CN1223179C - 显像管动态聚焦电压生成电路 - Google Patents

Abstract

在电视接收机中，通过变压器来生成用于聚焦的动态、抛物线型校正电压，将行偏转电流或者行频电压馈送到该变压器的初级绕组，并且电容与该变压器的次级绕组并联，该电容将在次级绕组中的锯齿波电流积分累加到抛物线型电压上。新型显像管需要不具有抛物线特性曲线的校正电压，而非特性曲线形状大致符合通过浴盆中心的横截面的特性曲线。目的是提供用于生成浴盆波形的校正电压的简单电路。依靠如下事实可达到该目的：与频率相关的网络，具体地说，将包括电感(L)和电容(C)的串联谐振网络与电容(Co)并联，对于该网络进行这样的调谐，以使该网络生成附加正弦电流(IL/C)，该电流的周期大致上与行扫描周期(TH)相同。该电路非常简单，不需要有源元件，功率损耗减小，可与电流变压器一同使用，并且在垂直消隐周期期间，能够使校正电压消隐。

Description

显像管动态聚焦电压生成电路

技术领域

本发明涉及一种显像管动态聚焦电压生成电路。该类型的电路在WO93/06688中公开。

背景技术

在电视接收机中，将幅值为7Ky的高聚焦DC电压加到显像管的聚焦电极，在整个屏幕区域的屏幕上，该电压影响对于由电子束所生成的发光点的大范围聚焦。

在具有较大的偏转角或屏幕的新型阴极射线管中，在屏幕区域的水平方向和垂直方向上，最优聚焦所需的对于聚焦电压数值的变化是如此的大，以至于使用固定的聚焦DC电压以在整个屏幕区域上进行充分聚焦是不可能的。聚焦电压必须根据在屏幕的水平方向和垂直方向上的发光点的各个位置动态地改变。

为了该目的，利用AC电压耦合，将水平频率和/或垂直频率动态校正电压加到静态聚焦DC电压上。于是，作用于聚焦电极上的聚焦电压包括高DC电压分量和以上述动态聚焦电压的形状的AC电压分量。通过在水平方向和垂直方向上使用抛物线型校正电压，可形成相应聚焦电压与用于聚焦的最优值之间的良好的匹配。

对于用于生成行频抛物线型校正电压的电路，总体上来讲，有三种不同的电路类型：

在第一种电路类型的情况下，作为变流器(current transformer)工作的变压器(transformer)的初级绕组与偏转电流相串联，具体地说，与偏转线圈和所谓的S电容或者切线电容(tangent capacitor)相串联。由于在初级绕组中的锯齿波偏转电流，所以在次级绕组中流动着锯齿波电流，并且该锯齿波电流通过电容积分累加(integrate)到抛物线型电压上。

在第二种电路类型的情况下，变压器作为电压变换器(voltagetransformer)工作，并且将在S电容或者所谓的切线电容两端之间的电压馈送到初级绕组。

在第三种电路类型的情况下，如WO 93/06688中所述，向变压器的初级绕组馈送行回扫脉冲，并且有意按初级绕组和次级绕组之间松耦合(loosecoupling)设计变压器。该松耦合具有如下的目的：为了将回扫脉冲转换为抛物线型电压，必须积分回扫脉冲两次。第一次积分将回扫脉冲转换为锯齿波电流，同时第二次积分将该锯齿波电流积分累加到抛物线型电压上。在这种情况下，在串联通路中的第一次积分所需的电感是通过有意地增加变压器的漏感来形成。

在最近的显像管中，例如该显像管利用所谓的Eureka电子枪(也称为MR电子枪工作)，通过使用抛物线型校正电压不再能实现充分的聚焦。已经表明，因为特殊的电子枪光学系统以及这些显像管屏幕的大的曲率半径，所以相对于抛物线型电压，在顶点(vertex)处校正电压比较不尖锐并且比较宽是有益的。该新型的校正电压曲线大致符合通过商用浴盆(bathtub)中央的横截面，并且由浴盆波形校正电压指定。该种类型的校正电压不再能通过将锯齿波电流简单地积分累加来生成。

发明内容

因此，期望提供一种简单的电路，采用该电路可从行频电流或者行频电压中生成上述的浴盆波形水平频率校正电压。本发明适用于该目的，并且提供了优选实施例以及演变。

本发明可应用到所述的第一和第三类型电路。本发明提供一种用于通过变压器(Tr)为显像管(B)生成动态聚焦电压(Uk)的电路，将行频电流或者行频电压馈送到该变压器的初级绕组(W1)，并且电容(Co)与该变压器的次级绕组(W2)并联，该行频电流或者行频电压在次级绕组(W2)中生成锯齿波电流，该锯齿波电流在电容(Co)上形成抛物线型电压，其特征在于，将与频率相关的网络(L，C)与电容(Co)并联，所述与频率相关的网络(L，C)由包括电感(L)和电容(C)的串联电路构成，并且以如下方式来调谐所述与频率相关的网络，使得在电容(Co)中生成附加正弦电流(IL/C)，该附加正弦电流(IL/C)使得电容(Co)上的抛物线型电压转换成浴盆波形校正电压(Uk)。

根据本发明的电路基于如下的作用。变压器的次级绕组作为电流源工作，该电流源使包括电容和上述网络的组合电路产生锯齿波电流。在该电容中的形成电流是在来自次级绕组的锯齿波电流和网络之间的差值。该电容电流的积分累加生成具有期望的浴盆波形特性曲线的电压。

本发明具有多个优点。电路非常简单，其原因是：例如在优选实施例中，该电路仅需要两个具有电容和线圈形式的无源元件，并且没有有源元件。结果，将功率损耗减至最小。本发明特别适于以简单的方式，将用于上述第一和第三电路类型的生成抛物线型校正电压的已知电路转换为用于生成浴盆波形校正电压的电路。而且，根据本发明的电路不需要对于元件进行附加的调节。此外，在所述的第三电路类型的情况下，在垂直消隐周期期间，该电路能以简单的模式实现校正电压的消隐。

网络的谐振频率的周期不必严格地与行扫描周期符合，具体地说，而可以稍微长于行扫描周期。通过符合网络阻抗的尺寸同时遵守上述的调谐来达到校正电压相应所需的形状。就以串联谐振电路L/C形式的网络而言，串联电路的较小电容值和较高电导值减小在该串联电路中的电流，并且提供生成更趋近抛物线特性曲线的校正电压。假如在串联电路中的正弦电流的峰值达到由次级绕组所提供电流的峰值的一半，则实现在浴盆形状方向上的最大特性曲线形状。在串联电路中的较高的峰值电流可导致在屏幕上可以看见在校正电压中的振荡频率。通过匝数比并且，就第三电路类型而言，通过变压器的气隙，可以设定校正电压的各自所需的幅值。

在根据本发明的电路的考虑尺寸时，在某种条件下可生成如下困难：为了生成具有幅值在1kV范围内的动态校正电压，在上述的第一和第三电路类型的条件下，因为在次级绕组中仅流过具有峰值大约为10mA的小电流，所以与次级绕组并联的电容必须具有上百pF级的值。因为在LC串联电路中的电流必须小于或等于锯齿波电流的一半，所以结果是：对于电容来讲是小于500pF的低电容值，并且对于电感来讲是大于20mH的相对较高的值。在实践中，大电感是难以实现的。为了消除这个问题，根据本发明的一种演变，为变压器提供第三绕组，并且，网络，具体说是L/C串联谐振电路，与该第三绕组并联。第三绕组最好与次级绕组耦合。假设次级绕组与第三绕组的匝数比的量级是，则在短路的情况下，在该第三绕组中的电流比在次级绕组W2中的电流高六倍，并且跨接在第三绕组W的电容的转换电容值比其本身的值大六倍。第三绕组具有低的输出阻抗使得相应的L/C串联谐振电路的实施例更加简单。为了按两倍行频偏转，所谓的2H偏转，L/C串联谐振电路可使用值为6nF的C和值为2mH的L。本发明的该演变也可方便地应用到上述的第三电路类型。

通过附加根据本发明的L/C谐振电路，没有给在WO 9306688中公开的用于在垂直回扫期间消隐校正电压的电路功能带来负面影响。

附图说明

通过利用多个示范实施例参照附图，下面对于本发明进行解释。在图中：

图示出具有电流变压器的、上述第一电路类型的本发明的示范实施例，

图示出上述第三电路类型的示范实施例，

图示出如图所示的电路演变，该电路用于在垂直回扫期间校正电压的附加消隐，

图示出在所述的电路中的电流和电压特性曲线，和

图示出由经验决定并计算的校正电压的不同特性曲线。

具体实施方式

图1示出在电视接收器中，用于显像管B的行偏转电路的局部。S形电容或者切线电容Cs和电流变压器Tr的初级绕组W1处于行偏转电流iH的通路中，该行偏转电流iH流过显像管B的水平偏转线圈。电容Co(Co＝C_输出)并联到电流变压器Tr的次级绕组W2，串联电路包括与所述电容相并联的电感L和电容C。起初，行偏转电流iH在次级绕组W2中生成锯齿波电流，该锯齿波电流通过电容Co积分累加到抛物线型电压上。将串联谐振电路L/C的谐振频率调谐到52μs的行扫描周期(line trace period)。串联谐振电路L/C在电容Co中生成附加的正弦电流，该电流将在电容Co上的固有抛物线型电压转换为浴盆波形校正电压Uk。将该校正电压Uk通过与耦合电容Ck相耦合的AC电压来馈送到电路节点，并且，在所述电路节点a上，将该校正电压Uk与静态聚焦DC电压Ufs综合，并且作为总的聚焦电压Ufocus馈送到显像管B的聚焦电极F。Ri表示电源Ufs的内阻。串联谐振电路L/C的谐振频率的周期也可比行扫描周期稍长。

图2示出用于上述第三电路类型的实施例。在这种情况下，变压器Tr作为电流变压器使用，将行回扫脉冲FB馈送到初级绕组W1。在变压器Tr中，在初级绕组W1和次级绕组W2之间具有特别松的耦合，其结果是生成相对大的漏抗，在等效电路图中该漏抗与绕组W1和W2相串联。使用该漏抗以形成两次积分。第一次积分将回扫脉冲FB积分累加到锯齿波电流上，并且第二次积分将在次级绕组W2中的锯齿波电流转换为抛物线型电压。由后者，如图1所示，串联谐振电路L/C生成浴盆波形校正电压Uk，其原因是：来自W2的锯齿波电流没有完全地通过电容Co，而仅有该锯齿波电流与在L/C中的正弦电流的差通过电容Co。

图3示出在垂直消隐周期期间，具有校正电压Uk的附加消隐(blanking)的发明演变的示范实施例，该实施例相应于第三电路类型或图2来工作。电压变压器Tr包括第三绕组W3，并且串联谐振电路L/C与该第三绕组W3并联。匝数比W2/W3的量级为6，并且也可以是5或者7。首先，该解决方法避免了就串联谐振电路L/C的考虑尺寸而言所带来引言中所述的难度。与第三绕组W3并联的是整流桥G，该整流桥G的输出连接到晶体管T1。与晶体管T1的集电极/发射极相并联的是具有限流电阻R1的充电电容C1，并且将垂直消隐脉冲V通过分压器R2/R3馈送到晶体管T1的基极。在垂直跟踪期间，关断晶体管孔，整流桥G没有负载，并且电路与图2以相似的模式工作。在垂直消隐周期期间，通过垂直消隐脉冲V导通晶体管T1。整流桥G被短路，其结果是：绕组W3同样被短路并且校正电压Uk被消隐。在垂直消隐周期期间校正电压Uk的消隐是必须的，其原因如下：在显像管B的聚焦电极F上的、以校正电压Uk的形状存在的高AC电压向显像管B的阴极和栅极2生成容性反馈。这影响到所谓的对于显像管B的三个电子枪的截止度量(cut-offmeasuring)，即对于黑值的射束电流的度量，这可导致色温的变化以及截止控制的扰动。

图4示出通过次级绕组W2的、行扫描周期为52μs的TH锯齿波电流IW2，通过串联谐振电路L/C的正弦电流IL/C，以及由此产生的、在行扫描周期TH期间通过电容Co的电流Ico。该电流在Co处以所述的模式，生成所需的浴盆波形校正电压。所示出的电流波形与在图1和图2中示出的实施例相关。就根据图3的实施例而言，IW2和Ico是相同的。

图5示出与抛物线型校正电压Upar相对比，浴盆波形校正电压Uk的各所需的并且经计算的特性曲线。Uco指在电容Co上的电压，UG指用于绿色的所需的校正电压，并且特性曲线URB指用于红色和蓝色的所需的校正电压。由于相对于中心来讲红色和蓝色的电子枪具有对称的位置，所以最后的电压大致相同，同时，由于绿色电子枪的位置于并排安放的三个电子枪的中间，所以校正电压UG从中心偏离。在实际上，仅采用大致符合特性曲线UG和URB的平均特性曲线的校正电压。

标号表

a       电路节点

B       显像管

C       电容

C1      电容

Ck      耦合电容

Co      电容

Cs      切线电容

FB      行回扫脉冲

G       整流桥

Ico     电流

IL/C    电流

IW2     电流

L       线圈

R1      电阻

R2      电阻

R3      电阻

Ri      内阻

T1      晶体管

TH      行扫描周期

Tr      变压器

Uco     电压

Ufocus  聚焦电压

Ufs     静态聚焦电压

UG      电压

Uk      校正电压

Upar    校正电压

URB     电压

W1      初级绕组

W2      次级绕组

W3      第三绕组

Claims (5)

1.一种用于通过变压器(Tr)为显像管(B)生成动态聚焦电压(Uk)的电路，将行频电流或者行频电压馈送到该变压器的初级绕组(W1)，并且电容(Co)与该变压器的次级绕组(W2)并联，该行频电流或者行频电压在次级绕组(W2)中生成锯齿波电流，该锯齿波电流在电容(Co)上形成抛物线型电压，其特征在于，

将与频率相关的网络与电容(Co)并联，所述与频率相关的网络由包括电感(L)和电容(C)的串联电路构成，并且以如下方式来调谐所述与频率相关的网络，使得在电容(Co)中生成附加正弦电流(IL/C)，该附加正弦电流(IL/C)使得电容(Co)上的抛物线型电压转换成浴盆波形校正电压(Uk)。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于该正弦电流(IL/C)的周期稍微长于该行扫描周期(TH)。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于该变压器具有第三绕组(W3)，并且该与频率相关的网络与该第三绕组(W3)并联。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于该第三绕组(W3)固定地耦合到次级绕组(W2)。

5.如权利要求4所述的电路，其特征在于次级绕组(W2)与第三绕组(W3)的匝数比的量级是6。

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