CN1387366A

CN1387366A - 光栅失真校正电路

Info

Publication number: CN1387366A
Application number: CN02140198A
Authority: CN
Inventors: R·韦伯
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: Thomson Licensing SAS; RCA Licensing Corp
Priority date: 2001-05-08
Filing date: 2002-05-08
Publication date: 2002-12-25
Anticipated expiration: 2022-05-08
Also published as: MY122786A; US20020167285A1; US6586895B2; CN1309242C; MXPA02004612A; KR20020085851A; JP3795427B2; JP2003023547A; EP1257116A3; EP1257116A2; TW580663B

Abstract

水平偏转电路,包括耦连到回描电容器(Cla)的水平偏转线圈(Lv),在回描间隔期间形成回描谐振电路。S形电容器(Cs)耦连到偏转线圈,在跟踪间隔期间形成包括偏转线圈和S形电容器的第1跟踪谐振电路。第1开关晶体管(Q1)响应在与水平偏转频率(HORIZONTAL)相关的频率处的同步的第1信号(50),和耦连到偏转线圈,在与同步信号同步的偏转线圈中产生偏转电流(iy)。第2开关晶体管(Q2)响应第1信号,在所述跟踪间隔的第1部分(图3A－3C的T1和T2外边)期间有第1开关状态(关),在跟踪间隔的第2部分(T1和T2)期间有第2开关状态(开),跟踪间隔的第2部分期间,第2开关晶体管把S形电容器耦连到调制电感(Lx)和调制电容器(Cx),形成第2跟踪谐振电路。按垂直率抛物线方式调制跟踪间隔的第2部分长度,以调制S形电容器中的电流,进行调制的S校正。

Description

光栅失真校正电路

技术领域

本发明涉及阴极射线管(CRT)的水平偏转电路，它提供光栅失真校正，例如，内部枕形失真或内部桶形失真光栅失真校正。

背景技术

水平偏转电路通常用谐振跟踪和回描原理。回描过程中，偏转电路形成高频并联谐振电路，用于把来自回描变压器初级绕组的能量存储在偏转电路中。回描提供偏转电流快速回流。

跟踪间隔中，偏转开关提供有跟踪谐振频率并由偏转绕组和S形电容器构成的低频跟踪谐振电路。结果，一个跟踪周期中能量从偏转线圈到S电容器并回到偏转线圈循环。包括偏转线圈和S电容器的谐振电路以跟踪谐振频率产生偏转电流的正弦波形分量。

S电容器的电容量确定S形偏转电流。因此，为了提高水平线性度应选择S电容器。余弦波形电压跨接在S电容器上。当偏转电流为0时，在跟踪中心的幅度最大。

校正内部光栅失真要求沿光栅的垂直轴，即，从光栅的顶到中心和从中心到底，按距离函数关系调制S形。通过调制按水平速率变化的跨接在S电容器上的电压分量的峰值至峰值幅度来实现该调制。调制过的电压出现和跨接在水平偏转绕组上，并引起偏转电流调制。偏转角大于110°的CRT要求跟踪谐振频率按CRT的电子束的垂直位置变化，以进行内部枕形失真或内部桶形失真校正。

实施发明特征，在部分跟踪间隔中，电感-电容(LC)网络经可控开关晶体管耦合到S电容器，以完成可调节光栅校正。LC网络构成第2跟踪谐振电路。第2跟踪谐振电路中的电流形状是周期等于可控开关晶体管的导通时间的近似正弦波形。通过控制可控开关晶体管的导通时间来选择LC网络中电流的频率和大小。生成的偏转电流形状是受控的LC网络中的近似的正弦波电流与S电容器中的电流之和。

发明内容

按本发明的一个方案的偏转设备，包括偏转线圈，它耦合到回描电容器，形成回描间隔期间的回描谐振电路，和耦合到跟踪电容器，形成在跟踪间隔期间包括偏转线圈和跟踪电容器的第1跟踪谐振电路。第1开关半导体以与第1偏转频率相关的频率响应同步的第1信号，并耦合到偏转线圈，在与同步信号同步的偏转线圈中产生偏转电流。在跟踪间隔期间第2跟踪谐振电路中耦合调制电感。设置与第2偏转频率相关的频率下的调制第2信号源。第2开关半导体响应第1和第2信号，在跟踪间隔的第1部分期间有第1开关状态，在跟踪间隔的第2部分期间有第2开关状态。第1和第2部分按第2信号变化。第2开关半导体耦合到调制电感，用于在调制电感和跟踪电容器中产生调制电流，它按第2信号调制跟踪电容中产生的电压，用于光栅失真校正。

附图说明

图1是用本发明特征的偏转电路的简单示意图；

图2A，2B和2C是用于说明图1所示电路的操作模式的波形图；

图3A，3B和3C是说明图1所示电路的另一操作模式的波形图；

图4是图1所示开关配置的替换电路图；

图5A，5B和5C是说明有替换开关配置的图1所示电路的另一操作模式的波形图；

图6是图1所示电路的详细示意图；和

图7示出与图2A，2B降2C相关的图1所示开关配置的另一替换电路图；

具体实施方式

图1是用本发明特征的偏转电路100的简单示意图。偏转电路100在31.5kHz的水平频率下操作。偏转电路100包括耦合到供给电压B+的恒定直流电(DC)源的初级绕组W1。常规的回描变压器T的初级绕组W1耦连到水平输出或开关晶体管Q1的集电端51。晶体管Q1的基极受工作循环约为50％的水平驱动信号控制。晶体管Q1的发射极电压是公用导体电位或地电位。第1回描电容器Cb耦连到晶体管Q1的集电端51。集电端51还耦连到第2回描电容器C1a。

第2回描电容器C1a的引出端52经串联耦连的第3回描电容器C1b耦合到地。阻尼二极管D1a与电容器C1a并联。阻尼二极管D1b与电容器C1b并联耦连。引出端52耦连到东—西方调制电感Lew。电感Lew的引出端53耦连到东—西方调制晶体管Qew的集电极和滤波电容器Cew，以构成提供外部枕形失真校正的常规二极管调制器。

按常规方式用提供东—西方光栅失真校正的有周期V的垂直率抛物线调制信号E/W-DRIVE控制晶体管Qew。术语V是指按电视标准中的垂直周期，例如，20毫秒(ms)。反馈电阻Rew耦连在晶体管Qew的集电极与基极之间，以提供A类操作。随后，在电感Lew的引出端53以常规方式产生垂直率抛物线调制电压Vm。偏转绕组Ly耦连在引出端51与54之间。常规的S形电容器Cs耦连在引出端52与54之间。

在水平跟踪的第1半期间，二极管D1a和D1b导通，磁能按常规方式存储在绕组W1中。而且，偏转电流ILy在二极管D1a和D1b中流动。水平跟踪的第2半期间，晶体管Q1导通，偏转电流ILy在晶体管Q1中流动。在跟踪结束时，晶体管Q1截止，按常规方式，在电容器C1a中产生回描脉冲电压V1a，在电容器C1b中产生回描脉冲电压V1b。

用本发明特征的有效控制的跟踪谐振电路101耦连在引出端52与54之间与S电容器Cs并联。跟踪谐振电路101包括串联配置的电感Lx、电容Cx和可控开关配置300。脉冲宽度调制器(PWM)60在可控开关配置300的控制端66产生相位调制的信号60a。信号60a根据电流传感器62产生的输入信号IPcor与反馈信号Fb之间的差控制可控开关配置300中的开关定时。信号IPcor是用于校正例如内部枕形失真的垂直率校正波形。信号Fb表示受控的跟踪谐振电路101中的电流Ix的幅度，它从电路63中的输入信号IPcor中减去，以产生控制PWM60的信号差63a。附加的定时信号60b耦连到PWM60，以便同步。要求大校正时，反馈信号Fb改善了操作的线性度。

有效的受控跟踪谐振电路101的第1电路结构和操作模式中，图1的电容器Cx的选择容量是330nF，电感器Lx选择的电感量是150μH，电容器Cz的选择容量是680PF，电阻器Rz的选择电阻是820欧(Ω)。可控开关配置300包括晶体管Q2。晶体管Q2是金属—氧化物—半导体(MOS)晶体管，它的源电流导通端64经电流传感器62的低阻抗路径耦连到电容器Cs的引出端54。开关晶体管Q2的漏电流导通端65经电感Lx和电容Cx耦连到电容器Cs的引出端52。电容器Cz与电阻器Rz串联耦连，形成耦连在开关晶体管Q2的引出端64与65之间的串联配置，用于消除瞬时开关。由于在包括MOS晶体管Q2的晶片中与晶体管Q2一起形成的内部二极管DQ2中保留有反向恢复时间，所以，需要电容器Cz和电阻器Rz。可用跨接在晶体管Q2上的电压传感器(图中没画)代替电流传感器62。

图3A，3B和3C是说明图1所示电路按垂直率调制电流Ix时的第1操作模式的波形图。图1，3A，3B和3C中相同的符号和数字指示相同的零部件或相同的功能。图3C所示的周期为Th的偏转电流ILy包括跟踪部分ILyt和回描部分ILyr。在图3C所示的间隔T1时期，图1所示开关晶体管Q2导通。在图3C所示跟踪部分ILyt期间，间隔T1在图3C所示跟踪部分ILyt的中心时间Ttc结束。间隔T1期间，用图1所示电容器Cs中的图3A所示电压VCs给图1所示谐振电路101加能，以产生图1所示电路101中的图3A所示电流Ix的负电流部分。

紧随的图3A的间隔T2，相关中心时间Ttc的间隔T1对称出现。紧随的图3A的间隔T2期间，产生电流Ix的正电流部分，并在内部流向图1所示的导通反向二极管DQ2。二极管DQ2包含在晶体管Q2的同一晶体管壳中。在总间隔T1+T2期间，图3C所示的电流ILy的各个水平周期中，图3A所示的电流Ix有在中心时间Ttc出现的0交叉点的近似的正弦电流波形。

图1所示脉冲宽度调制的信号60a，按图1所示信号IPcor，以垂直率抛物线方式，改变图3A所示电流Ix的间隔T1和T2的长度。由此，晶体管Q2中的总导通时间按垂直率抛物线方式变化。因此产生了垂直率抛物线形式的电流Ix的各个幅度和谐振频率。随后，在图3A所示的总间隔T1+T2期间，调制偏转电流ILy。最好不要出现这里称作交扰的回描时间调制和在电流ILy的峰间幅度上有最小的影响，这是因为在回描期间电流Ix为0。无交扰的优点是，有可能单独调节校正参数、内部和外部的枕形失真。

图6是图1所示PWM60的详细电路图。图6，图1，图3A，3B，3C中相同的符号和数字指示相同的零部件或功能。而且，由于图1所示二极管DQ2的反向恢复时间长，在晶体管Q2的封壳外的图6所示的快速反向二极管DQ2b耦连到晶体管Q2，用于执行图1所示的二极管DQ2的功能。图6所示第2晶体管DQ2与晶体管Q2串联耦连。二极管DQ2a消除图1所示内部二极管DQ2的影响。因此，图6所示二极管DQ2b与串联配置的二极管DQ2a和晶体管Q2并联耦连。

信号IPcor是与垂直同步信号同步的垂直率、东—西方抛物形信号，图中没画。水平回描信号60b是在200V峰间由回描变压器的次级绕组(图中没画)按常规方式驱动的正水平回描脉冲。电流传感器62的电流变压器T3包括传导电流Ix的初级绕组T3a。次级绕组T3b耦连到桥式整流器DFb。桥式整流器DFb耦连到滤波电容器CFb，用于在电容器CFb中产生与电路101中的电流Ix的幅度成正比的电压VCFb。电流变压器T3有变换率T3b/T3a等于100的高变换率。电流变压器T3经桥式整流器DFb在初级边T3a把所加阻抗变换到可以忽略不计的小值。因此，谐振电路101的优点是，不受经桥式整流器DFb所加负荷的影响。

电压VCFb经电阻器Rpil耦连到运算放大器Opa的反向输入端引线6。用耦连到运算放大器Opa的反向输入端的引线6的电位计电阻器IPIN调节在运算放大器Opa的反向输入端引线6处的直流(DC)电压分量。通过放大东—西方抛物线信号IPcor与全波整流的反馈电压VCFb之间的差，PWM60的运算放大器Opa提供反馈补偿的控制信号VOPa。用集成电容器Cpi和电阻器Rpi2的并联配置建立放大器OPa的高增益低通滤波特性，以在稳定工作状态下提供小闭合回路误差。

锯齿波发生器103由斜坡波发生电阻器R8耦连到斜坡波发生电容器C12构成。开关晶体管Q6经集电极电阻器R7耦连到电容器C12，每次发生输入回描信号60b的回描脉冲时，用于电容器C12放电。信号60b经包括耦合电容器C11和C10的电容性分压器耦连到晶体管Q6的基极。电容器C10和钳位二极管D11跨接在晶体管Q6的基极—发射极结上。水平回描的第2半期间，经导通二极管D11使晶体管Q6处于不导通状态。电容器C10防止在回描的第1部分期间由于可能有其它形式触发的晶体管Q6的二极管D1a和D1b中不适当的瞬时导通而在晶体管Q6中产生环形。

回描信号60b在放大器Opb的反向输入端产生水平锯齿波形电压VSW。结果，在发光二极管(LED)OPTOA中产生脉冲宽度调制过的电流ipw。LEDOPTOA的阴极端引线3耦连到放大器OPb的开路的集电极输出端，引线7。

放大器OPb的开路的集电极输出端引线7处于高阻抗状态下时，LEDOPTOA中的电流ipw为0。结果，光耦合放大器OPTOB的开路的集电极输出端引线6处于高阻抗状态。工作电阻器R4耦连到光耦合放大器OPTOB的开路的集电极输出端引线6和晶体管Q5的基极。因此，LED OPTOA开路时，晶体管Q5导通。晶体管Q5的集电极经二极管D6和电阻器R2耦连到晶体管Q2的栅极端66。晶体管Q5导通时，晶体管Q5使晶体管Q2断开。晶体管Q5的集电极也耦连到工作电阻器R3和晶体管Q3的基极。晶体管Q3的发射极耦连到另一二极管D6的阳极；而二极管D6的阴极耦连到晶体管Q3的基极和晶体管Q4的集电极。另一方面，放大器OPb的开路集电极输出端引线7处于低阻抗状态时，电流ipw在LED OPTOA中流动。因此，晶体管Q5将截止，晶体管Q3经工作电阻器R3接通。之后，晶体管Q2也经电阻器R2导通。

图3A的水平周期Th的每个间隔T1中，图6中的晶体管Q2瞬时接通，随着电子束位置的垂直变化在图3A的范围t1a至t1b中变化。在间隔T2期间进行对称操作。图6中的晶体管Q2最好应在并联二极管DQ2b停止导通之前在回描间隔期间截止。

电荷存储电容器C8中产生的供给电压VFS耦连到电阻器R3、晶体管Q3的集电极电阻器R4和光耦合放大器OPTOB。电压VFS参考电容器Cs的引出端54。供给电压VFS由经电容器C9电容性耦连到整流二极管D8的S电容器Cs中产生的电压VCS的交流(AC)分量产生。整流二极管D8和D9起半波整流器作用，并把电荷存储在电容器C8中，以产生供给电压VFS。齐纳(Zener)二极管D10与电容器C7并联，经电阻器R5耦连到电压VFS，用5V供给电压V5V给光耦合放大器OPTOB通电。

跟踪的第2半和回描的第1半期间，保护晶体管Q4经电容器C6和C5构成的电容性分压器导通，因此，晶体管Q5与晶体管Q2不耦连，晶体管Q2保持截止。

二极管D12、D13和D14产生电容器C13中的保护电压V13。在回描的第1半期间电容器C13经二极管D14充电。回描第2半期间，电容器C13经二极管D12和D13放电。只要二极管D12导通，LED OPTOA中的电流ipw就是0。之后，光耦合放大器OPTOB的输出端引线6形成高阻抗，晶体管Q5保持晶体管Q2截止。

调节耦连到运算放大器OPa的反向输入端引线6的可变电阻器IPIN，改变通过电感器Lx和电容器Cx的电流Ix的平均值。由此得到静态或没调制的线性度校正。或者，用频率—电压转换器600的输出信号600a调节线性度。信号600a按水平率信号50的频率函数变化。用图中没画的微处理机控制的数/模(D/A)转换器输出信号实施频率—电压转换器600，它执行的功能与可变电阻器IPIN实施的功能相同。例如，可用频率—电压变换器600改变通过电感器Lx和电容器Cx的电流Ix的平均值，来保持所选择的不同水平偏转频率的线性度。由此，能有利地避免现有的开关配置在所选择的不同水平频率下选择电容器Cs的不同电容量。

第2电路结构和操作模式中，所选择的图1中的电容器Cx的容量是470nF，电感器Lx的电感量是300μH，电容器Cz的容量是470pF，电阻器Rz的电阻值是1500Ω。图1中所示的可控开关配置300中包括的开关晶体管Q2用图7中所示的晶体管Q2′代替。晶体管Q2′是MOS晶体管。晶体管Q2′的源电流传导电极耦连到图1中的引出端65。图7中晶体管Q2′的漏电流传导电极耦连到图1中的引出端64。图7中的晶体管Q2′的栅电极耦连到图1中的引出端66。图2A，2B和2C是说明图1所示电路的第2操作模式的波形图。按垂直率调制电流Ix时，所述的元件的值与第2操作模式相关。图7、1、2A、2B、2C、3A、3B和3C中相同的符号和数字指示相同的零部件或功能。

图2C中的偏转电流ILy有跟踪部分ILyt和回描部分ILyr。图7中的开关晶体管Q2′在图2A的间隔T1′期间导通。间隔T1′在图2C的跟踪部分ILyt期间开始，在图2C的回描部分ILyr的中心时间Trc结束。

图2A的间隔T1′期间，图1所示谐振电路101用电容器Cs中的电压VCs通电，产生图1所示电路101中图2A所示的电流Ix的正电流部分。随后的图2A所示的相对中心时间Trc与间隔T1′对称产生的间隔T2′期间，经包含在晶体管Q2′的同一外壳中的内部反向二极管DQ2′产生图2A所示电流Ix的负电流部分。图2A所示电流Ix在图2C所示电流ILy的每一循环中是在中心时间Trc出现0交叉点的近似的正弦电流波形。

图1所示信号60a按图1所示信号IPcor以垂直率抛物线方式改变图2A所示间隔T1′的长度。因此，晶体管Q2′的总导通时间按垂直率抛物线方式变化。结果，图1所示电路101的电流Ix的幅度和谐振频率按垂直率抛物线方式变化，之后，在图2C所示的组合间隔T1′+T2′期间调制偏转电流ILy。

用回描期间图2A所示电流Ix的大小确定会引起回描时间不希望出现的回描时间变化的外部枕形失真校正信号E/W-drive的任何交扰作用。回描期间电流Ix小。因此，其优点是，外部枕形交扰不会超过一个小值。

在第3电路结构和操作模式中，所选择的图1中的电容器Cx的容量是470nF，电感器Lx的电感量是130μH，电容器Cz的电容量是680PF，电阻器Rz的电阻值是820Ω。用图4中串联连接的MOS晶体管Q2a和Q2b代替图1中可控开关配置300中包括的开关晶体管Q2。晶体管Q2a的漏电流传导电极经结点67耦连到晶体管Q2b的漏电流传导电极。晶体管Q2a的源电流传导电极耦连到图1中的引出端64。代替图1中的晶体管Q2的漏电流传导电极的图4中的晶体管Q2b的源电流传导电极，耦连到引出端65。图4中的每个晶体管Q2a和Q2b的栅电极耦连到图1中的引出端66。

图5A、5B和5C示出了用于说明图1中的电路100的第3操作模式的波形图，它有与第3操作模式相关的所述的元件值，例如，其中，按恒定率调制电流Ix。图1，2A，2B，2C，3A，3B，3C，4，5A，5B和5C中相同的符号和数字指示相同的零部件或功能。

第3操作模式中，图4中的开关晶体管Q2a和晶体管Q2b内设置的正偏置二极管DQ2d串联连接，在图5A所示间隔T1″和紧随其后的间隔T2″期间导通。图5C所示的跟踪部分ILy期间出现间隔T1″和紧随其后的间隔T2″。间隔T2″在图5C的跟踪部分ILy的中心时间Ttc之前结束。图4中的开关晶体管Q2b和晶体管Q2a内设置的正偏置二极管DQ2c串联连接，并在图5A所示的间隔T3″和紧随其后的间隔T4″期间导通。在图5C的跟踪部分ILy中也出现间隔T3″和紧随其后的间隔T4″。间隔T3″在图5C中的跟踪部分ILy的中心时间Ttc后开始，在间隔T2″与T3″之间出现的间隔T5″期间图4中的晶体管Q2a或Q2b均不导通。间隔T4″在图5C中的跟踪部分ILyt结束之前结束。

在图5A中的间隔T1″和T2″期间，用电容器Cs中的电压VCs给图1所示谐振电路101供能。之后，在图1所示电路101中产生图5A所示电流Ix的负电流部分。电流Ix的负电流部分在图5A所示间隔T1″和T2″期间按在180°与360°之间变化的正弦波形方式变化。同样，在分别与间隔T1″和T2″相对中心时间Ttc对称出现的图5A所示间隔T3″和T4″期间产生电流Ix的正电流部分。电流Ix的正电流部分在图5A所示的间隔T3″和T4″期间按在0°与180°之间变化的正弦波形方式变化。在相对于中心时间Ttc对称出现的间隔T5″期间，图4中的晶体管Q2a和Q2b截止，图5C所示电流Ix为0。

图5B展示出驱动信号60a″的波形。当图5B所示信号60a″处于低(LOW)状态时，图4中的晶体管Q2a正向导通。而图5B中的信号60a″处于高(HIGH)状态时，图4中的晶体管Q2b正向导通。该驱动方法产生最小的外部枕形交扰，由于在回描间隔期间图5A所示电流Ix为0，所以无回描时间调制。

为了获得图1所示电流Ix的垂直率调制，需要用图中没画的对称电路控制提供图5A、5B和5C中没画的调制过的校正。调制校正要求用垂直率的可变量使图5B所示驱动信号60a″的转换边缘60a″(A)相移。而且，还应用相同的可变量按相对于中心时间Ttc对称的相反方向使驱动信号60a″的转换边缘60a″(B)相移。

可根据CRT的荧屏上的空间几何误差分布分别进行或组合进行第1、第2和第3操作模式。第1操作模式在水平跟踪的中心提供最高的S形调制。第2操作模式在水平跟踪的边界处提供最高的S形调制。第3操作模式在水平跟踪的第1和第3个四分之一处提供最高的S形调制。由于每种操作模式都能用在CRT的荧屏的垂直方向中调制，因此，这些工作模式能为CRT应用提供各种解决方法。

Claims

1.一种有光栅失真校正的偏转装置，包括

偏转线圈(Ly)，它耦连到回描电容器(C1a)，在回描间隔期间形成回描谐振电路，并耦连到跟踪电容器(Cs)，在跟踪间隔期间形成包括所述偏转线圈和所述跟踪电容器的第1跟踪谐振电路；

第1开关半导体(Q1)，在与第1偏转频率(HORIZONTAL)相关的频率处的响应同步的第1信号(50)，和耦连到所述偏转线圈，在与所述的同步第1信号同步的所述偏转线圈中产生偏转电流(ILy)。

调制电感(Lx)，在所述跟踪间隔期间，它耦连在第2跟踪谐振电路(Lx，Cx)中；

在与第2偏转频率(VERTICAL)相关的频率处的调制第2信号(IPcor)源；其特征是，

第2开关半导体(Q2)响应所述第1和第2信号，在所述跟踪间隔的第1部分期间(图3A至3C中T1和T2外边跟踪部分)，有第1开关状态(关)，所述跟踪间隔(T1和T2)的第2部分期间，有第2开关状态(开)，所述跟踪间隔的第1部分和第2部分按所述第2信号变化，耦连到所述调制电感的所述第2开关半导体在所述调制电感和所述跟踪电容器中产生调制电流(Ix)，调制电流(Ix)根据所述第2信号调制所述跟踪电容器中产生的电压(VCs)，以进行光栅失真校正。

2.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，调制所述跟踪电容器电压(VCs)，以进行S形校正。

3.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，脉冲宽度调制器(60)响应所述同步第1信号(60b)和所述调制第2信号(IPcor)，以控制所述第2开关半导体(Q2)的所述开关状态。

4.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，调制电容器(Cx)耦连到所述跟踪电容器(Cs)和所述调制电感(Lx)以在所述跟踪间隔的所述第2部分(图3A-3C所示的T1和T2)期间形成所述第2跟踪谐振电路(Cx，Lx)。

5.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，东—西方光栅失真校正电路(QEW，LEW)响应在与垂直偏转频率相关的频率处的调制第3信号(E/W-DRIVE)，以进行东—西方光栅失真校正。

6.按权利要求5的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述东—西方光栅失真校正电路(QEW，Lew)包括二极管调制器。

7.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，开关控制器(60)响应所述调制第2信号(IPWR)和反馈信号(Fb)，用于控制负反馈闭合回路中的所述第2开关半导体(Q2)。

8.按权利要求7的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，在所述电流传感器(62)中产生所述反馈信号(Fb)。

9.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述第2开关半导体(Q2)，在所述跟踪间隔(T1和T2)的第2部分期间，把所述调制电感(Lx)耦连到所述跟踪电容器(Cs)，在所述跟踪间隔的第1部分(T1和T2的外边跟踪部分)，使所述调制电感从所述跟踪电容器断开。

10.按权利要求9的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述跟踪间隔的第2部分(图3A至3C的T1和T2)位于相对于所述跟踪间隔中心对称的位置。

11.按权利要求9的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述跟踪间隔的所述第2部分在每个跟踪间隔期间按不邻接方式配置。

12.按权利要求9的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述跟踪间隔的所述第2部分(T1″，T2″，T3″，T4″)相对于所述跟踪间隔中心对称配置。

13.按权利要求1的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述第1开关半导体包括第1开关晶体管(Q1)，其中所述第2开关半导体(Q2)包括第2开关晶体管。

14.一种有光栅失真校正的偏转装置，包括：

偏转线圈(Ly)，它耦连到回描电容器(C1a)，在回描间隔期间形成回描谐振电路；

第1开关半导体(Q1)，在与第1偏转频率(HORIZONTAL)相关的频率处响应同步的第1信号(50)，并耦连到所述偏转线圈，在与所述同步的第1信号同步的所述偏转线圈中产生偏转电流(iLy)；

阻抗(Lx，Ly)，其特征是，

第2开关半导体(Q2)响应所述第1信号，在跟踪间隔的第1部分(图3A-3C中T1和T2外边)期间有第1开关状态(关)，在所述跟踪间隔的第2部分(T1和T2)期间有第2开关状态(开)，所述第2开关半导体耦连到所述阻抗和所述偏转线圈，以在所述跟踪间隔的所述第2部分期间在所述阻抗中产生调制电流(Ix)；

在相对于第2偏转频率(VERTICAL)的频率处的调制第2信号(IPcor)的源极；和

调制器(60)，它响应所述调制第2信号和指示所述调制电流的反馈信号(Fb)，并耦连到所述第2开关半导体，用于控制负反馈闭合回路中所述第2开关半导体。

15.按权利要求14的有光栅失真校正的偏转装置，其特征是，所述阻抗(Lx，Ly)包括耦连到S形电容器(Cs)的调制电感(Lx)以形成谐振电路，进行调制的S校正。