CIRCUITO DE CORRECCIÓN DE DISTORSIÓN DE TRAMA CAMPO DE LA INVENCIÓN La invención se relaciona con un circuito de deflexión horizontal para un tubo de rayos catódicos (CRT) que proporciona una corrección de distorsión de trama, por ejemplo, dentro del acerico o dentro de la corrección de distorsión de trama de barril.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Es común que los circuitos de deflexión horizontal utilicen principios de traza resonante y de retraza. Durante la retraza, el circuito de deflexión forma un circuito resonante paralelo de alta frecuencia para almacenar energía en el circuito de deflexión desde un arrollamiento primario del transformador de retorno. La retraza proporciona un rápido retorno de la corriente de deflexión. Durante el intervalo de traza, el interruptor de deflexión proporciona un circuito resonante de traza de baja frecuencia que tiene una frecuencia resonante de traza y formado por el arrollamiento de deflexión y el condensador con forma de S. Como resultado, la energía circula desde el yugo al condensador en S y de regreso al yudo en un período de traza. El circuito resonante que incluye el arrollamiento de deflexión y el condensador en S produce un componente en forma de onda senoidal de la corriente de deflexión en la frecuencia resonante de traza. El valor del condensador-S determina la forma de S en la corriente de deflexión. De este modo, el condensador-S se selecciona para mejorar la linealidad horizontal. El voltaje a través del condensador-S tiene forma de coseno. La amplitud es más alta en el centro de la traza, cuando la corriente de deflexión está en cero. La corrección de la distorsión de trama interna requiere la modulación de la forma -S como una función de la distancia a lo largo del eje vertical del despliegue de trama, es decir, desde la parte superior al centro y desde el centro a la parte inferior de la trama. Esto se logra al modular la amplitud cresta a cresta del componente del voltaje a través del condensador-S que varía a la proporción horizontal. El voltaje modulado aparece también a través del arrollamiento de deflexión horizontal y provoca una modulación de la corriente de deflexión. Los CRT con ángulos de deflexión mayores que 110 grados, requieren que la frecuencia resonante de traza varíe, de conformidad con la posición vertical del rayo de electrones del CRT, para proporcionar cualquiera de la corrección de distorsión dentro del barril o de acerico. Para llevar a cabo una característica inventiva, una corrección de trama ajustable se logra al acoplar una red-(LC) inductor-condensador (LC) durante una porción del intervalo de traza al condensador -S a través de un transistor de conmutación controlable. La red LC forma un segundo circuito resonante de traza. La forma de la corriente en el segundo circuito resonante de traza es aproximadamente senoidal con un período que iguala al
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J tiempo de conducción del transistor de conmutación controlable. Al controlar el tiempo de conducción del transistor de conmutación controlable, se seleccionan la frecuencia y la magnitud de la corriente en la red LC. La forma de la corriente de deflexión resultante es la suma de la corriente aproximadamente senoidal, controlada en la red LC y la corriente en el condensador -S.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN Un aparato de deflexión que incorpora un aspecto, que incluye un arrollamiento de deflexión acoplado con una capacitancia de retraza para formar un circuito resonante de retraza durante un intervalo de retraza y acoplado con un condensador de traza para formar un primer circuito resonante de traza que incluye el arrollamiento de deflexión y el condensador de traza durante el intervalo de traza. Un primer semiconductor de conmutación responde a una primera señal de sincronización a una frecuencia relacionada con la primera frecuencia de deflexión y se acopla con el arrollamiento de deflexión para generar una corriente de deflexión en el arrollamiento de deflexión sincronizado con la señal de sincronización. Una inductancia de modulación se acopla con un segundo circuito resonante de traza durante el intervalo de traza. Se proporciona una fuente de una segunda señal de modulación a una frecuencia relacionada con una segunda frecuencia de deflexión. Un segundo semiconductor de conmutación responde a la primera y segunda señales, que tiene un primer estado de conmutación durante una primera porción del intervalo de traza y un segundo estado de conmutación durante una segunda porción del intervalo de traza. La primera y segunda porciones varían de acuerdo con la segunda señal. El segundo semiconductor de conmutación se acopla con la inductancia de modulación para producir una inductancia de modulación y una corriente de modulación en el condensador de traza que modula el voltaje desarrollado en el condensador de traza de acuerdo con la segunda señal para proporcionar una corrección de distorsión de trama.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La Figura 1 ilustra un diagrama esquemático simplificado de un circuito de deflexión, el cual incorpora una característica inventiva; las Figuras 2a, 2b y 2c ilustran formas de onda útiles para explicar un modo de operación del circuito de la Figura 1; las Figuras 3a, 3b y 3c ilustran formas de onda útiles para explicar un modo adicional de operación del circuito de la Figura 1; la Figura 4 ilustra una alternativa para un arreglo de conmutación de la Figura 1; las Figuras 5a, 5b y 5c ilustran formas de onda útiles para explicar otro modo de operación del circuito de la Figura 1 que tiene un arreglo alternativo de conmutación; la Figura 6 ilustra un diagrama esquemático detallado del circuito de la Figura 1; y la Figura 7 ilustra una alternativa para el arreglo de conmutación de la Figura 1 que se asocia con las Figuras 2a, 2b y
2c.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA I VENCIÓN La Figura 1 ilustra un diagrama esquemático simplificado de un circuito 100 de deflexión, el cual incorpora una característica inventiva. El circuito 100 de deflexión opera a una frecuencia horizontal de por ejemplo, 31.5kHz. El circuito 100 de deflexión incluye un arrollamiento Wi primario acoplado con una fuente de un voltaje B+ de suministro (DC) de corriente directa constante. El arrollamiento W, del transformador T de retorno convencional se acopla con una terminal 51 colectora de una salida horizontal o de un transistor de conmutación. La base del transistor C se controla por una señal 50 de excitación horizontal que tiene aproximadamente 50% del ciclo de servicio. Un voltaje emisor del transistor d está a un potencial conductor común o tierra. Un primer condensador Cb de retraza se acopla con la terminal 51 colectora del transistor Q,. La terminal 51 también se acopla con un segundo condensador C1a de retraza. Una terminal 52 del condensador C1a se acopla mediante un acoplamiento en serie con un tercer condensador C1b de retraza a tierra. Un diodo D1a amortiguador se acopla en paralelo con el condensador C a. El diodo D b amortiguador se acopla en paralelo con el condensador C1b. La terminal 52 se acopla con un inductor Lew de modulación Este-Oeste. El Inductor Lew tiene una terminal 53 que se acopla con un colector del transistor Qew de modulación Este-Oeste y a un condensador filtro Cew para formar un modulador diodo convencional que proporciona una corrección en acerico externo. El transistor Qew es controlado es una forma convencional por una señal de modulación parabólica de proporción vertical de excitación E/O que tiene un período V que proporciona una corrección de distorsión Este-Oeste. El término V denota el período vertical en la norma de televisión, como por ejemplo, 20 milisegundos. Un resistor Rew de retroalimentación se acopla entre el colector y la base del transistor Qew para proporcionar una operación de clase A. En consecuencia, el voltaje Vm de modulación parabólica de proporción vertical se desarrolla en la terminal 53 del inductor Lew, en una manera convencional. Un arrollamiento de deflexión Ly se acopla entre la terminal 51 y una terminal 54. Un condensador Cs de forma S convencional se acopla entre las terminales 52 y 54. Durante una primera mitad de la traza horizontal, los diodos Dia y D1b son conductores y ia energía magnética se almacena en el arrollamiento W,, en una manera convencional. También, la corriente 1 Ly de deflexión en los diodos D1a y D1b. Durante la segunda mitad de la traza horizontal, el transistor es conductor y la corriente 1Ly de deflexión fluye en el transistor Q^ El final de la traza, el transistor Q-¡ se apaga, un voltaje V1a de impulso de retraza se desarrolla en el condensador Cia y un voltaje V1b de impulso de retraza se desarrolla en el condensador C1b, en una manera convencional. Un circuito 101 resonante de traza controlado en forma activa, el cual incorpora una característica inventiva, se acopla entre las terminales 52 y 54 y en paralelo con el condensador Cs-S. El circuito 101 resonante de traza incluye un arreglo en serie de un inductor Lx, un condensador Cx y un arreglo 300 de conmutación controlable. Un modulador de impulso-anchura (PW ) 60 produce una señal 60a modulada de fase en una terminal 66 de control del arreglo 300 de conmutación controlable. La señal 60a controla los tiempos de conmutación en el arreglo 300 de conmutación controlable, de conformidad con una diferencia entre la señal IPcor de entrada y una señal Fb de retroalimentación, producida por el detector 62 de corriente. La señal IPcor es una forma de onda de corrección de proporción vertical para corregir, por ejemplo, la distorsión en acerico interior. La señal Fb es indicativa de una amplitud de una corriente lx en un circuito 101 resonante de traza controlada y se resta de la señal IPcor de entrada en un circuito 63 para producir una señal 63a de diferencia que controla el PWM 60. Una señal 60b de tiempo adicional se acopla con el PWM 60 con propósitos de sincronización. La señal Fb de retroalimentación mejora la linealidad de operación cuando se requieren grandes correcciones. En una primera configuración del circuito y el modo de operación de un circuito 101 resonante de traza controlada activamente, el valor seleccionado del condensador Cx de la Figura 1 es de 33onF, el del inductor Lx es 15ouH, el del condensador Cz es 680 pF y la del resistor Rz es 820 Ohm. El arreglo de conmutación controlable 300 incluye un transistor Q2. El transistor Q2 es un transistor semiconductor de óxido de metal (MOS) que tiene una terminal 64 conductora de corriente de fuente acoplada con la terminal 54 del condensador Cs a través de un trayecto de baja impedancia de un detector 62 de corriente. Una terminal 65 conductora de corriente de drenaje del transistor Q2 de conmutación se acopla con la terminal 52 del condensador Cs a través de un inductor Lx y del condensador Cx. Un condensador Cz se acopla en serie con un resistor Rz para formar un arreglo en serie que se acopla entre las terminales 64 y 65 del transistor Q2 de conmutación para eliminar los transientes relacionados con la conmutación. El condensador Cz y el resistor Rz pueden ser requeridos debido al tiempo de recuperación inversa restante en un diodo DQ2 interno formado en la capa que incluye el transistor Q2 MOS y producido junto con el transistor Q2. En lugar del detector 62 de corriente, se puede utilizar el detector de voltaje, no mostrado, acoplado a través del transistor Q2. Las Figuras 3a, 3b y 3c ilustran formas de onda útiles para explicar el primer modo de operación del circuito de la Figura 1, cuando la corriente lx se modula en la proporción vertical. Los símbolos y números similares en las Figuras 1, 3a, 3b y 3c indican artículos o funciones similares. La corriente ILy de deflexión de la Figura 3c tiene un período Th, el cual incluye una porción ILyt de traza y una porción ILyr de retraza. El transistor Q2 de conmutación de la Figura 1 es conductor, durante un intervalo ?? de la Figura 3c. El intervalo T,, que ocurre durante la porción ILyt de traza de la Figura 3c, finaliza en el tiempo central Ttc de la porción ILyt de la Figura 3c. Durante el intervalo T,, el circuito 101 resonante de la Figura 1 se energiza por un voltaje VCs de la Figura 3a en el condensador Cs de la Figura 1 y produce una porción negativa de la corriente Ix de la Figura 3a en el circuito 101 de la Figura 1. Un intervalo T2 inmediatamente siguiente de la Figura 3a, ocurre en forma simétrica al intervalo ?? con relación al tiempo central Ttc. Durante el siguiente intervalo T2 inmediatamente siguiente de la Figura 3a, una porción positiva de la corriente Ix se produce y fluye en el diodo DQ2 de conducción directa inversa, interna de la Figura 1. El diodo DQ2 está incluido en el mismo paquete del transistor del transistor Q2. Durante un intervalo de suma, Ti + T2, la corriente Ix de la Figura 3a tiene una forma de onda de corriente aproximadamente senoidal con un punto de cruce cero que ocurre en el tiempo Ttc central, en ada ciclo horizontal de la corriente ILy de la Figura 3c. La señal 60a modulada de impulso-anchura de la Figura 1 varía en longitud del intervalo Ti al intervalo T2 de la corriente Ix de la Figura 3a en una manera parabólica de proporción vertical, de conformidad con la señal IPcor de la Figura 1. Por tanto, el tiempo total de conducción en el transistor Q2 varía en una forma parabólica de proporción vertical. El resultado es que cada uno de la amplitud de la corriente Ix y la frecuencia resonante de proporción vertical son en una manera parabólica. En consecuencia, la corriente ILy de deflexión se modula, durante el intervalo de suma, ?? + T2, de la Figura 3a. Con ventaja, no ocurre ninguna modulación de tiempo de retraza y ningún efecto mínimo en la amplitud cresta a cresta de la corriente ILy, llamados aquí como diafonía. Esto se debe a que la corriente Ix es cero durante la retraza. Una ventaja de la ausencia de la diafonía es que es posible el ajuste independiente de los parámetros de corrección, dentro y fuera del acerico. La Figura 6 ilustra un diagrama esquemático detallado de un PWM 60 de la Figura 1. Los símbolos y números similares en las Figuras 6, 1, 3a, 3b y 3c indican funciones y artículos similares. También, debido al largo tiempo de recuperación inversa del diodo DQ2 de la Figura 1, un diodo de rápida inversa DQ2b de la Figura 6 que es externo al paquete del transistor Q2, se acopla con ef transistor Q2 para llevar a cabo la función del diodo DQ2 de la Figura 1. Un segundo diodo DQ2 de la Figura 6 se acopla en serie con el transistor Q2. El diodo DQ2a elimina el efecto del diodo DQ2 interno de la Figura 1. Así, el diodo DQ2b de la Figura 6 se acopla en paralelo con un arreglo en serie del diodo DQ2a y el transistor Q2. La señal IPcor es una señal parábola Este-Oeste, de proporción vertical sincronizada con una señal de sincronización vertical, no mostrada. La señal 60b de retraza horizontal es un impulso de retraza horizontal positivo de aproximadamente 200V cresta a cresta derivado de un arrollamiento secundario de un transformador de retorno, no mostrado, en una manera convencional. El transformador T3 de corriente del detector 62 de corriente incluye un arrollamiento T3a primario que conduce la corriente Ix. Un arrollamiento T3b secundario está acoplado con un rectificador DFb de puente. El rectificador DFb de puente se acopla con un condensador CFb de filtro para producir un voltaje VCFb en el condensador CFb que es proporcional a la amplitud de la corriente Ix en el circuito 101. El transformador T3 de corriente tiene una relación de transformación T3 T3a que es igual a 100. El transformador T3 de corriente transforma la impedancia aplicada a través del rectificador DFb de puente hacia abajo a un valor menor omisible a un lado T3a primario. De este modo, el circuito 101 resonante no se ve afectado ventajosamente, al cargarse a través del rectificador DFb de puente. El voltaje VCFb se acopla a través del resistor Rp a una terminal de entrada inversora, clavija 6, del amplificador Opa operativo. Un componente de voltaje de corriente directa (DC) en la terminal de entrada inversora, clavija 6, del amplificador Opa operativo se ajusta por un resistor IPIN de potenciómetro que se acopla con una terminal de entrada inversora, clavija 6, del amplificador Opa operativo. El amplificador Opa operativo de la PWM 60 proporciona una retroalimentación compensada de la señal VOPa de control al amplificar una diferencia entre la señal IPcor de parábola Este-Oeste y un voltaje VCFb de retroalimentación rectificado de onda completa. Las características de ganancia afta y de filtrado de paso bajo del amplificador OPa se establecen por un arreglo en paralelo de un condensador Cpi integrador y un resistor Rp¡2 para proporcionar un error de bucle cerrado pequeño en una operación estable. Un generador de diente de sierra 103 está formado por un resistor R8 generador de rampa acoplado con un condensador C12 generador de rampa. Un transistor Q6 de conmutación se acopla a través del resistor R7-colector con el condensador C12 para descargar el condensador C12 cada vez que ocurre un impulso de retraza en la señal 60b de retraza de entrada. La señal 60b se acopla con la base del transistor Q6 a través de un divisor de voltaje capacitivo que incluye un condensador Cu de acoplamiento y un condensador C10. El condensador Cío y el diodo D,, amortiguador se acoplan a través de la unión base-emisor del transistor Q6. El transistor Q6 es forzado a un estado no conductor durante la segunda mitad de la retraza horizontal mediante el diodo D conductivo. El condensador C 0 evita la oscilación en el transistor Q6 durante la primera parte de la traza debido al regreso de los transientes en los diodos D1a y D1b que pudieron haber accionado el transistor Q6 en forma incorrecta. La señal 60b de retraza produce un voltaje VSW de diente de sierra horizontal en una terminal de entrada inversora del amplificador OPb. Como resultado, la corriente ipw modulada de impulso-anchura se genera en un diodo emisor de luz (LED) OPTOA. El LED OPTOA tiene una terminal de cátodo, clavija 3, que se acopla con una terminal de salida del colector abierta, clavija 7, del amplificador OPb. Cuando la terminal 7 de salida, del colector abierto, del amplificador OPb está en un estado de alta impedancia, la corriente ipw en el LED OPTOA es cero. Como resultado, una salida del colector abierta, clavija 6, de un amplificador OPTOB opto-acoplado está en un estado de alta impedancia. Un resistor R4 de arrastre se acopla con una salida del colector abierta, clavija 6, del amplificador OPTOB opto-acoplado y con la base del transistor Q5. Por lo tanto, cuando el LED OPTOA se apaga, el transistor Q5 se encenderá. El colector del transistor Q5 se acopla a través del diodo D6 y el resistor R2 para la terminal 66 de puerta del transistor Q2. Cuándo el transistor Q5 se enciende, el transistor Q5 provoca que el transistor Q2 se apague. El colector del transistor Q5 también está acoplado con el resistor R3 de arrastre ascendente y con una base del transistor Q3. El emisor del transistor Q3 se acopla con un ánodo del diodo D6; mientras que un cátodo del diodo D6 se acopla con la base del transistor Q3 y con el colector de un transistor Q4. Por otra parte, cuando la salida del colector abierta, la terminal 7, del amplificador OPb está en un estado de baja impedancia, la corriente ipw fluye en el LED OPTOA. Por lo tanto, el transistor Qs se apagará y el transistor Q3 se encenderá mediante el resistor R3 de arrastre ascendente. En consecuencia, el transistor Q2 se encenderá a través del resistor R2. En cada intervalo T1 del período Th horizontal de la Figura 3a, el transistor Q2 de la Figura 6 se enciende en el instante en que varía en un rango, t1a a t1b de la Figura 3a, conforme varía la posición del rayo de electrones en la dirección vertical. La operación simétrica se lleva a cabo durante el intervalo T2. El transistor Q2 de la Figura 6 debe ser de preferencia, apagado antes de que el diodo DQ2b paralelo detenga la conducción y durante el intervalo de retraza. Un voltaje de suministro VFS acoplado con el resistor R3, con un colector del transistor Q3, al resistor R4 y al amplificador OPTOB opto-acoplado se produce en un condensador C8 de almacenamiento de carga. El voltaje VFS es llamado a la terminal 54 del condensador Cs. El voltaje VFS de suministro se produce de un componente de voltaje de corriente alterna (AC) del voltaje VCS desarrollado en el condensador-s Cs que se acopla en forma capacitiva a través del condensador C9 con un diodo D8 rectificador. El diodo D8 rectificador y el diodo D9 rectificador actúan como un rectificador de media onda y almacenan la carga en el condensador C8 para desarrollar el voltaje VFS de suministro. Un diodo D10 zener, acoplado en paralelo con el condensador C7r se acopla a través del resistor R5 con el voltaje VFS para energizar el amplificador OPTOB opto-acoplador con un voltaje V5V de suministro de 5V. Durante la segunda mitad de la traza y la primera mitad de la retraza, un transistor Q4 de protección se enciende a través de un divisor de voltaje capacitivo formado por un condensador CS y el condensador C5. Por lo tanto, el transistor Q5 se desacota del el transistor Q2 se mantiene apagado. D12, un dio $ Di3, un diodo D14 desarrollan un voltaje V13 de protección en un condensador C 3. El condensador C13 se carga durante la primera mitad de la retraza a través del diodo D14. Durante la segunda mitad de la retraza, el condensador C13 se descarga a través de los diodos D12 y D13. Siempre que el diodo D12 conduzca, la corriente ipw en el LED OPTOA es cero. En consecuencia, la terminal de salida, la clavija 6, del amplificador OPTOB opto-acoplador forma una alta impedancia y el transistor Qs mantiene el transistor Q2 apagado. El ajuste del resistor IPIN variable que se acopla con la terminal de entrada inversora, clavija 6, del amplificador Opa operativo varía el valor promedio de la corriente lx a través del inductor Lx y el condensador Cx. Por lo tanto, se obtiene la corrección de linealidad no-modulada o estática. En forma alternativa, la linealidad se puede ajusfar por una señal 600a de salida de un convertidor de frecuencia a voltaje 600. La señal 600a varía como una función de la frecuencia de la señal 50 de proporción horizontal. El convertidor 600 de frecuencia a voltaje se puede incorporar por una señal de salida del convertidor digital a análogo, controlada por un microprocesador, no mostrado, el cual lleva a cabo una función equivalente a la del resistor IPIN variable. Por ejemplo, con el fin de mantener la linealidad a frecuencia de deflexión horizontal seleccionadas diferentes, el valor promedio de la corriente lx a través del inductor Lx y del condensador Cx se pueden cambiar utilizando el convertidor 600 de frecuencia a voltaje. Por lo tanto, con ventaja se evita un arreglo de conmutación de la técnica previa que selecciona diferentes valores para e! ondensador Cs a diferentes frecuencias horizontal seleccionadas. En una segunda configuración de circuito y el modo de operación, el valor seleccionado del condensador Cx de la Figura 1 es de 47onF, el del inductor Lx es 300 uH, el del condensador Cz es 470 pF y el del resistor Rz es de 1,500 Ohm. En lugar de incluir un transistor Q2 de conmutación en un arreglo 300 de conmutación controlable de la Figura 1, se substituye el transistor Q2- de la Figura 7. El transistor Q2- es transistor MOS. Un electrodo conductor de corriente de fuente del transistor Q2- está acoplado con la terminal 65 de la Figura 1. Un electrodo conductor de corriente de drenaje del transistor Q2- de la Figura 7 se acopla con la terminal 64 de la Figura 1. Un electrodo de puerta del transistor Q2- de la Figura 7 se acopla con la terminal 66 de la Figura 1. Las Figuras 2a, 2b y 2c ilustran formas de onda útiles para explicar el segundo modo de operación del circuito de la Figura 1, el cual tiene los valores de componente asociados con el segundo modo de operación, cuando la corriente lx se modula a una proporción vertical. Los símbolos y números similares en las Figuras 7, 1, 2a, 2b, 2c, 3a, 3b y 3c indican artículos o funciones similares. La corriente ILy de deflexión de la Figura 2c tiene una porción ILyt de traza y una porción ILyr de retraza. El transistor Q2. de conmutación de la Figura 7 es conductivo, durante un intervalo Tr de la Figura 2a. El intervalo Tr inicia durante la porción ILyt de traza de la Figura 2c y finaliza en el tiempo Trc central de la porción ILyr de retraza de la Figura 2c. Durante el intervalo Tr de la Figura 2a, el circuito 101 resonante de la Figura 1 se energiza por un voltaje VCs en el condensador Cs y produce una porción positiva de una corriente Ix de la Figura 2a en el circuito 101 de la Figura 1. Durante un intervalo ?2· siguiente de la Figura 2a, que ocurre en forma simétrica al intervalo T con relación al tiempo Trc central, una porción negativa de la corriente Ix de la Figura 2a se produce a través de un diodo DQ2' inverso interno, que se incluye en el mismo paquete del transistor Q2.. La corriente Ix de la Figura 2a es una forma de onda de corriente aproximadamente senoidal con un punto de cruce a cero que ocurre en el tiempo Trc central, en cada ciclo de la corriente ILy de la Figura 2c. La señal 60a de la Figura 1 varía una longitud del intervalo T de la Figura 2a en una manera parabólica de proporción vertical, de conformidad con la señal IPcor de la Figura 1. Así, el tiempo total de conducción del transistor <22· varía en la proporción vertical en una manera parabólica. El resultado es que una amplitud de la corriente Ix y la frecuencia resonante del circuito 101 de la Figura 1 varían en una manera parabólica de proporción vertical. En consecuencia, la corriente ILy de deflexión se modula, durante un intervalo combinado, T + ?2· de la Figura 2c. Cualquier efecto de diafonía en la señal de corrección de distorsión en acerico externa de impulsión E/O, que puede provocar una variación en el tiempo de retraza no deseada, se determina por la magnitud de la corriente Ix de la Figura 2a, durante la retraza. La magnitud de la corriente Ix es baja, durante la retraza. Por lo tanto, con ventaja, la diafonía en acerico externa no excede un valor pequeño. En una tercera configuración de circuito y el modo de operación, el valor seleccionado del condensador Cx de la Figura 1 es de 47onF, el del inductor Lx es de 130uH, el del condensador Cz es de 680 pF y la del resistor Rz es de 820 Ohm. En lugar de incluir un transistor Q2 de conmutación en un arreglo 300 de conmutación controlable de la Figura 1, se sustituyen el transistor Q2a OS y el transistor Q2b MOS de la Figura 4 que están acoplados en serie. Un electrodo conductor de corriente de drenaje del transistor Q2a se acopla con el electrodo conductor de corriente de drenaje del transistor Q2b a través de la terminal 67 de unión. Un electrodo conductor de corriente de fuente del transistor Q2a se acopla con la terminal 64 de la Figura 1. Un electrodo conductor de corriente de fuente del transistor Q2b de la Figura 4, en lugar de un electrodo conductor de corriente de drenaje del transistor Q2 de la Figura 1, se acopla con la terminal 65. Un electrodo de puerta de los transistores Q?a y Q-2b de la Figura 4 se acopla con la terminal 66 de la Figura 1. Las Figuras 5a, 5b y 5c ilustran formas de onda útiles para ' explicar el tercer modo de operación del circuito 100 de la Figura 1, el cual tiene los valores de componente antes mencionados,
."ifetáti..- . LÍ'_M.iiiM-*jilll- ifiii li i'M-tnl fe tiíáfei si- asociados con el tercer modo de operación, por ejemplo en donde lá corriente Ix es modulada á una proporción constante. Los números y símbolos similares en las Figuras 1, 2a, 2b, 2c, 3a, 3b, 3c, 4, 5a, 5b y 5c indican artículos o funciones similares. En un tercer modo de operación, el transistor Q2a de conmutación y un diodo DQ2<¡ incorporado polarizado directo del transistor Q2b de la Figura 4 se acoplan en serie y conducen, durante un intervalo TV' y un intervalo T2" inmediatamente siguiente de la Figura 5a. El intervalo TV' y el siguiente intervalo T2" ocurren durante la porción ILy de traza de la Figura 5c. El intervalo T2" finaliza antes del tiempo Ttc central de la porción ILy de traza de la Figura 5c. El transistor Q2b de conmutación y un diodo DQ2c incorporado polarizado directo del transistor Q2a de la Figura 4 están acoplados en serie y conducen, durante el intervalo T3" y un intervalo T4" inmediatamente siguiente de la Figura 5a. El intervalo T3" y el intervalo T4" inmediatamente siguiente también ocurren durante la porción ILy de traza de la Figura 5c. En intervalo T3" inicia después del tiempo Ttc central de la porción ILy de traza de la Figura 5c de modo que ninguno del transistor Q2a de la Figura 4 ni el transistor Q2b conducen durante un intervalo T5" que ocurre entre los intervalos T2" y T3". El intervalo T4" finaliza antes del final de la porción ILyt de traza de la Figura 5c. Durante los ¡ntervak>s T1" y T2" de la Figura 5a, el circuito 101 resonante de la Figura 1 se energiza por él voltaje VCs en el condensador Cs. En consecuencia, se produce una porción negativa de la corriente Ix de la Figura 5a en el circuito 101 1. la porción negativa de la corriente Ix varía, durante los intervalos T," y T2" de la Figura 5a, en una manera que una forma de onda senoidal varía entre 180 y 360 grados. De manera similar, durante los intervalos T3" y T " de la Figura jj»a, que ocurren en forma simétrica con los intervalos ??' y T2", respectivamente, relacionados con el tiempo Ttc central, se produce una porción positiva de la corriente Ix de la Figura 5a. La porción positiva de la corriente Ix varía, durante los intervalos T3" y T4" de la Figura 5a, en una manera que la forma de onda senoidal varía entre 0 y 180 grados. Durante un intervalo T5" que ocurre en forma simétrica con relación al tiempo Ttc central, ambos transistores Q2a y Q2b de la Figura 4 se apagan y la corriente Ix de la Figura 5c es cero. La forma de onda de una señal 60a" de excitación se muestra en la Figura 5b. El transistor Q2a de la Figura 4 es de conducción directa cuando la señal 60a" de la Figura 5b está en un estado BAJO. Mientras que el transistor Q2b de la Figura 4 es de conducción directa cuando la señal 60a" de la Figura 5b está en un estado alto. Este método de excitación produce una diafonía en acerico externa mínima y no produce modulación en el tiempo de retraza, ya que la corriente Ix de la Figura 5a es cero durante el intervalo de retraza. Para obtener la modulación de proporción vertical de la corriente Ix de la Figura 1, se requiere un control de circuito simétrico, no mostrado para proporcionar una corrección modulada, no mostrada en las Figuras 5a, 5b y 5c. La corrección de modulación requerirá el cambio de fase de un borde 60a" de transición (A) de la señal 60a" de excitación de la Figura 5b por una cantidad variable en una proporción vertical. También, el cambio de fase de un borde 60a" de transición (B) de la señal 60a" de excitación se debe hacer por la misma cantidad variable pero en la dirección opuesta y en forma simétrica con relación al tiempo Ttc central. El primer, segundo y tercer modos de operación se pueden incorporar en forma separada o combinada, dependiendo de la distribución de error en la geometría espacial de la pantalla del CRT. El primer modo de operación proporciona la modulación de forma S más alta en el centro de la traza horizontal. El segundo modo de operación proporciona la modulación de forma S más alta en los límites de la traza horizontal. El tercer modo de operación proporciona la modulación de forma S más alta en el primer cuarto y el tercer cuarto de la traza horizontal. Debido a que cada modo de operación puede emplear la modulación en la dirección vertical de la pantalla del CRT, estos modos de operación proporcionan varias soluciones para las aplicaciones del CRT.