CN114651388A - 电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调节机 - Google Patents

电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调节机 Download PDF

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Abstract

电力变换装置(120)具有将从交流电源(1)输出的交流电压变换为直流电压的转换器电路(10)。转换器电路(10)具有单位转换器(100a～100d)。电力变换装置(120)根据电流检测器(73)以及电压检测器(72)的检测值来生成基准占空，并且根据校正基准占空后的校正占空与载波信号的比较结果来生成脉冲宽度调制信号。在第1载波周期中的第1基准占空和作为第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的第2基准占空是不同的值的情况下，一个电源周期后的第1载波周期中的第1相的第1校正占空和一个电源周期后的第1载波周期中的第2相的第2校正占空被控制成不同的值。

Description

电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调 节机
技术领域
本发明涉及将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压的电力变换装置、具备电力变换装置的马达驱动装置、具备马达驱动装置的送风机以及压缩机、及具备送风机或者压缩机的空气调节机。
背景技术
在下述专利文献1中记载了在通过以360°/n的相位差驱动n相的开关输出级来生成所期望的输出电压的交织转换器中，根据基于各电抗器的检测电流的电流反馈信号和电压反馈信号来进行在各相的电抗器中流过的电抗器电流的平衡控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2017-208976号公报
发明内容
通过专利文献1所记载的电流平衡控制，使各相的电抗器电流均衡化。然而，在专利文献1的技术中，需要分别检测各相中的电抗器电流，针对各相需要电流检测器。因此，在专利文献1的技术中，产生制造成本增加的这样的课题。
本发明是鉴于上述问题而完成的，其目的在于得到能够抑制制造成本的增加，并使电抗器电流均衡化的电力变换装置。
为了解决上述课题并达到目的，本发明的电力变换装置具有转换器电路，该转换器电路具有多个相数的量的具有1个电抗器和至少1个开关元件的单位转换器，该转换器电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压。另外，电力变换装置具备：电流检测器，检测在多个电抗器的各个电抗器中流过的电流的合计值；以及电压检测器，检测转换器电路的输出电压。另外，电力变换装置具备控制装置，该控制装置根据电流检测器以及电压检测器的检测值来生成基准占空，并且根据校正基准占空后的校正占空与载波信号的比较结果来生成用于控制开关元件的脉冲宽度调制信号。作为载波信号的周期的载波周期比作为交流电压的周期的电源周期短。在第1载波周期中的第1基准占空和作为第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的第2基准占空是不同的值的情况下，第1校正占空和第2校正占空被控制成不同的值。第1校正占空是一个电源周期后的第1载波周期中的第1相的校正占空。第2校正占空是一个电源周期后的第1载波周期中的第2相的校正占空。
根据本发明的电力变换装置，起到能够抑制制造成本的增加，并使电抗器电流均衡化这样的效果。
附图说明
图1是示出实施方式1的电力变换装置的结构的图。
图2是用于说明实施方式1的电力变换装置的动作的波形图。
图3是示出在实施方式1的控制装置内构成的控制系统的结构例的框图。
图4是示出在图3所示的控制系统内生成的载波信号的波形例的图。
图5是示出实施方式1中的基准占空运算部的结构例的图。
图6是示出实施方式1中的校正占空运算部的结构例的图。
图7是用于说明实施方式1的控制手法的时序图。
图8是用于说明实施方式1的电力变换装置的效果的图。
图9是用于说明实施方式1的电力变换装置的效果的比较图。
图10是示出实施方式1的第3变形例的校正占空运算部的结构例的图。
图11是示出实施方式1的第4变形例的校正占空运算部的结构例的图。
图12是用于说明实施方式1的第4变形例的控制手法的时序图
图13是示出实施方式2的马达驱动装置的结构例的图。
图14是示出将图13所示的马达驱动装置应用于空气调节机的例子的图。
(符号说明)
1：交流电源；3a、3b、3c、3d：开关元件；4a、4b、4c、4d：电抗器；5a、5b、5c、5d：逆流阻止二极管；6：平滑电容器；7a：逆变器；7b：马达；10：转换器电路；20：整流电路；30：控制系统；32：基准占空运算部；34、34A、34B：校正占空运算部；35：载波信号生成部；37a、37b、37c、37d：比较器；71、72：电压检测器；73：电流检测器；100a、100b、100c、100d：单位转换器；120：电力变换装置；150：马达驱动装置；200：控制装置；200a：处理器；200b：存储器；321、324：差分器；322：电压控制器；323：乘法器；325：电流控制器；341、344、346：保持部；342、345、347：校正量运算部；343a、343b、343c、343d：加法器；504：压缩部件；505：压缩机；506：制冷环路部；506a：四通阀；506b：室内热交换器；506c：膨胀阀；506d：室外热交换器。
具体实施方式
以下，参照附图，说明本发明的实施方式的电力变换装置、马达驱动装置、送风机、压缩机以及空气调节机。此外，本发明并不限于以下的实施方式。另外，以下，将电连接简称为“连接”而进行说明。
实施方式1.
图1是示出实施方式1的电力变换装置120的结构的图。实施方式1的电力变换装置120具备转换器电路10、平滑电容器6、电压检测器71、72、电流检测器73以及控制装置200。
转换器电路10将从交流电源1输出的交流电压变换为直流电压。平滑电容器6将由转换器电路10变换后的直流电压进行平滑而保持。
转换器电路10具有单位转换器100a、100b、100c、100d和整流电路20。
在转换器电路10中，单位转换器100a、100b、100c、100d构成为分别相互并联地连接。单位转换器100a、100b、100c、100d依照预先决定的周期按顺序进行动作。该周期被称为“交织周期”。
整流电路20具有桥连接的4个二极管D21、D22、D23、D24。整流电路20对从交流电源1输出的交流电压进行整流，将整流后的电压施加到单位转换器100a、100b、100c、100d。
单位转换器100a具有电抗器4a、逆流阻止二极管5a以及开关元件3a。单位转换器100b具有电抗器4b、逆流阻止二极管5b以及开关元件3b。单位转换器100c具有电抗器4c、逆流阻止二极管5c以及开关元件3c。单位转换器100d具有电抗器4d、逆流阻止二极管5d以及开关元件3d。
在转换器电路10中，将1个电抗器与1个开关元件的组合定义为“相”，计数为“1相”。
图1是4相的例子，是4相交织方式的结构。通过a、b、c、d的标号进行各相的识别。以下，有时将各相的动作记载为“a相”、“b相”、“c相”以及“d相”。此外，本发明并不仅仅限于4相，也可以为2相、3相或者5相以上。即，本发明是具备多个相数的量的单位转换器的交织方式的电力变换装置。
转换器电路10具有电抗器4a、4b、4c、4d的各一端彼此所连接的连接点12。连接点12与整流电路20的一端由电线16a连接。另外，转换器电路10具有逆流阻止二极管5a、5b、5c、5d的各阴极彼此所连接的连接点14。连接点14连接于平滑电容器6的正极侧端子。
另外，在单位转换器100a中，电抗器4a的另一端连接于逆流阻止二极管5a的阳极。电抗器4a与逆流阻止二极管5a的连接点连接于开关元件3a的一端。单位转换器100b、100c、100d也与单位转换器100a同样地构成。另外，在单位转换器100a、100b、100c、100d中，开关元件3a、3b、3c、3d的各自的另一端彼此也连接。开关元件3a、3b、3c、3d的各自的另一端彼此与整流电路20的另一端利用电线16b连接。
开关元件3a、3b、3c、3d的一个例子是金属氧化物半导体场效应晶体管(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：MOSFET)。也可以代替MOSFET而使用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor：IGBT)。
开关元件3a、3b、3c、3d分别具备反并联地连接于漏极与源极之间的二极管。反并联的连接意味着MOSFET的漏极与二极管的阴极连接，MOSFET的源极与二极管的阳极连接。此外，二极管也可以使用MOSFET自身在内部具有的寄生二极管。寄生二极管还被称为体二极管。
另外，开关元件3a、3b、3c、3d不限于由硅形成的MOSFET，也可以是由碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石这样的宽带隙半导体形成的MOSFET。
一般而言，宽带隙半导体的耐电压以及耐热性比硅半导体高。因此，通过分别使用宽带隙半导体作为开关元件3a、3b、3c、3d，开关元件的耐电压性以及容许电流密度变高，能够使内置有开关元件的半导体模块小型化。
电流检测器73配置于电线16b。电流检测器73检测在电抗器4a、4b、4c、4d各自中流过的电抗器电流的合计值即总计电流Idc。此外，在图1中例示出电流检测器73配置于电线16b的结构，但不限于此。电流检测器73也可以配置于电线16a。
电压检测器71检测交流电源1的输出电压即交流电压vac。电压检测器72检测平滑电容器6的电压即电容器电压Vdc。电容器电压Vdc也是转换器电路10的输出电压。
控制装置200具备处理器200a和存储器200b。控制装置200接收由电流检测器73检测到的总计电流Idc的检测值。控制装置200接收由电压检测器71检测到的交流电压vac的检测值。控制装置200接收由电压检测器72检测到的电容器电压Vdc的检测值。
控制装置200根据总计电流Idc、交流电压vac以及电容器电压Vdc，生成栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d。
单位转换器100a、100b、100c、100d具有省略了图示的栅极驱动电路。单位转换器100a的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3a来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3a的栅极而驱动开关元件3a。
单位转换器100b的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3b来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3b的栅极而驱动开关元件3b。
单位转换器100c的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3c来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3c的栅极而驱动开关元件3c。
单位转换器100d的栅极驱动电路使用从控制装置200输出的栅极信号G3d来生成驱动脉冲，将所生成的驱动脉冲施加到开关元件3d的栅极而驱动开关元件3d。
关于控制装置200的详细的动作将在后面叙述。此外，被输入到控制装置200的检测值中的由电压检测器71检测的交流电压vac的检测值用于改善在转换器电路10中流过的电流的失真。因此，即使不具有电压检测器71，与转换器电路10的基本的动作有关的控制也成立。
在控制装置200中，处理器200a是运算装置、微型处理器、微型计算机、CPU(Central Processing Unit，中央处理单元)或者DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)这样的运算单元。存储器200b是RAM(Random Access Memory，随机存取存储器)、ROM(Read Only Memory，只读存储器)、闪存存储器、EPROM(Erasable Programmable ROM，可擦可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(Electrically EPROM，电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或者易失性的半导体存储器。
在存储器200b中保存有执行上述控制装置200的功能以及后述控制装置200的功能的程序。处理器200a经由未图示的包括模拟数字变换器以及数字模拟变换器的接口交换所需的信息，处理器200a执行保存于存储器200b的程序，从而进行所需的处理。基于处理器200a的运算结果存储于存储器200b。
当控制开关元件3a、3b、3c、3d中的任意方而进行开关动作时，从交流电源1供给的电力积蓄于对应的电抗器。控制装置200进行以使从转换器电路10输出的电压成为所期望的电压的方式，按照预先决定的占空使开关元件3a、3b、3c、3d进行开关动作的控制。
接下来，说明在实施方式1的电力变换装置120进行动作时可能产生的各相间的电抗器电流的偏差。以下，将各相间的电抗器电流的偏差称为“电流偏差”。
图2是用于说明实施方式1的电力变换装置120的动作的波形图。横轴表示时间。
在图2中，粗线的波形表示整流电压Vs。整流电压Vs是整流电路20的输出电压，也是向单位转换器100a、100b、100c、100d施加的施加电压。用实线表示的4个脉冲表示所关注的载波周期中的栅极信号。具体而言，4个脉冲从左起向时间轴的正方向依次表示栅极信号G3a、栅极信号G3b、栅极信号G3c以及栅极信号G3d。
栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d是脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation：PWM)信号。针对这些栅极信号，用虚线表示的一个载波周期前的各栅极信号的脉冲宽度比所关注的载波周期中的各栅极信号的脉冲宽度宽。另外，用虚线表示的一个载波周期后的各栅极信号的脉冲宽度比所关注的载波周期中的各栅极信号的脉冲宽度窄。另外，在栅极信号G3a、G3b、G3c、G3d中，邻接的栅极信号间的间隔相当于前述交织周期。
一个载波周期是载波信号的周期。当将一个载波周期的相位设为360°时，4相交织方式的电力变换装置中的交织周期为90°(＝360°/4)。关于载波信号将在后面叙述。
接下来，说明在各单位转换器中在开关元件导通时在对应的电抗器中流过的电抗器电流的变化。此外，将电抗器电流的变化称为“电流纹波”，将单位转换器100a、100b、100c、100d中的电流纹波分别记载为ΔIa、ΔIb、ΔIc、ΔId。这些电流纹波ΔIa、ΔIb、ΔIc、ΔId能够用以下的(1)～(4)式表示。
ΔIa＝(Vac_a/La)·Ton_a……(1)
ΔIb＝(Vac_b/Lb)·Ton_b……(2)
ΔIc＝(Vac_c/Lc)·Ton_c……(3)
ΔId＝(Vac_d/Ld)·Ton_d……(4)
在上述(1)～(4)式中，La、Lb、Lc、Ld是电抗器4a、4b、4c、4d各自的电感器值。另外，Ton_a、Ton_b、Ton_c、Ton_d是开关元件3a、3b、3c、3d导通时各自的导通时间。另外，Vac_a，Vac_b、Vac_c、Vac_d是开关元件3a、3b、3c、3d导通时在电抗器4a、4b、4c、4d的两端产生的电抗器电压的瞬时值。
在此，在向各单位转换器施加的施加电压在时间上为恒定的情况下，只要单位转换器100a、100b、100c、100d中的各电抗器的个体差足够小，电抗器电压的瞬时值Vac_a、Vac_b、Vac_c、Vac_d的值就也大致为恒定。即，也可以视为在一个载波周期中，Vac_a＝Vac_b＝Vac_c＝Vac_d的关系成立。在该情况下，只要将一个载波周期中的向各开关元件的PWM信号的占空比设定为相同的值，一个载波周期中的电流纹波就也相等。由此，一个载波周期中的各电抗器的平均电流值也相等。
相对于此，在实施方式1的电力变换装置120的情况下，交流电源1是具有电源周期的电压源，所以向各单位转换器施加的施加电压在时间上变化。在图2中示出了单位转换器100b的开关元件3b导通时向单位转换器100b施加的施加电压比单位转换器100a的开关元件3a导通时向单位转换器100a施加的施加电压高ΔVs的情形。
因此，在是具有电源周期的电压源的情况下，当以相同的占空值的栅极脉冲驱动各开关元件时，在各电抗器电流的电流纹波中产生偏差。一个载波周期中的电流纹波不同，所以在一个电源周期中的各电抗器电流的平均值中也产生偏移。另外，在各电抗器的电感器值不同的情况下，Vac_a＝Vac_b＝Vac_c＝Vac_d的关系不成立，所以在该情况下，也在各电抗器电流的平均值中产生偏移。
接下来，说明用于抑制上述各电抗器电流的平均值的偏移的控制系统。图3是示出在实施方式1的控制装置200内构成的控制系统30的结构例的框图。图4是示出在图3所示的控制系统30内生成的载波信号的波形例的图。
如图3所示，实施方式1中的控制系统30具备基准占空运算部32、校正占空运算部34、载波信号生成部35以及比较器37a、37b、37c、37d。
在图3中，基准占空运算部32运算基准占空Dref。校正占空运算部34根据基准占空Dref，运算校正占空Dutya、Dutyb、Dutyc、Dutyd(以下适当地记载为“Dutya～Dutyd”)。
校正占空Dutya作为用于生成栅极信号G3a的第1信号而被输入到比较器37a的+端子。校正占空Dutyb作为用于生成栅极信号G3b的第1信号而被输入到比较器37b的+端子。校正占空Dutyc作为用于生成栅极信号G3c的第1信号而被输入到比较器37c的+端子。校正占空Dutyd作为用于生成栅极信号G3d的第1信号而被输入到比较器37d的+端子。
载波信号生成部35生成载波信号Car3a、Car3b、Car3c、Car3d。载波信号Car3a作为用于生成栅极信号G3a的第2信号而被输入到比较器37a的－端子。载波信号Car3b作为用于生成栅极信号G3b的第2信号而被输入到比较器37b的－端子。载波信号Car3c作为用于生成栅极信号G3c的第2信号而被输入到比较器37c的－端子。载波信号Car3d作为用于生成栅极信号G3d的第2信号而被输入到比较器37d的－端子。
在图4中示出了4相交织方式的情况下的各载波信号的例子。在4相的情况下，各载波信号间的相位差是90°。因此，在将a相作为基准相时，b相的载波信号Car3b相对于a相的载波信号Car3a具有90°的相位差。另外，c相的载波信号Car3c相对于a相的载波信号Car3a具有180°的相位差。另外，d相的载波信号Car3d相对于a相的载波信号Car3a具有270°的相位差。
此外，在图4中，将各载波信号是反锯齿波的情况作为一个例子而示出，但不限于此。各载波信号也可以是三角波或者锯齿波。
返回到图3，比较器37a比较基准占空Dref和载波信号Car3a的振幅值而输出其比较结果。如图所示，比较器37a的输出成为向开关元件3a的栅极信号G3a。在其它比较器37b、37c、37d中也进行同样的处理。比较器37b的输出成为向开关元件3b的栅极信号G3b。另外，比较器37c的输出成为向开关元件3c的栅极信号G3c。另外，比较器37d的输出成为向开关元件3d的栅极信号G3d。
接下来，说明实施方式1中的基准占空运算部32以及校正占空运算部34的结构。图5是示出实施方式1中的基准占空运算部32的结构例的图。图6是示出实施方式1中的校正占空运算部34的结构例的图。
如图5所示，基准占空运算部32具备差分器321、324、电压控制器322、乘法器323以及电流控制器325。电压控制器322以及电流控制器325的例子是比例积分(ProportionalIntegral：PI)控制器。以下，将电压控制器322以及电流控制器325是PI控制器的情况作为一个例子进行说明。
差分器321运算预先决定的电容器电压Vdc的指令值Vdc＊与电容器电压Vdc的检测值的偏差ΔVdc。电压控制器322通过对偏差ΔVdc进行PI控制，从而生成总计电流Idc的振幅指令值Idcr。
在乘法器323中，对总计电流Idc的振幅指令值Idcr乘以角频率ω(＝2πf)的正弦波信号的绝对值|sinωt|。f是交流电源1输出的交流电压的频率即电源频率。正弦波信号的绝对值|sinωt|是与交流电压vac的相位同步的信号，根据交流电压vac的检测值而生成。
差分器324运算作为乘法器323的输出的总计电流Idc的指令值Idc＊与总计电流Idc的偏差ΔIdc。电流控制器325通过对偏差ΔIdc进行PI控制，从而生成基准占空Dref。
另外，如图6所示，校正占空运算部34具备保持部341、校正量运算部342以及加法器343a、343b、343c、343d。保持部341既可以构成为基于数字滤波器的延迟滤波器电路，也可以使用控制装置200的存储器200b或者外部存储器来构成。
对保持部341输入基准占空Dref。在此，将所关注的载波周期称为“第1载波周期”。保持部341保持所输入的基准占空Dref中的至少一个电源周期前的第1载波周期中的基准占空Dref和作为第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的基准占空Dref。以下，将一个电源周期前的第1载波周期中的基准占空Dref记载为“Dref1”。另外，将一个电源周期前的第2载波周期中的基准占空Dref记载为“Dref2”。由保持部341保持的基准占空Dref1以及基准占空Dref2被输入到校正量运算部342。
校正量运算部342使用基准占空Dref1、Dref2来运算校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd。校正量ΔDa是a相的校正量，被输入到加法器343a。以下同样地，校正量ΔDb是b相的校正量，被输入到加法器343b。另外，校正量ΔDc是c相的校正量，被输入到加法器343c。另外，校正量ΔDd是d相的校正量，被输入到加法器343d。
加法器343a将从基准占空运算部32输出的基准占空Dref与a相的校正量ΔDa进行相加，输出其加法结果。加法器343a的输出是第1载波周期中的a相的校正占空。如图所示，将a相的校正占空记载为“Dutya”。
在其它加法器343b、343c、343d中也进行同样的处理。加法器343b的输出成为b相的校正占空Dutyb。另外，加法器343c的输出成为c相的校正占空Dutyc。另外，加法器343d的输出成为d相的校正占空Dutyd。
校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd的具体的运算公式能够用以下的(5)式表示。
ΔDa＝0
ΔDb＝(Dref2－Dref1)/n
ΔDc＝2＊(Dref2－Dref1)/n
ΔDd＝3＊(Dref2－Dref1)/n
……(5)
在上述(5)式中，n是交织的相数。
当使用上述(5)式时，第1载波周期中的各相的校正占空Dutya～Dutyd能够用以下的(6)式表示。
Dutya＝Dref
Dutyb＝Dref+(Dref2－Dref1)/n
Dutyc＝Dref+2＊(Dref2－Dref1)/n
Dutyd＝Dref+3＊(Dref2－Dref1)/n
……(6)
接下来，参照图7，说明基于实施方式1的控制手法的具体的动作例。图7是用于说明实施方式1的控制手法的时序图。在图7的纵轴方向上，从上层部分起依次示出了a相的载波信号Car3a、基准占空Dref、校正占空Dutya～Dutyd以及PWM信号。另外，在图7中基准占空Dref以及校正占空Dutya～Dutyd的值用基准占空相对于最大值的比率即占空比表示。
以下进行补充，为了避免繁杂，在上层部分仅示出了作为基准相的a相的载波信号Car3a的波形。在中上层部分的波形中，Dref1＝75％以及Dref2＝25％是一个电源周期前的基准占空Dref。在此，当前电源周期中的基准占空Dref的值与一个电源周期前的基准占空Dref的值设为相同。Dref1以及Dref2的值保持于保持部341。时刻t＝t0是作为基准相的a相的载波信号Car3a上升的时刻。最迟需要在时刻t＝t0之前、即在第1载波周期开始的定时之前检测出总计电流Idc。此外，基准相无需是a相，也可以是b相、c相或者d相。
当将Dref1＝75％以及Dref2＝25％的值代入到上述(2)式时，能够得到Dutya＝75％、Dutyb＝62.5％、Dutyc＝50％、Dutyd＝37.5％。另外，作为下一周期的第2载波周期中的a相的校正占空是基准占空Dref，所以Dutya＝25％。根据这些运算结果，PWM信号成为图7的下层部分所示的波形。
转换器电路10的各单位转换器根据图7的PWM信号而被控制，在各载波周期内控制各开关元件的导通时间。由此，能够在各单位转换器间减小一个载波周期中的各电抗器电流的电流纹波的偏差。其结果，能够减小一个电源周期中的各电抗器电流的平均值的偏移。由此，能够实现电抗器电流的均衡化。
图8是用于说明实施方式1的电力变换装置120的效果的图。图9是用于说明实施方式1的电力变换装置120的效果的比较图。图8以及图9所示的图都示出进行了数值仿真的结果。具体而言，图8是进行了上述校正控制的情况下的仿真结果，相对于此，图9是不进行上述校正控制的情况下的仿真结果。
在不进行校正控制的情况下，如图9所示，特别是在a相的电抗器电流与d相的电抗器电流之间，产生大的差异。相对于此，在进行了校正控制的情况下，如图8所示，在各相的电抗器电流间未产生大的差异。即，在图8以及图9中示出了通过实施方式1的校正控制使多个单位转换器间的电抗器电流均衡化。
接下来，说明实施方式1的控制手法中的一些变形例。首先，说明实施方式1的控制手法中的第1变形例。此外，没有关于实施第1变形例的结构的变更，使用图3、图5以及图6所示的结构。
在第1变形例中，使用以下的(7)式实施校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd的运算。
ΔDa＝(Dref2－Dref1)/n
ΔDb＝2＊(Dref2－Dref1)/n
ΔDc＝3＊(Dref2－Dref1)/n
ΔDd＝4＊(Dref2－Dref1)/n
……(7)
当使用上述(7)式时，第1载波周期中的各相的校正占空Dutya～Dutyd能够用以下的(8)式表示。
Dutya＝Dref+(Dref2－Dref1)/n
Dutyb＝Dref+2＊(Dref2－Dref1)/n
Dutyc＝Dref+3＊(Dref2－Dref1)/n
Dutyd＝Dref+4＊(Dref2－Dref1)/n
……(8)
以下，用图7的例子说明具体的不同点。即，以一个电源周期前的第1载波周期中的基准占空Dref1是“75％”、作为一个电源周期前的第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的基准占空Dref2是“25％”的情况为例。当使用上述(6)式时，能够得到Dutya＝75％、Dutyb＝62.5％、Dutyc＝50％、Dutyd＝37.5％。另一方面，当使用上述(8)式时，能够得到Dutya＝62.5％、Dutyb＝50％、Dutyc＝37.5％、Dutyd＝25％。即，在第1变形例的情况下校正作为基准相的a相的占空这点是不同点。
此外，在第1变形例的情况下，需要在紧接着在作为基准相的a相的载波信号Car3a上升的时刻t＝t0进行总计电流Idc的检测之后校正a相的占空，针对校正控制的处理速度的要求变高。因此，根据处理器200a的性能，决定是使用(6)式的运算公式，还是使用(8)式的运算公式即可。
接下来，说明实施方式1的控制手法中的第2变形例。此外，没有关于实施第2变形例的结构的变更，使用图3、图5以及图6所示的结构。
在第2变形例中，使用以下的(9)式实施校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd的运算。
ΔDa＝(Dref2－Dref1)/(n+1)
ΔDb＝2＊(Dref2－Dref1)/(n+1)
ΔDc＝3＊(Dref2－Dref1)/(n+1)
ΔDd＝4＊(Dref2－Dref1)/(n+1)
……(9)
当使用上述(9)式时，第1载波周期中的各相的校正占空Dutya～Dutyd能够用以下的(10)式表示。
Dutya＝Dref+(Dref2－Dref1)/(n+1)
Dutyb＝Dref+2＊(Dref2－Dref1)/(n+1)
Dutyc＝Dref+3＊(Dref2－Dref1)/(n+1)
Dutyd＝Dref+4＊(Dref2－Dref1)/(n+1)
……(10)
以下，用图7的例子说明具体的不同点。即，以一个电源周期前的第1载波周期中的基准占空Dref1是“75％”、作为一个电源周期前的第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的基准占空Dref2是“25％”的情况为例。当使用上述(6)式时，能够得到Dutya＝75％、Dutyb＝62.5％、Dutyc＝50％、Dutyd＝37.5％。另一方面，当使用上述(10)式时，能够得到Dutya＝65％、Dutyb＝55％、Dutyc＝45％、Dutyd＝35％。即，在第2变形例的情况下，校正作为基准相的a相的占空这点与第1变形例相同，但各相间的校正宽度变小这点是与第1变形例的不同点。在第2变形例中，也需要在紧接着在作为基准相的a相的载波信号Car3a上升的时刻t＝t0进行了总计电流Idc的检测之后校正a相的占空。因此，根据处理器200a的性能，决定是否采用第2变形例即可。
接下来，说明实施方式1的控制手法中的第3变形例。图10是示出实施方式1的第3变形例的校正占空运算部34A的结构例的图。在图10所示的校正占空运算部34A中，在图6所示的校正占空运算部34的结构中，保持部341被替换为保持部344，校正量运算部342被替换为校正量运算部345。向保持部344的输入信号从基准占空Dref变更为偏差ΔIdc。关于其它结构，与图6的结构相同或者等同，对相同或者等同的构成部附加相同的符号，省略重复的说明。
在图10中，保持部344保持所输入的偏差ΔIdc中的至少一个电源周期前的第1载波周期中的偏差ΔIdc和作为第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的偏差ΔIdc。以下，将一个电源周期前的第1载波周期中的偏差ΔIdc记载为“ΔIdc1”，称为“第1偏差”。另外，将一个电源周期前的第2载波周期中的偏差ΔIdc记载为“ΔIdc2”，称为“第2偏差”。由保持部344保持的第1偏差ΔIdc1以及第2偏差ΔIdc2被输入到校正量运算部345。
校正量运算部345使用第1偏差ΔIdc1以及第2偏差ΔIdc2来运算校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd。校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd的具体的运算公式能够用以下的(11)式表示。
ΔDa＝0
ΔDb＝γa＊(ΔIdc2－ΔIdc1)/n
ΔDc＝γb＊(ΔIdc2－ΔIdc1)/n
ΔDd＝γc＊(ΔIdc2－ΔIdc1)/n
……(11)
在上述(11)式中，γa、γb、γc是增益值。
当使用上述(11)式时，第1载波周期中的各相的校正占空Dutya～Dutyd能够用以下的(12)式表示。
Dutya＝Dref
Dutyb＝Dref+γa＊(ΔIdc2－ΔIdc1)/n
Dutyc＝Dref+γb＊(ΔIdc2－ΔIdc1)/n
Dutyd＝Dref+γc＊(ΔIdc2－ΔIdc1)/n
……(12)
此外，也可以代替上述(12)式的例子，而如上述第1变形例那样校正作为基准相的a相的占空。或者，也可以如上述第2变形例那样，校正作为基准相的a相的占空，进而以使各相间的校正宽度变小的方式校正各相的占空。
接下来，说明实施方式1的控制手法中的第4变形例。图11是示出实施方式1的第4变形例的校正占空运算部34B的结构例的图。在图11所示的校正占空运算部34B中，在图6所示的校正占空运算部34的结构中，保持部341被替换为保持部346，校正量运算部342和加法器343a、343b、343c、343d被替换为校正量运算部347。校正量运算部347是进行校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd的运算以及校正占空Dutya～Dutyd的生成的构成部。
在图11中，保持部346保持所输入的基准占空Dref中的作为至少一个电源周期前的第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的基准占空Dref和作为第2载波周期的下一周期的第3载波周期中的基准占空Dref。以下，将一个电源周期前的第2载波周期中的基准占空Dref记载为“Dref2”。另外，将一个电源周期前的第3载波周期中的基准占空Dref记载为“Dref3”。由保持部346保持的基准占空Dref2、Dref3被输入到校正量运算部347。
校正量运算部347使用基准占空Dref2、Dref3，运算校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd。另外，校正量运算部347使用基准占空Dref2、Dref3以及校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd来生成校正占空Dutya～Dutyd。
校正量ΔDa、ΔDb、ΔDc、ΔDd的具体的运算公式能够用以下的(13)式表示。
ΔDa＝0
ΔDb＝(Dref3－Dref2)/n
ΔDc＝2＊(Dref3－Dref2)/n
ΔDd＝3＊(Dref3－Dref2)/n
……(13)
另外，当使用上述(13)式时，第1载波周期中的各相的校正占空Dutya～Dutyd能够用以下的(14)式表示。
Dutya＝Dref2
Dutyb＝Dref2+(Dref3－Dref2)/n
Dutyc＝Dref2+2＊(Dref3－Dref2)/n
Dutyd＝Dref2+3＊(Dref3－Dref2)/n
……(14)
接下来，参照图12说明实施方式1的第4变形例的具体的动作例。图12是用于说明实施方式1的第4变形例的控制手法的时序图。在图12的纵轴方向上，从上层部分起依次示出了a相的载波信号Car3a、基准占空Dref、校正占空Dutya～Dutyd以及PWM信号。
以下进行补充，在中上层部分的波形中，Dref2＝75％以及Dref3＝25％是一个电源周期前的基准占空Dref。在此，当前电源周期中的基准占空Dref的值与一个电源周期前的基准占空Dref的值设为相同。Dref2以及Dref3的值保持于保持部346。时刻t＝t0在作为基准相的a相中是第1载波周期中的载波信号Car3a上升的时刻，但也是总计电流Idc的检测限制时刻。即，需要在第1载波周期开始的定时之前检测出总计电流Idc。此外，基准相无需是a相，也可以是b相、c相或者d相。
另外，时刻t＝t0也是校正占空Dutya～Dutyd的运算开始时刻。进而，时刻t＝t1是校正占空Dutya～Dutyd的运算结束时刻。即，设想在从时刻t＝t0至时刻t＝t1为止的期间实施校正占空Dutya～Dutyd的运算。
当将Dref2＝75％以及Dref3＝25％的值代入到上述(14)式时，能够得到Dutya＝75％、Dutyb＝62.5％、Dutyc＝50％、Dutyd＝37.5％。另外，作为第2载波周期的下一周期的第3载波周期中的a相的校正占空成为Dutya＝25％。根据这些运算结果，PWM信号成为图12的下层部分所示的波形。
在第4变形例的情况下，无需在紧接着进行了总计电流Idc的检测之后的载波周期中，根据该总计电流Idc的检测值来进行基准占空Dref的校正。另外，在比进行了总计电流Idc的检测的载波周期靠前两个载波周期的期间反映运算结果即可。因此，针对校正控制的处理速度的要求比实施方式1以及实施方式1的其它变形例小。总之，根据处理器200a的性能，决定是否采用第4变形例即可。
此外，在上述动作说明中，说明了根据一个电源周期前的基准占空Dref来运算当前电源周期中的校正占空Dutya～Dutyd的手法。该内容还能够作为根据当前电源周期的基准占空Dref来运算一个电源周期后的校正占空Dutya～Dutyd的内容进行说明。具体而言，如下述那样。
例如，在图7中，中上层部分所示的Dref1＝75％以及Dref2＝25％的值对应于当前电源周期的基准占空Dref。另外，中下层部分所示的校正占空Dutya～Dutyd的各值对应于一个电源周期后的校正占空Dutya～Dutyd的值。图12也同样地能够进行说明。
实施方式1的电力变换装置的要旨在于在第1载波周期中的第1基准占空和作为第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的第2基准占空是不同的值的情况下，第1校正占空和第2校正占空被控制成不同的值。在此所称的“第1校正占空”是一个电源周期后的第1载波周期中的第1相的校正占空。另外，“第2校正占空”是一个电源周期后的第1载波周期中的第2相的校正占空。另外，在此所称的“第1相”以及“第2相”也可以不是相互邻接的相。此外，“第1校正占空和第2校正占空被控制为不同的值”这样的记载并不意图将通过校正处理而第1校正占空的值与第2校正占空的值偶然一致的情况排除在外。
另外，上述所称的“第1载波周期中的第1基准占空”在图7中对应于“Dref1”，在图12中对应于“Dref2”。以下同样地，“第2载波周期中的第2基准占空”在图7中对应于“Dref2”，在图12中对应于“Dref3”。“第1校正占空”在图7中对应于第1载波周期中的校正占空Dutya～Dutyd中的任意一个校正占空，在图12中对应于第2载波周期中的校正占空Dutya～Dutyd中的任意一个校正占空。另外，“第2校正占空”在图7中对应于第2载波周期中的与第1校正占空不同的相的校正占空，在图12中对应于第3载波周期中的与第1校正占空不同的相的校正占空。
如以上说明那样，在实施方式1的电力变换装置中，在第1载波周期中的第1基准占空和作为第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的第2基准占空是不同的值的情况下，第1校正占空和第2校正占空被控制成不同的值。通过该控制，在各单位转换器电路中，以使各相间的电流偏差变小的方式被控制。由此，能够使多个单位转换器间的电抗器电流均衡化。另外，电抗器电流被均衡化，所以能够避免特定的电抗器成为高温的状况。由此，能够避免电抗器大型化。
另外，在实施方式1的电力变换装置中，能够不分别检测各相中的电抗器电流而根据各相的电抗器电流的合计值即总计电流来进行校正控制。由此，电流检测器的数量可以是1个，即使在交织的相数增加的情况下，也能够抑制电流检测器的增加。基于以上，根据实施方式1的电力变换装置，能够抑制制造成本的增加，并实现电抗器电流的均衡化。
实施方式2.
在实施方式2中，说明将在实施方式1中说明的电力变换装置120应用于马达驱动装置的应用例。图13是示出实施方式2的马达驱动装置150的结构例的图。在图13所示的实施方式2的马达驱动装置150中，对图1所示的电力变换装置120的结构追加了逆变器7a以及马达7b。
马达7b连接于逆变器7a的输出侧。马达7b是负载设备的一个例子。逆变器7a将积蓄于平滑电容器6的直流电力变换为交流电力，将变换后的交流电力供给到马达7b，从而驱动马达7b。图13所示的马达驱动装置150能够应用于送风机、压缩机以及空气调节机这样的产品。
图14是示出将图13所示的马达驱动装置150应用于空气调节机的例子的图。马达7b连接于马达驱动装置150的输出侧，马达7b连结于压缩部件504。压缩机505具备马达7b和压缩部件504。制冷环路部506按照包括四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c以及室外热交换器506d的方式构成。
在空气调节机的内部循环的制冷剂的流路按照从压缩部件504经过四通阀506a、室内热交换器506b、膨胀阀506c、室外热交换器506d，再次经过四通阀506a而返回到压缩部件504的方式构成。马达驱动装置150从交流电源1接受电力的供给而使马达7b旋转。通过马达7b的旋转，压缩部件504能够执行制冷剂的压缩动作，使制冷剂在制冷环路部506的内部循环。
根据实施方式2的马达驱动装置150，构成为具备实施方式1的电力变换装置120。由此，能够在应用了实施方式2的马达驱动装置150的送风机、压缩机以及空气调节机这样的产品中，得到在实施方式1中说明的效果。
另外，以上的实施方式所示的结构表示本发明的内容的一个例子，既能够与其它公知的技术进行组合，还能够在不脱离本发明的要旨的范围对结构的一部分进行省略、变更。

Claims (14)

1.一种电力变换装置，具备：
转换器电路，具有多个相数的量的具有1个电抗器和至少1个开关元件的单位转换器，该转换器电路将从交流电源输出的交流电压变换为直流电压；
电流检测器，检测在多个所述电抗器的各个电抗器中流过的电流的合计值；
电压检测器，检测所述转换器电路的输出电压；以及
控制装置，根据所述电流检测器以及所述电压检测器的检测值来生成基准占空，并且根据校正所述基准占空后的校正占空与载波信号的比较结果来生成用于控制所述开关元件的脉冲宽度调制信号，
作为所述载波信号的周期的载波周期比作为所述交流电压的周期的电源周期短，
在第1载波周期中的第1基准占空和作为所述第1载波周期的下一周期的第2载波周期中的第2基准占空是不同的值的情况下，第1校正占空和第2校正占空被控制成不同的值，
所述第1校正占空是一个电源周期后的第1载波周期中的第1相的校正占空，
所述第2校正占空是所述一个电源周期后的所述第1载波周期中的第2相的校正占空。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在所述一个电源周期后的所述第1载波周期开始的定时之前检测出用于生成所述第1校正占空以及第2校正占空的所述电流检测器的检测值。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
在比所述一个电源周期后的所述第1载波周期靠前一个载波周期的载波周期开始的定时之前检测出用于生成所述第1校正占空以及第2校正占空的所述电流检测器的检测值。
4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制装置保持所述第1基准占空以及第2基准占空，根据所述第1基准占空以及第2基准占空和所述相数，生成所述第1校正占空以及第2校正占空。
5.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述控制装置不校正基准相的基准占空，而校正所述基准相以外的基准占空。
6.根据权利要求4所述的电力变换装置，其中，
所述控制装置对基准相的基准占空以及所述基准相以外的基准占空都进行校正。
7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
在所述第1相和所述第2相是邻接的相的情况下，所述第1校正占空与所述第2校正占空之间的差分相当于将所述第1基准占空与所述第2基准占空的差分除以所述相数而得到的值。
8.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
在所述第1相和所述第2相是邻接的相的情况下，所述第1校正占空与所述第2校正占空之间的差分相当于将所述第1基准占空与所述第2基准占空的差分除以对所述相数加上1后的值而得到的值。
9.根据权利要求1至8中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
多个所述开关元件由宽带隙半导体形成。
10.根据权利要求9所述的电力变换装置，其中，
所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓、氧化镓或者金刚石。
11.一种马达驱动装置，具备：
权利要求1至10中的任意一项所述的电力变换装置；以及
逆变器，将从所述电力变换装置输出的直流电力变换为交流电力。
12.一种送风机，具备权利要求11所述的马达驱动装置。
13.一种压缩机，具备权利要求11所述的马达驱动装置。
14.一种空气调节机，具备权利要求12所述的送风机以及权利要求13所述的压缩机中的至少一方。
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