JP2011205294A

JP2011205294A - 受信装置

Info

Publication number: JP2011205294A
Application number: JP2010069399A
Authority: JP
Inventors: Masahito Ishii; 雅人石井; Yoshihiro Yoshida; 吉廣吉田; Toshimasa Adachi; 敏正安達; Shigeto Saegusa; 茂人三枝; Takayuki Takita; 貴之滝田
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2010-03-25
Filing date: 2010-03-25
Publication date: 2011-10-13
Also published as: US20110234909A1

Abstract

【課題】更なる消費電力の低減を図ることができる受信装置を提供する。
【解決手段】外部からの受信信号を増幅する増幅器２０（第１の増幅器）と、デジタル信号に変換された信号をデシメーションするデシメーションフィルタ３０と、デシメーションフィルタ３０からの信号に含まれるＤ波（希望波）を選択するチャネル選択フィルタ３１と、チャネル選択フィルタ３１で選択されたＤ波（希望波）を増幅するＤＡＧＣ３３（第２の増幅器）と、を備えたことを特徴とする受信装置。
【選択図】図２

Description

本発明は、受信装置に関する。

近年のテレビジョン放送受信装置（受信装置）は、ＴＶ（地上アナログや地上デジタル）放送とＣＡＴＶ（ケーブルテレビ）放送とを選択的に受信可能に構成されている。このような受信装置では、テレビ放送信号の受信レベルや歪特性などを考慮して、テレビ放送信号を良好に受信することができるように、様々な提案がなされているが、ＣＡＴＶの信号波（ＣＡＴＶモード）の歪特性は、ＴＶ放送の信号波（オンエアモード）の歪特性に比べて厳しいことが知られており、従って、ＣＡＴＶモードの歪特性を考慮しつつ消費電力を低減化できる受信装置が種々考案されている。

下記特許文献１に示される従来技術では、デジタル信号をベースバンド信号に変換するデシメーションフィルタを用いて、信号の再サンプリングを実行することによって、ベースバンドに変換するための第２のミキサが不要となり、第２のミキサに起因するノイズなどを抑制している。

しかしながら、下記特許文献１の従来技術は、デジタル信号の再サンプリングを実行しているに過ぎず、ＣＡＴＶモードの歪特性を考慮しつつ、更なる消費電力の低減化というニーズに対応することができないという課題があった。

特開２００２−１９８８４６号公報

本発明は、更なる消費電力の低減を図ることができる受信装置を提供することを目的とする。

本願発明の一態様によれば、外部からの受信信号を増幅する第１の増幅器と、デジタル信号に変換された前記第１の増幅器からの信号をデシメーションするデシメーションフィルタと、前記デシメーションフィルタからの信号に含まれる希望波を選択するチャネル選択フィルタと、前記チャネル選択フィルタで選択された前記希望波を増幅する第２の増幅器と、を備えたことを特徴とする受信装置が提供される。

本発明によれば、更なる消費電力の低減を図ることができるという効果を奏する。

図１は、本発明の実施の形態にかかる受信装置の実装例を説明するための図である。図２は、図１に示す受信装置の構成図である。図３は、図２のデシメーションフィルタの動作を説明するための図である。図４は、図２に示す受信装置で算出されたＤＵ比を説明するための図である。図５は、本発明の実施の形態にかかる制御部を示す図である。

以下に添付図面を参照して、本発明の実施の形態にかかる受信装置を詳細に説明する。尚、これらの実施の形態により本発明が限定されるものではない。

（実施の形態）
図１は、本発明の実施の形態にかかる受信装置の実装例を説明するための図であり、図２は、図１に示す受信装置の構成図であり、図３は、図２のデシメーションフィルタの動作を説明するための図である。

図１に示されるデジタルボード６０は、デジタル信号処理部６１、映像／音声処理部６２、及びアナログＴＶ信号デジタル処理部６７を備える。デジタル信号処理部６１は、デジタルチューナー６３及び復調部６４を備える。デジタルチューナー６３はダイレクトコンバージョン方式のチューナーである。デジタルチューナー６３は、地上デジタル放送、ＣＳデジタル、あるいはデジタルＣＡＴＶなどのデジタル放送信号を、地上デジタル放送受信用アンテナを介して受信する地上デジタルチューナーあるいはＢＳ／ＣＳデジタルチューナーである。アナログＴＶチューナー５０は、アナログ放送信号を、地上アナログ放送受信用アンテナを介して受信する。
尚、図１は、デジタル放送信号やアナログ放送信号を、受信用アンテナを介して受信する例を示したものである。この例に加えて、アンテナを介さず、例えば、同軸ケーブルを介して、放送信号を受信する構成も可能である。

復調部６４は、変調種別に応じてデジタルチューナー６３からのデジタル信号を復調する。アナログＴＶ信号デジタル処理部６７は、アナログＴＶチューナー５０からの信号をＡ/Ｄ変換し、ゴーストリダクション処理、ＹＣ分離を実行する。

映像／音声処理部６２は、映像／音声データ分離部６５、映像処理部６８を備える。映像／音声データ分離部６５は、復調部６４において変調種別に応じて復調された個々の信号から映像データ及び音声データを分離する。映像処理部６６は、映像／音声データ分離部６５からのＭＰＥＧ２データを復元する。音声処理部６８は、映像／音声データ分離部６５からの音声信号を、表示器８０に搭載されるスピーカで再生可能なフォーマットの信号に変換する。映像処理部６６からの信号は、所定の画質処理部６７を介して表示器８０に送出される。なお、図１では、音声処理部６８からの信号が画質処理部７０を介して表示器８０に送出されているが、直接表示器８０のスピーカに送出されるものとする。

本発明の実施の形態にかかる受信装置は、図１に示されるデジタルチューナー６３、及び、アナログＴＶチューナー５０の双方またはいずれか一方に適用される。

図２において、本実施の形態にかかる受信装置は、増幅器（第１の増幅器）２０と、ミキサ２１と、アナログ信号をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ（以下単に「ＡＤ」と称する）２２と、デシメーションフィルタ３０と、チャネル選択フィルタ３１と、ＤＣオフセットキャンセラ（以下単に「ＤＣＯＣ」と称する）３２と、ＤＡＧＣ（Digital Automatic Gain Control）３３とを備える。本実施の形態ではＡＤ２２はδ−ΣＡ／Ｄ変換器である。また、任意の数をａとすると、ＡＤ２２は、所定のサンプリングレート（サンプリング周波数）４０＊ａＨｚを用いてサンプリングを実行する。以下の説明では、増幅器２０、ミキサ２１、及びＡＤ２２にかかる部分をアナログ部１００と称し、デシメーションフィルタ３０、チャネル選択フィルタ３１、ＤＣＯＣ３２、及びＤＡＧＣ（第２の増幅器）３３にかかる部分をデジタル部１１０と称する。

以下、本実施の形態をデジタル信号処理部６１に用いた場合に関して説明する。まず、入力端ａには、デジタル放送信号またはアナログ放送信号が入力される。このデジタル放送信号とは、一般に、希望波（以下「Ｄ波」と称する）に、妨害波（以下「Ｕ波」と称する）が含まれたＤ＋Ｕ波である。増幅器２０は、入力端ａから入力されたＤ＋Ｕ波を所定のゲイン（以下「ＲＦゲイン」と称する）で増幅し、増幅された信号をミキサ２１に出力する。この増幅された信号は高周波帯域の信号である。ミキサ２１には、図示されない電圧制御発振器（ＶＣＯ）が接続されている。このミキサ２１は、増幅された信号を、ベースバンド信号に変換し、ＡＤ２２に出力する。次に、ＡＤ２２は、このベースバンド信号を４０＊ｂＨｚの周波数でサンプリングし、所定のビット数を有するデジタル信号に変換し、デシメーションフィルタ３０に出力する。

このデシメーションフィルタ３０は、ＡＤ２２から出力されたデジタル信号のサンプリングレートを段階的に下げて、サンプリングを繰り返すフィルタである。この結果、デシメーションフィルタ３０はＡＤ２２から出力されたデジタル信号から、所定の範囲（ｂＨｚ）内の信号を取り出す。このデシメーションフィルタ３０の動作については、後に詳述する。チャネル選択フィルタ３１は、所定の帯域の信号を選択するフィルタであり、デシメーションフィルタ３０から出力された信号に含まれるＤ波を含む帯域を選択して出力する。ＤＣＯＣ３２は、チャネル選択フィルタ３１から出力された信号のＤＣ成分を検出し、ＤＣ成分を除去する。すなわち、オフセットをキャンセルする。ＤＡＧＣ３３は、自動利得制御（ＡＧＣ）を行う機能を有しており、ＤＣＯＣ３２から出力された信号のレベルを調整し、図１の復調部６４に出力する。以下、ＤＡＧＣ３３による増幅率は、ＤＡＧＣゲイン（第２の増幅器の増幅率）と称する。

次に、デシメーションフィルタ３０の動作について、説明する。
図３に示されるように、デシメーションフィルタ３０は、複数のローパスフィルタ（以下ＬＰＦと称する）を有する。この複数のローパスフィルタとは、図３（ａ）に示されるように、前段ＬＰＦ４１ａ及び後段ＬＰＦ４１ｂである。前段ＬＰＦ４１ａはＬＰＦ１及びＬＰＦ２を有する。後段ＬＰＦ４１ｂはＬＰＦ３及びＬＰＦ４を有する。このＬＰＦ１乃至４では、サンプリングレートを段階的に下げていくことでローパスフィルタを実現している。尚、本実施の形態では複数のローパスフィルタとして４つの例を挙げたが、４つ以外の構成も可能である。

ａ＞ｂの関係を有する任意の周波数ａＨｚ、及びｂＨｚとした場合に、ＬＰＦ１では４０＊ａＨｚの周波数のサンプリングレートでＡＤ２２から出力されたデジタル信号のサンプリングを実行する。この４０＊ａＨｚとは、ＡＤ２２のサンプリングレートと略同一である。次に、ＬＰＦ２は、ＬＰＦ１のサンプリングレートの１０分の１の周波数である４＊ａＨｚでサンプリングを実行する。次に、ＬＰＦ３は、ＬＰＦ２のサンプリングレートの２分の１の周波数である２＊ａＨｚでサンプリングを実行する。最後に、ＬＰＦ４は、ＬＰＦ３のサンプリングレートの２分の１の周波数であるａＨｚでサンプリングを実行する。

このデシメーションフィルタ３０の動作を、図３（ｂ）を用いて、さらに説明する。
図３（ｂ）は、デシメーションフィルタ３０に入力される（ベースバンド帯域の）Ｄ＋Ｕ波を概念的に示す図である。図３（ｂ）の縦軸はゲインを示し、横軸は周波数を示す。図３（ｂ）に示されるように、Ｄ＋Ｕ波は、所定の帯域を有する（ベースバンド帯域の）Ｄ波と、Ｄ波とほぼ同一の帯域を有し、Ｄ波に比べて周波数が高い複数のＵ波と、が含まれる。さらに、図３（ｂ）には、デシメーションフィルタ３０の周波数特性が示されている。図３（ｂ）に示される通り、デシメーションフィルタ３０は、およそｂＨｚ以下のゲインが高く、２＊ａＨｚ、４＊ａＨｚ、６＊ａＨｚ・・・と、所定の周波数におけるゲインが最も低くなるようなフィルタ特性である。

先ず、ＬＰＦ１において、ＡＤ２２（サンプリングレートが４０＊ａＨｚ）から出力されたデジタル信号が４０＊ａＨｚでサンプリングし直される。次に、ＬＰＦ２において、例えばＬＰＦ１のサンプリングレートの１０分の１の周波数（４＊ａＨｚ）でサンプリングし直される。次に、ＬＰＦ３において、例えばＬＰＦ２のサンプリングレートの２分の１の周波数（２＊ａＨｚ）でサンプリングし直される。次にＬＰＦ４において、例えばＬＰＦ３のサンプリングレートの２分の１の周波数（ａＨｚ）でサンプリングし直される。
従って、ＬＰＦ２では、４＊ａＨｚ及び４＊ａＨｚの整数倍の成分が所望帯域であるＤＣ付近に通常なら残るが、ＬＰＦ１のデジメーションフィルタで落とされているため、ＬＰＦ２の所望帯域には４＊ａＨｚの整数倍の雑音は折り返されない。また、ＬＰＦ３も同様でＬＰＦ３では、２＊ａＨｚ及び２＊ａＨｚの整数倍の成分が所望帯域であるＤＣ付近に通常なら残るが、ＬＰＦ２のデジメーションフィルタで落とされているため、ＬＰＦ３の所望帯域には２＊ａＨｚの整数倍の雑音は折り返されない。このように、デシメーション３０ではサンプリング周波数を段階的に下げていく毎に、次段のサンプリング時に余計な高周波における雑音をサンプリングしないように信号を処理する。

また、ＡＤ２２は、サンプリングレート（４０＊ａＨｚ）とその高調波（４０＊ａＨｚの整数倍）におけるゲインが特に高い。これに対し、以上のデシメーションフィルタ３０の動作によって、ＡＤ２２におけるサンプリングレート（４０＊ａＨｚ）とその高調波（４０＊ａＨｚの整数倍）ゲインを下げることが可能になる。
また、後段のチャネル選択フィルタ３１においてＤ波の帯域を選択するが、チャネル選択フィルタ３１のフィルタ特性上、適切なＤ波成分を抽出するためには、所定の周波数（本実施の形態ではｂＨｚ）より低周波の成分が多く含まれた信号を入力させる必要がある。本実施の形態では、デシメーションフィルタ３０を用いることで、所定の周波数より低周波の成分を多く含む信号を抽出可能であり、チャネル選択フィルタ３１の特性を最大限発揮させることが可能である。

また、本願はダイレクトコンバージョン方式に限らず、スーパーヘテロダイン方式にも用いることが可能であり、特に、本願の構成を用いることで、これらの方式を使用した場合における帯域の選択特性を上げることが可能である。加えて、本願の構成は、特にダイレクトコンバージョン方式に適用した場合、より有利な効果を発揮することが可能である。この理由は、ダイレクトコンバージョン方式では、スーパーヘテロダイン方式に比較して、帯域の選択特性が下がる傾向があるが、本願の構成を用いることで、帯域の選択特性を上げることが可能であるためである。

以下、Ｄ波とＤ＋Ｕ波との比（ＤＵ比：Desired to Undesired signal ratio）の算出に関して説明する。デシメーションフィルタ３０の入力端ｃのＤ＋Ｕ波が、例えば、１３３波（Ｄ波＊１＋Ｕ波＊１３２）の場合、入力端ｃのＤＵ比は、以下の通りである。
ＤＵ比（ｃ）＝１０ｌｏｇ（１３３）≒２１ｄＢＣ。

図３に示されるＬＰＦ２でサンプリングされた信号の帯域（例えば２＊ａＨｚ以下の帯域）が図示しない検波器によって検波され、この検波された信号（Ｄ＋Ｕ波）は約８波であるとする。この場合、Ｄ＋Ｕ波のレベル（希望波及び妨害波のレベル）は、１０ｌｏｇ（８）≒９ｄＢＣである。以下の説明では、この検出されたＤ＋Ｕ波のレベルを「ｘｄＢＦＳ」と称する。

チャネル選択フィルタ３１は、デシメーションフィルタ３０からの信号の中からＤ波のみを選択し、ＤＡＧＣ３３に対して出力する。ＤＡＧＣ３３には、所定のリファレンスレベル（以下単に「ＲＥＦ」と称する）が設定されている。従って、ＤＡＧＣ３３の入力端ｅにおけるＤ波のレベルは、以下の通りである。
Ｄ波（ｅ）＝ＲＥＦ−ＤＡＧＣゲイン。

デジタル部１１０におけるＤＵ比（第１のＤＵ比）は、以下のように、入力端ｅにおけるＤ波とデシメーションフィルタ３０で検波されたＤ＋Ｕ波と比で表わすことができる。
第１のＤＵ比＝（ＲＥＦ−ＤＡＧＣゲイン）−ｘｄＢＦＳ。

図４は、図２に示す受信装置で算出されたＤＵ比を説明するための図である。縦軸はＤ波のレベルを示し、横軸はＤ＋Ｕ波のレベルを示す。斜線で囲まれる領域は、Ｄ波のみの領域であり、この領域のＤＵ比は、当然のことながら０ｄＢＣである。Ｄ波のみの領域より下側の領域にはＤＵ比が示されているが、このＤＵ比は、Ｄ＞Ｄ＋Ｕ波という条件は成立しないことを説明するために便宜上示した値であり、実際には扱わない。Ｄ波のみの領域より上側の領域の数値は、Ｄ＋Ｕ波の領域、すなわちオンエアモードおよびＣＡＴＶモードで使用される領域である。本実施の形態にかかる受信装置は、Ｄ＋Ｕ波の領域の一部のみを、オンエアモードおよびＣＡＴＶモードに適用するようにしているので、Ｄ＋Ｕ波の全ての領域をオンエアモードおよびＣＡＴＶモードに適用した場合に比べて、消費電力の低減化を図ることができると共に、特性改善を図ることが可能となる。

以下、アナログ部１００によるＤＵ比（第２のＤＵ比）に関して説明する。図２の増幅器２０は、入力端ａからのアナログ信号の変動に対して、所定のゲイン調整を行っている。増幅器２０のＲＦゲインは、増幅器２０のフィードバック端子（図示せず）で検出可能である。従って、入力端ａにおけるＤ波のレベルは、以下のように示される。
Ｄ波（ａ）＝Ｄ波（ｅ）−ＲＦゲイン＝（ＲＥＦ−ＤＡＧＣゲイン）−ＲＦゲイン。
また、入力端ａにおけるＤ＋Ｕ波のレベルは、以下のように示される。
Ｄ＋Ｕ波（ａ）＝ｘｄＢＦＳ−ＲＦゲイン。
従って、アナログ部１００によるＤＵ比（第２のＤＵ比）は、以下の通りである。
第２のＤＵ比＝Ｄ波（ａ）−（Ｄ＋Ｕ波（ａ））＝（（ＲＥＦ−ＤＡＧＣゲイン）−ＲＦゲイン）−（ｘｄＢＦＳ−ＲＦゲイン）。

第２のＤＵ比は、第１のＤＵ比に比べて精度が劣るものの、Ｄ＋Ｕ波の全ての領域をオンエアモードおよびＣＡＴＶモードに適用した場合に比べて、消費電力の低減化を図ることは可能である。

図５は、本発明の実施の形態にかかる制御部を示す図である。制御部４０は、ＲＥＦと、ＤＡＧＣゲインと、ｘｄＢＦＳと、に基づいて、上述した第１のＤＵ比を算出する。また、制御部４０は、ＲＥＦと、ＤＡＧＣゲインと、ｘｄＢＦＳと、ＲＦゲインと、に基づいて、上述した第２のＤＵ比を算出する。

また、制御部４０は、所定のディレイポイント（ＤＰ）に基づいて、増幅器２０の利得を制御する制御部として機能する。ＤＰとは、増幅器２０の利得の収束点である。例えば、制御部４０に設定されたＤＰ＝−３１ｄＢｍであり、検波回路５０ａにおける検波レベルが０ｄＢｍである場合、制御部４０は、検波レベルを３０ｄＢｍ下げるために、増幅器２０を制御する。尚、ＤＰは、各モードのＤＵ比に対応する値に設定されている。

以上にように、本実施の形態にかかる受信装置は、デシメーションフィルタ３０を有するようにしたので、オンエアモードの領域から抜き出された一部の領域をＣＡＴＶモードに適用することができ、更なる消費電力の低減化を図ることが可能である。また、本実施の形態にかかる受信装置は、デジタル部１１０とアナログ部１００とを有するようにしたので、入力端ａに入力される信号がＣＡＴＶモードかオンエアモードかを問わずに、ゲイン調整が可能となる。

２０増幅器（第１の増幅器）、２１ミキサ、２２アナログデジタルコンバータ、３０デシメーションフィルタ、３１チャネル選択フィルタ、３２ＤＣオフセットキャンセラ、３３ＤＡＧＣ（第２の増幅器）、４０制御部、４１ａ前段ＬＰＦ、４１ｂ後段ＬＰＦ、５０アナログＴＶチューナー、５０ａ検波回路、６０デジタルボード、６１デジタル信号処理部、６２映像／音声処理部、６３デジタルチューナー、６４復調部、６５映像／音声データ分離部、６６映像処理部、６７アナログＴＶ信号デジタル処理部、６８音声処理部、７０画質処理部、８０表示器、１００アナログ部、１１０デジタル部

Claims

外部からの受信信号を増幅する第１の増幅器と、
デジタル信号に変換された前記第１の増幅器からの信号をデシメーションするデシメーションフィルタと、
前記デシメーションフィルタからの信号に含まれる希望波を選択するチャネル選択フィルタと、
前記チャネル選択フィルタで選択された前記希望波を増幅する第２の増幅器と、
を備えたことを特徴とする受信装置。
前記第２の増幅器に設定されたリファレンスレベルと、前記第２の増幅器の増幅率と、前記デシメーションフィルタから検出された希望波及び妨害波のレベルと、に基づいて、前記第２の増幅器に入力される希望波のレベルと、前記デシメーションフィルタで検出された希望波及び妨害波のレベルと、の比を示す第１のＤＵ比を算出する算出部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記算出部は、
前記リファレンスレベルと、前記第２の増幅器の増幅率と、前記デシメーションフィルタで検出された希望波及び妨害波のレベルと、前記第１の増幅器の増幅率と、に基づいて、前記第２の増幅器に入力される希望波のレベルと、前記第１の増幅器に入力される希望波及び妨害波のレベルと、の比を示す第２のＤＵ比を算出することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
前記算出部は、前記第１のＤＵ比及び前記第２のＤＵ比を算出することを特徴とする請求項２または３に記載の受信装置。
前記算出部は、所定のディレイポイントに基づいて、前記第１の増幅器の利得を制御する制御部として機能することを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の受信装置。