CN1157936C - 用于动态聚焦禁止电路的控制信号发生器 - Google Patents

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Abstract

一种视频图像装置，包括代表在视频信号中发生消隐间隔时的消隐信号源。包括水平行计数器的延迟电路，其响应所述消隐信号和一个水平速率的信号，用于延迟消隐信号多个水平周期，从而产生延迟信号，以便在开关处于第一状态时，向聚焦电极提供动态聚焦电压，当开关处于第二状态时，禁止施加的动态聚焦电压。动态聚焦电压被禁止的时间间隔的结束时刻按照计数器的输出信号确定。

Description

用于动态聚焦禁止电 路的控制信号发生器
本发明涉及一种电子束着落点失真校正装置。
在阴极射线管(CRT)显示的图像可能遭受机械误差或失真，例如电子束在CRT上扫描时所易发生的散焦或非线性。这种机械误差或失真发生的原因是由于当电子束例如在水平方向偏转时从CRT的电子枪到面板的距离发生明显的改变。当电子束偏转时发生的散焦例如可以通过这样的方法获得减少：以水平速率产生具有抛物线电压分量的动态聚焦电压，并把该动态聚焦电压施加于CTR的聚焦电极，以便动态地改变聚焦电压。从在水平偏转输出级的S整形电容器中产生的S校正电压以水平速率得到抛物线电压分量是公知的。
使用动态聚焦的CRT可以具有内部引线，用于把动态聚焦电压引到例如蓝色电子枪附近。在正常操作下，接近蓝色电子枪可能不会引起任何问题。然而，当在被称为AKB测量间隔的紧跟垂直回扫的几个视频行周期期间，当在自动显象管偏置(AKB)电路中进行小电流偏置测量时，动态聚焦电压的水平分量的杂散耦合可以引起蓝色电子枪的阴极电极的偏置误差。结果，蓝色电子枪的偏置可能不再跟踪绿色和红色电子枪的偏置。这可以导致不能接受的背景色温改变。
在AKB测量间隔期间，可能希望从聚焦电极上除去水平动态聚焦电压分量。借以有利地消除对聚焦电极的不希望的耦合。
在AKB测量间隔期间，可能希望在AKB间隔之前开始禁止动态聚焦电压，以便阻止在动态聚焦电压中发生瞬变状态。因此，例如在接近垂直消隐间隔开始的时刻，开关开始从聚焦电极上解除动态聚焦电压。
在视频显示监视器中，可用于垂直回扫的时间是垂直周期的一小部分。不利的是，伴随垂直消隐结束的附加的AKB测量减少了可用于垂直回扫的时间。可能希望分配尽可能多的时间用于回扫间隔，以便减少垂直偏置放大器功率晶体管的负担。因此，可能希望减少间隔的结束时间的允差，在所述间隔期间动态聚焦电压被禁止。这是因为，如果动态聚焦电压被禁止的时间间隔被延长到有效的视频显示间隔，则在重叠区域中的一部分可见的扫描行可能似乎未被聚焦。在另一方面，如果动态聚焦电压被禁止的时间间隔结束得太早，则动态聚焦电压的交扰可能在一个或几个电子枪上引起AKB误差。
按照本发明的一个方面，动态聚焦电压被禁止的时间间隔的结束时刻使用行定时器或计数器被精确地建立。行定时器或计数器例如对水平回扫脉冲计数，并产生开关控制信号用于控制上述的动态聚焦电压禁止开关。有利的是，对脉冲进行计数和完全依赖于例如电阻和电容元件的允差进行测量相比，能够提供动态聚焦电压被禁止的时间间隔的结束时刻的更精确的测量。
使用本发明的特征的视频成像装置包括响应聚焦电压校正信号的放大器，用于在放大器的输出端产生被耦合到聚焦电极的聚焦电压的动态聚焦电压分量。在聚焦电压校正信号的信号通路中连接一个开关，用于在偏转周期的自动显象管偏置测量间隔期间解除动态聚焦电压分量。提供指示偏转周期中垂直消隐间隔的结束时刻的第一信号源。同步时间移位器响应时钟信号和第一信号用于使第一信号进行时间移位。时间移位的第一信号被耦联到所述开关，用于控制动态聚焦电压被选通的时刻。
图1A和1B是按照本发明特征的水平偏转电路输出级和动态聚焦电压发生器；
图2是按照本发明的特征的延迟电路；
图3A-3B和4A-4D是用于说明按照图2的延迟电路的操作的波形。
图1A说明具有多扫描频率能力的电视接收机的水平偏转电路输出级101。输出级101由产生电源电压B+的稳压电源100供电。常规的驱动器级103以选择的水平扫描频率nfH响应输入信号107a。驱动器级103产生驱动控制信号103a，用于控制输出级101的开关晶体管104的开关操作。例如，n＝1的值可以表示按照已知的标准例如广播标准的电视信号的水平频率。晶体管104的集电极和回扫变压器T0的一次绕组TOW1的端子TOA相连。晶体管104的集电极还和不切换的回扫电容器105相连。晶体管104的集电极还和水平偏转线圈LY相连，以便形成回扫谐振电路。晶体管104的集电极还和常规的阻尼二极管108相连。线圈LY和线性电感LIN以及不转换的跟踪电容器或S电容器CS1相连。电容CS1连接在端子25和参考电位或地GND之间，使得端子25被插在电感器LIN和S电容器CS1之间。
输出级101能够产生偏转电流iy。偏转电流iy对于从2fH到2.4fH的范围内选择的信号103a的任何选择的水平扫描频率和对于选择的1fH的水平频率基本上具有相同的预定幅值。当水平频率增加时，偏转电流的隔值的控制由自动地增加电压B+来实现，并且反之亦然，使得偏转电流iy的幅值保持恒定。电压B+被常规的稳压电源100控制，其通过变压器T0的反馈线圈TW以闭环结构工作。按照具有代表电流iy的幅值的大小的整流的反馈回扫脉冲信号FB，建立电压B+的大小。以常规的方式产生垂直速率的抛物线信号E-W，图中没有示出。信号E-W按照常规和电源100耦联，用于产生电压B+的垂直速率的抛物线分量，借以提供东西失真校正。
开关电路60用于校正电子束着落误差，例如线性误差。电路60选择地和与跟踪电容器CS1并联的跟踪或S电容器CS2、跟踪或S电容器CS3中的一个或两个相连或者不和它们相连。选择的连接根据选择水平扫描频率的范围确定。在开关电路60中，电容器CS2被连接在端子25和场效应晶体管(FET)开关Q2的漏电极之间。晶体管Q2的源电极和地GND相连。用于阻止晶体管Q2上的过电压的保护电阻R2跨接在晶体管Q2的两端。
寄存器201提供开关控制信号60a，60b。
控制信号60a通过缓冲器98和晶体管Q2的控制极相连。当控制信号60a处于第一个可选择的电平时，晶体管Q2截止。在另一方面，当控制信号60a处于第二可选择的电平时，晶体管Q2导通。缓冲器98提供信号60a的所需的电平变化，以常规方式实现上述的转换操作。
在开关电路60中，电容器CS3被连接在端子25和FET开关Q2’的漏电极之间。FET开关Q2’被控制信号60b控制，和FET开关由控制信号60a控制的方式类似。这样，缓冲器98’实现和缓冲器98类似的功能。
微处理器208响应在频率数据信号转换器209中产生的数据信号209b。信号209b具有代表同步信号HORZ-SYNC或偏转电流iy的频率的数值。转换器209例如包括在给定的HORZ-SYNC信号周期期间对时钟脉冲进行计数并按照在给定周期内发生的时钟脉冲数产生字信号209b。微处理器208产生和寄存器201的输入端相连的控制数据信号208a。信号208a的值按照信号HORZ-SYNC的水平速率确定。寄存器201按照数据信号208a产生控制信号60a，60b，其电平按照信号HORZ-SYNC的频率由信号208a确定。此外，信号208a的值可以由未示出的键盘提供的信号109b确定。
当水平偏转电流iy的频率是1fH时，晶体管Q2和Q2’导通。其结果是，S电容器CS2和CS3处于和不转换的S电容器CS1并联的S电容器电路中，并具有最大的S电容值。当水平偏转电流iy的频率等于或大于2fH并小于2.14fH时，晶体管Q2截止，而晶体管Q2’导通。其结果是，S电容器CS2与不转换的S电容器CS1断开，并且S电容器CS3和S电容器CS1相连，以便确定一个中间的S电容值。当水平偏转电流的频率iy等于或大于2.14fH时，晶体管Q2和Q2’截止。其结果是，S电容器CS2和CS3和不转换的电容器CS1断开，并确定一个最小的S电容值。在电容CS1，CS2或CS3中的偏转电流iy产生S形的抛物线电压V5。
由电容器105形成的总的回扫电容在不同的扫描频率下保持不变。选择电容器CS1，CS2，和CS3的值，使得在不同的扫描频率下产生具有不同幅值的抛物线电压V5。因为回扫间隔的长度是恒定的，所以需要电压V5的不同的幅值。
图1B说明使用一个发明特征的动态聚焦电压发生器99。和图1A相同的标号和数字表示相同的部分或功能。图1B的电压V5具有负向回扫峰值。抛物线电压的峰峰幅值在16KHz或1fH、2fH和2.4fH下大约分别为60V、80V和125V。抛物线电压V5通过电容器C4被电容耦合到电阻R16。
包括电阻R16和电阻CDS的被控制的电压分压器或衰减器在端子120产生衰减的抛物线电压V5’。电压分压器的衰减由作为光耦合器PC1的一部分的硫化镉光电阻CDS的导通状态确定。光电阻CDS响应从作为光耦合器PC1的一部分的发光二极管LED发出的光。来自二极管LED的光响应来自达林顿晶体管Q10的电流。达林顿晶体管Q10和达林顿晶体管Q11相互连接并连接到电阻R19，R23，和R24，以便构成差动放大器。达林顿晶体管Q11的基极和3V的恒定参考电压相连，所述3V的电压通过由电阻R11和电阻R12构成的电阻分压器由12V电源得到。
电压V5’的直流分量几乎是0V。交流分量由电阻R16和CDS以及电阻R17确定。电阻CDS的值由来自发光二极管LED的光能确定。电压V5’、电压V5”的交流分量通过电容C21被耦联到达林顿晶体管Q10的基极，并被耦联到箝位二极管D6的阴极。电压V5”的负峰值由箝位二极管D6保持在-0.6V。当达林顿晶体管Q11的基极电压超过+3V时，电压V5”的正峰值使达林顿晶体管Q10导通。当达林顿晶体管Q10导通时，电流通过二极管LED，因而产生光通量。该光通量作用在电阻CDS上，从而减少其电阻值，电压V5’的幅值和电压V5”的幅值。电阻CDS的电阻值的响应速度是很低的。这作为负反馈环中的低通滤波器。当V5”的正峰值低于+3V时，晶体管Q10的导通时间缩短，因而来自二极管LED的平均光能减少，直到建立平衡。然后，电压V5”的正峰值被维持在稍微大于+3V的值。电压V5”和V5，的峰—峰隔值被维持在大约4V，和输入的频率或幅值无关。
在电阻CDS和R16的连接端子120上产生的驱动电压V5’通过电容C3、电阻R17和电容24被电容耦合到聚焦放大器97的和接点输入端子121。电阻CDS的增益控制作用调整端子121的电压，使其在每个频率1fH，2fH，和2.4fH下具有相等的峰—峰幅值。
电容C3对水平的抛物线提供电容耦合。电容C10把未示出的以常规方式产生的垂直抛物线V8电容耦合到端子121。聚焦放大器97的直流工作点由电阻R5确定而不由抛物线信号确定，这是因为电容耦合消除了直流分量。电容C24校正由未示出的放大器97的杂散输入电容引起的相位延迟，使得水平聚焦校正被正确地定时。
在放大器97中，晶体管Q5和晶体管Q6相互连接而形成差动输入级。这些晶体管具有非常高的集电极电流对基极电流比，被称为β，以便增加端子121的输入阻抗。晶体管Q5和Q6的基极发射极结电压相互补偿，因而减少温度变化引起的直流偏置漂移。电阻R11和电阻R12形成电压分压器，其在+12V和电源电压V10相连，用于使晶体管Q6的基极电压偏置到大约+3V。选择和晶体管Q5、Q6的发射极相连的发射极电阻R10使得通过大约6mA的最大电流。这保护高压晶体管Q20。晶体管Q20通过作为开关而工作的晶体管Q13和晶体管Q5相连。晶体管Q20通过呈串联结构的晶体管Q13和晶体管Q5相连。晶体管Q20需要被保护免于被过驱动，因为晶体管Q20可能只允许最多为10mA的集电极电流。这被实现是由于放大器97在直到6mA的集电极电流时具有高的跨导，而在6mA以上具有较低的跨导。晶体管Q20、Q13和Q15的串联结构隔离了未示出的跨接在晶体管Q20的集电极—基极结上的密勒电容，借以增加带宽。串联结构还使得放大器的增益和高压晶体管Q20的低的β值无关。
图1A的变压器T0的绕组T0W3产生逐级上升的回扫电压，其在二极管D12中被整流，并在电容器C13中被滤波，从而产生电源电压VSU，用于给图1B的动态聚焦电压发生器99供电。有源负载晶体管Q1具有和电源电压VSU相连的集电极。晶体管Q1的基极负载电阻通过包括二极管D7和电容C26的自举或附加装置和电压VSU相连。二极管D5和电阻R1串联，并和晶体管Q20的集电极相连。二极管D4被在端子97a连接在晶体管Q1的发射极和晶体管Q20的集电极之间。
在端子97a的输出波形的负峰值期间，二极管D7将在其阴极的电容C26的一端箝位到+1600V电源电压VSU，晶体管Q20把电容器C16的另一端拉到接近地电位。晶体管Q1由二极管D4和D5的作用而保持截止。当在端子97a的电压上升时，储存在电容器C26中的能量通过电阻R1被送到晶体管Q1的基极。电阻R1上的电压被维持高，晶体管Q1中的基极电流即使在晶体管Q1上的集电极—发射极电压接近于0时也被维持。因此，晶体管Q1的发射极电流也被维持。此时，在端子97a的输出正峰值非常接近于+1600V电源电压VSU而没有失真。
电容C1表示聚焦电极17的杂散电容和引线的杂散电容的和。有源负载晶体管Q1能够从端子97a供给电流向杂散电容C1充电。下拉晶体管Q20能够通过二极管D4从电容C1吸收电流。此外，使用有源负载结构利用较低的功率消耗获得快速响应时间。放大器97通过反馈电阻R2对于在端子97a的输出使用并联反馈。选择电阻R17和R2，使得在端子97a产生1000V水平速率电压。结果，放大器97的电压增益为几百倍。
由电压V5产生的水平速率的动态聚焦电压分量和由电压V8产生的垂直速率的动态聚焦电压分量通过直流隔离电容C22被被电容耦合到CRT 10的聚焦电极17，从而产生动态聚焦电压FV。由电阻R28和电阻R29形成的电压分压器产生的电压FV的直流电压分量等于8KV。
在垂直消隐期间，和在未示出的例如在跟随垂直消隐的被称为AKB测量间隔的4个视频行时间，周期控制信号V13处于高状态。信号V13由包括本发明的特征的延迟电路200产生，该电路使常规的垂直消隐信号VERT-BLANK延迟一个合适的视频行时间数，例如3个或4个。
图3A-3B和图4A-4D是用于说明图2的延迟电路200的操作的波形。图4A-4D的波形用于说明图3A-3B的波形的时间基准。在图1A，1B，2，3A-3B和4A-4D相同的标号和数字表示相同的部分或功能。
在图2的结构中，图3A的常规的合成消隐信号COMP-BLANK被施加到非对称的积分器203，其包括和图2的电容C99相连的电阻R99。电阻R99和二极管D99并联，以便产生非对称特征。使用非对称积分器203利用电阻R99和电容C99的长的时间常数除去图3A的水平消隐脉冲HB，同时利用二极管D99和电容器C99的快的时间常数在时刻t2恢复A消隐滞后沿。
为了获得信号COMP-BLANK，TDA9151型的常规偏转处理器201产生和比较器202相连的砂城堡(sandcastle)信号，用于从信号SC中除去未示出的箝位脉冲。结果是，在垂直消隐间隔VB期间和在水平消隐脉冲HB期间，图3A的信号COMP-BLANK处于低状态。在另一方面，当不需要CRT消隐时，信号COMP-BLANK处于高状态。
图2的积分器203虑除图3A的水平消隐脉冲HB，产生图3B的低通滤波信号VERT-BLANK。信号VERT-BLANK按照由图2的积分器203产生的短的延迟在时刻t1达到低状态。信号VERT-BLANK在从图3A的垂直消隐间隔VB的结束时刻t2经过一个短的延迟时间之后，在图3B的时刻t3达到高状态。因为通过图2的二极管99进行的快速充电操作，有利的是，延迟时间t2-t3是短的，并且不受元件误差的显著影响。
信号VERT-BLANK和D型触发器204的数据输入端204a相连。触发器204的反向输出端204b和D型触发器204的数据输入端205a相连。触发器205的输出端205b和D型触发器206的数据输入端206a相连。触发器206的输出端206b和D型触发器207的数据输入端207a相连。
触发器207的输出端207b和触发器204的反向输出端204b分别通过电阻208和209和端子210的接点相连，从而构成电阻逻辑“或”函数。图1A的水平速率回扫脉冲信号FLYB和图2的204-207的每个触发器的时钟输入端相连。触发器204-207形成4级移位寄存器，利用回扫脉冲信号FLYB的正向前沿同步。触发器204-207形成同步时间移位器。
触发器204在接近图3A的时刻t0的图3C的时刻t1，在垂直消隐间隔的开始时刻，在端子210上产生信号V13的前沿。在紧跟图3A的垂直消隐间隔VB的结束时刻t2的图3B的时刻t3，信号VERT-BLANK获得高状态。图2的触发器204-207的操作使得在图3C的间隔t3-t4期间保持信号V13处于高状态。图2的触发器204当图4B的信号FLYB的第一脉冲FLYB(1)出现时改变状态。脉冲FLYB(1)跟随信号VERT-BLANK的后沿在图4B的时刻t3出现。跟随图2的触发器204的状态改变，当图4B的信号FLYB的第4脉冲FLYB(4)发生时，触发器207改变状态，并在图4C的时刻t4产生信号V13的后沿。这样，因为延迟时间t3-t4由被精确定时的信号FLYB确定，所以在时刻t4的信号V13的后沿被精确地控制。
信号V13和开关晶体管Q15的基极相连。晶体管Q15的集电极通过电阻R27与晶体管Q20的发射极和晶体管Q13的集电极之间的连接端相连。晶体管Q13的集电极和晶体管Q20的发射极相连，晶体管Q13的发射极和晶体管Q5的集电极相连。在垂直消隐期间和在AKB测量间隔期间，晶体管Q13由晶体管Q15截止，因而切断在晶体管Q5的集电极到晶体管Q20的发射极之间的电流。
在AKB测量间隔期间，通过电阻R27和晶体管Q15维持Q20的发射极电流。在AKB测量间隔期间，电阻R27被连接在晶体管Q20和地之间。在AKB测量间隔期间，电阻R27两端具有恒定的大约11.3V的电压。电阻R27的值被这样选择，使得在晶体管Q20中引起恒定电流，在电阻R1上产生的电压等于电源电压VSU和在端子97a上的动态聚焦电压的峰值之间的差。这消除了不希望的聚焦电压瞬变和如果当在AKB测量间隔之后开始动态聚焦电压时可能发生的第一视频行的误聚焦。如果电阻R27不和晶体管Q20的发射极相连，在端子97a的放大器97的输出电压将趋于达到+1600V的电源电压VSU。然而，在端子97a的波形的所需峰值一般是1450V。如果在端子97a的放大器输出电压是1600V，则在AKB测量间隔期间，在图像的顶部第一个可视的垂直行开头，将发生大的瞬变。这种瞬变将使伴随AKB测量间隔而发生的第一个可见垂直行的开头部分聚焦不良。
为了阻止这种大的瞬变，在垂直消隐期间和在AKB测量间隔期间，在通过端子R27为晶体管Q20提供电流通路的晶体管Q15中的电流减少在端子97a的输出电压。晶体管Q20作为电流源，并在电阻R1两端引起电压降。在AKB测量间隔期间，在端子97a的动态聚焦电压被设置为大约等于合成的水平与垂直抛物线分量的峰值的电平。从而显著地减少跟随AKB测量间隔的聚焦电压瞬变。

Claims (7)

1、一种视频图像装置，包括：
具有聚焦电极(17)的阴极射线管(10)；
聚焦电压校正信号源(V5)；视频图像装置的特征在于：
放大器(97)，其响应所述聚焦电压校正信号(V5)，用于在所述放大器(97)的输出端(97a)产生和所述聚焦电极(17)相连的聚焦电压(FV)的动态聚焦电压分量；
被连接在所述聚焦电压校正信号(V5)的信号通路中的开关(Q15)，用于在偏转周期的自动显象管偏置测量间隔禁止所述动态聚焦电压分量；
第一信号(VERT-BLANK)源，用于产生表示在所述偏转周期中垂直消隐间隔(VB)的结束时刻的第一信号；以及
同步时间移位器(200)，其响应时钟信号(FYB)和所述第一信号(VERT-BLANK)，用于使所述第一信号(VERT-BLANK)进行时间移位，被时间移位的所述第一信号(V13)和所述开关(Q15)相耦合，用于控制所述动态聚焦电压被禁止的时刻。
2、如权利要求1所述的视频图像装置，其中所述时钟信号(FLYB)从水平偏转电路输出级(101)被连接到所述同步时间移位器(200)。
3、如权利要求1所述的视频图像装置，其中所述时钟信号(FLYB)的频率和水平偏转频率(fH)相关。
4、如权利要求1所述的视频图像装置，其中所述同步时间移位器(200)包括移位寄存器(204-207)。
5、如权利要求1所述的视频图像装置，还包括合成消隐信号(COMP-BLANK)源和非对称的积分器(203)，其响应所述合成消隐信号(COMP-BLANK)，用于从所述合成消隐信号(COMP-BLANK)中滤除水平消隐脉冲(HB)，从而产生所述第一信号(VERT-BLANK)。
6、如权利要求1所述的视频图像装置，其中所述开关(Q15)从在所述垂直消隐间隔期间发生的第一时刻(t1)到由所述时间移位的第一信号(V13)确定的一个时刻(t4)禁止所述动态聚焦电压分量。
7、如权利要求1所述的视频图像装置，其中所述开关(Q15)在所述放大器(97)的输入端(121)和所述聚焦电极(17)之间和所述放大器(97)相连。
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