器級 的數目、每一級的加權增益、每一濾波器的中間 頻率和預測性濾波器的每一濾波器級之頻寬皆是 可程式化的。 27. 如申請專利範圍第26項之方法，其中該預測性遽 波器可響應於調變載波的載波頻率因為都卜勒 -36- 本紙故尺度速用申國國家樣準（CNS ) A4说格（210X297公釐） 4 3 2¾ 45 ^ i _______D8 六'申請專利範圍 (Doppler)效應而改變、發射器/接收器振盪器漂移 和調變載波之特性變化而被程式化。 28·如申請專利範圍第21項之其中該預測性濾 波器級的數目是可程式化的。 2 9 _如申請專利範圍第21項之方法」其中將一已調變 載波搞合至該類比相加元件的步驟包含搞合一所 需的調變載波和至少一相鄰的已調變載波至類比 相加點上之步騾’和其十該預測性濾波器級的極 點可程式化，以符合一調變頻道和一相鄰的調變 載波之頻率。 (請先閣讀背面之注^|^項再填寫本頁) 訂------嗖丨 經濟部中央標隼局員工消費合作社印袈 本紙張尺度適用中國國家標準（CNS ) Α4規格（210X297公釐）