CN111697962A - 一种超宽带信号的模拟采样电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于宽带信号采样技术领域，具体涉及一种超宽带信号的模拟采样电路，在现有CMR方法基础之上，增加了带宽增强电路，既保留了CMR输入信号馈通，又提升了其工作带宽，包括保持状态和跟踪状态，通过调整电阻

、

、

和电容

、

的数值，使得

和

相等，即通过在三极管Q1和Q2射极之间的并联容性负载，可以抵消SEF电路的射极串联电阻与保持电容，构成的RC低通滤波极点，消除低通效应，提升工作带宽。

Description

一种超宽带信号的模拟采样电路及其控制方法

技术领域

本发明属于宽带信号采样技术领域，具体涉及一种超宽带信号的模拟采样电路及其控制方法。

背景技术

随着无线通信、仪器测量及其他电子学系统的快速发展，人们对高速采样的需求愈加迫切。由于单片的高速模拟数字转换器(Analog-to-Digital Converter，ADC)的工作带宽无法跟上需求，很难同时保证高采样率(几GS/s至几十GS/s)和高精度有效位，而且随着采样率的提高，其功耗会急剧增加。因此，人们普遍采用模拟信号采样保持电路，配合多个单片ADC，构成时间交织模数转换系统(Time-InterleavedADC System，TI-ADCS)，处理数十GHz以上带宽的信号。这种模拟信号采样保持电路，和采样时钟一起，通常称为“取样头”(sampler)。

构成“取样头”的主要技术大体上可以分为两类。

一类是以取样保持电路为主，特点是脉宽极窄的采样时钟脉冲，驱动高速开关。在窄脉冲存在时间内，高速开关闭合，输入信号通过开关向电容充电。由于脉宽极窄，脉冲宽度时间窗口内，输入信号幅度近似不变，这样电容相当于被一个固定电压充电，且充电时间固定位脉冲宽度，如此可以获得与输入信号当前输入信号幅度成正比的幅值，并通过电容保持下来。

另一类是脉冲上升沿或下降沿非常陡峭的方波信号，驱动高速开关。当采样时钟脉冲幅度为低(高)时，高速开关闭合接通，此时高速开关输出与输入信号连通。当采样脉冲幅度在极短时间内变高(低)时，高速开关迅速断开。由于高速开关输出端存在电容，因此在高速开关断开过程中，电荷来不及释放，会保持在断开前的瞬间幅值状态。

输入信号通过取样头后，其高速变化的信号幅度变成了以采样时钟周期为时间间隔、幅度持续时间拉长的台阶式离散信号(跟踪保持)或者调幅脉冲序列离散信号(取样保持)。由于离散信号幅值变化速度大幅度降低，后面可以连接较低速度的ADC，捕获被信号保持幅值(跟踪保持)或者信号峰值(取样保持)，将其量化并送到数字处理单元。每个取样头与较低速ADC构成一个采样链路，多个采样链路并联，并使采样时钟同频不同相，即构成了“TIADCS”。

取样头的主要技术指标是取样效率、取样窗口时间、取样孔径抖动、输入信号馈通抑制、非线性特性、噪声系数等。以取样保持电路为核心的取样头，关键技术是高速开关和极窄脉冲的采样时钟波形发生电路；由于这种电路需要高速开关由断开-闭合、闭合-断开两个状态转换过程，并且采样脉冲宽度直接影响取样效率和带宽，因此在纯电子学实现领域内，已经触碰到物理定律的天花板。以跟踪保持电路为核心的取样头，关键技术是高速开关和边沿陡峭的采样时钟发生电路；这种电路是由高速开关的闭合-断开一个状态转过程完成，采样脉冲宽度在这里无关紧要，因此在纯电子学实现领域内，随着半导体工艺进步，尚有进一步的发展空间。

传统的高速跟踪保持电路，大体上是基于开关射极跟随器(Switched EmitterFollower，SEF)或者开关源极跟随器(Switched Source Follower，SSF)、二极管桥等电路实现的，并采用差分电路结构，抵消由开关状态转换造成的直流偏移。这类电路的最大优势是高速开关结构极为简单，速度极高。主要缺点是信号保持期间，输入信号馈通明显，需要辅助手段抑制这种馈通。常用的辅助手段有双开关方法(double switching method)、钳位方法(clamping method)、交叉电容反馈方法(cross capacitance feedback method)。其中交叉电容反馈方法是使用最广的方法。

无论哪种辅助方法，要么随着输入信号频率升高，效率下降，如交叉电容反馈方法；要么使得采样率下降，增加了时间交织系统的复杂度，如双开关方法和钳位方法。一种不采用辅助手段抑制馈通的电路结构在文献US7154306中给出，其主要思路是将差分结构的SEF对的基极，连接在一起一个共模信号通路中，可称为共模抑制方法(Common ModeRejection method，CMR)。当SEF闭合，电路处于跟踪状态时，输入信号通过SEF电路射极串联电阻作用，产生一个与输入信号幅值成比例的电压信号；当SEF断开、电路处于保持状态时，SEF对的基极电压，由于差分信号作用，输入的信号在此处抵消，故无法泄漏到两个差分输出端口。但是，这种结构中，由于SEF射极电阻的存在，其和输出保持电容一起，构成RC低通滤波器，且一般截止频率较低，限制了高频应用。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有技术中存在的缺陷和不足，在现有CMR方法基础之上，增加了带宽增强电路，既保留了CMR输入信号馈通、又提升了其工作带宽的超宽带信号的模拟采样电路。

本发明的一种超宽带信号的模拟采样电路，其特征在于：电源Vcc连入三极管Q7和Q8的集电极，并且电源Vcc还通过电阻R_T与三极管Q7和Q8的基极相连后再通过二极管D1与三极管Q4和Q5的集电极相连，三极管Q7和Q8的射极分别通过一个电阻R_C与三极管Q3和Q6的基极相连，并且三极管Q3和Q6与各自边的电阻R_C间还有并联有保持电容C_H，二极管D1的作用是保护三极管Q5和Q6；三极管Q3与三极管Q4的射极与三极管Q1的基极相连，三极管Q6与三极管Q5的射极与三极管Q2的基极相连，三极管Q1和Q2的基极上分别连接有驱动电路输入电源VinP和VinN，三极管Q1和Q2的射极之间有两条并联的电路，其中一条电路上串联有两个电阻R_E，另一条上依次串联有电阻R_e、电容C_e和电子R_e。

如上所述的一种超宽带信号的模拟采样电路的控制方法，其特征在于，包括以下状态：

保持状态，对三极管Q4和Q5的基极施加高电压导通三极管Q4和Q5；此时三极管Q3和Q6因低电压截止；由于输入电源VinP和VinN之间构成差分信号，该差分信号在三极管Q1和Q2上产生大小相等、方向相反的交流电流。因此通过三极管Q5的电流与通过三极管Q4的交流电流，也满足大小相等方向相反的特性。这样两路大小相等、方向相反交流电流在三极管Q7和Q8基极之间的A点处相互抵消，故所述输入电源VinP和VinN无法直接通过三极管Q7和Q8，馈通到保持电容C_H上；其他馈通路径，如三极管Q3和Q6的射极-集电极之间，隔离度远大于基极-射极隔离度，可以忽略不计。

跟踪状态，对三极管Q3和Q6的基极施加高电压导通三极管Q3和Q6；此时三极管Q4和Q5因低电压截止；此时，三极管Q1和Q2上的交流电流与流过三极管Q7和Q8的交流电流相等，即三极管Q1和Q2构成驱动电路，增益与图1中的R_E、C_e、R_e、C_H、R_C等有关。

所述三极管Q1和Q2构成的驱动电路为差分驱动电路，其中，三极管Q1的射极为驱动电路的正极(B+点)，Q2的射极为驱动电路的负极(B-点)，如在图1中，B+点为三极管Q1的射极，B-点为三极管Q2的射极。

三极管Q1和Q2构成差分驱动电路，为方便分析，Q1或Q2的单端电路交流通路如图2所示。将三极管Q1或Q2的射极电压记为V_E，V_E与三极管Q1或Q2的基极点处的输入电源VinP和VinN相等，交流地取两个电阻R_E之间；电容C_e可等效为两个电容串联，每个等效电容容值大小为原来电容的两倍，则两个等效电容之间同样是交流地，交流地指的是交流通路中的参考地，即有交流变换量输入时的参考点。在交流通路zhidao中直流电源因为变化量等于0，所以就相当于交流接地。

在上述交流地设定条件下，V_E端口交流对地阻抗为：

跟踪状态时三极管Q3和Q6、Q7和Q8导通。由于是差分电路，交流分析可取图1所示电路的一侧进行分析。如图3所示，取三极管Q1、Q3、Q7一侧电路，画出交流通路。由于输入信号VinP的频率一般要远小于三极管截止频率，故三极管Q3的寄生电阻r_be2、电容C_be2构成的低通网络可以忽略，并且三极管Q7的射极射极寄生阻抗远小于其射极串联电阻R_C。在上述条件下，三极管Q3的集电极处并联的保持电容C_H对应的输出节点outP的交流对地阻抗为：

因此，如图3，保持电容CH上的输出电压outP与Q3或Q6的射极电压V1之间的比值，即为输出对输入的增益：

显然，通过调整电阻R_C、R_E、R_e和电容C_e、C_H的数值，使得τ₁和τ₃相等，即通过在三极管Q1和Q2射极之间的并联容性负载，可以抵消SEF电路的射极串联电阻与保持电容，构成的RC低通滤波极点，消除低通效应，提升工作带宽。

与现有技术相比，本发明的技术方案在现有CMR方法基础之上，增加了带宽增强电路，既保留了CMR输入信号馈通，又提升了其工作带宽；相比于已有同类结构的，在不采用辅助手段条件下，既保证了工作带宽，又有效地抑制了保持状态下的输入信号馈通，而且可以适用于包括三极管工艺在内的其他任何单端口三极管工艺。

附图说明

本发明的前述和下文具体描述在结合以下附图阅读时变得更清楚，附图中：

图1是本发明一种基本方案的电路结构示意图；

图2是本发明三极管Q1或Q2单端电路交流通路示意图；

图3是本发明三极管Q1和Q2构成的驱动电路交流通路。

具体实施方式

下面通过几个具体的实施例来进一步说明实现本发明目的技术方案，需要说明的是，本发明要求保护的技术方案包括但不限于以下实施例。

实施例1

作为本发明超宽带信号的模拟采样电路最基本的实施方案，如图1，电源Vcc连入三极管Q7和Q8的集电极，并且电源Vcc还通过电阻R_T与三极管Q7和Q8的基极相连后再通过二极管D1与三极管Q4和Q5的集电极相连，三极管Q7和Q8的射极分别通过一个电阻R_C与三极管Q3和Q6的基极相连，并且三极管Q3和Q6与各自边的电阻R_C间还有并联有保持电容C_H，二极管D1的作用是保护三极管Q5和Q6；三极管Q3与三极管Q4的射极与三极管Q1的基极相连，三极管Q6与三极管Q5的射极与三极管Q2的基极相连，三极管Q1和Q2的基极上分别连接有驱动电路输入电源VinP和VinN，三极管Q1和Q2的射极之间有两条并联的电路，其中一条电路上串联有两个电阻R_E，另一条上依次串联有电阻R_e、电容C_e和电子R_e。

如图1所示，在保持状态下，三极管Q4和Q5在基极高电压控制下导通。差分输入的信号，通过Q2和Q5的电流与通过Q1和Q4的电流，大小相等方向相反，使得A点电压只反映Q1和Q2的射极偏置电流源电流，而输入信号在A点被有效抑制。此时输入信号无法直接通过三极管Q7和Q8，馈通到保持电容上。

其他馈通路径，如三极管Q3和Q6的射极-集电极之间，隔离度远大于基极-射极隔离度，可以忽略不计。

而在跟踪状态下，三极管Q3和Q6在基极高电压控制下导通。由于三极管Q1和Q2之间的交流电流，与流过三极管Q7和Q8射极上串联电阻与保持电容的并联电路电流相等，因此三极管Q1和Q2构成的驱动电路，增益与图1中的R_E、C_e、R_e、CH、R_C等有关。

输入级两个三极管Q1和Q2的单端电路交流通路如图2所示。

V_E代表Q1或Q2的射极(B+点或B-点)电压，与Vin(VinP或VinN点)交流近似相等；由于是差分电路，可取两个R_E之间和C_e的中间为交流地，此时V_E端口交流对地阻抗为：

而进一步的，在跟踪状态下，晶体管Q7和Q8构成的SEF差分对电路接通，则由晶体管Q1和Q2构成的驱动电路交流通路如图3所示。

在图3中，当工作频率远小于晶体管截止频率时，可以忽略Q3对地阻抗，并且晶体管Q7的射极对地阻抗远小于射极串联电阻R_C。则集电极保持电容对应的输出节点outP，交流对地阻抗为：

因此，保持电容上的输出电压outP或者outN与V1之间的比值，即为输出对输入的增益。结合公式(1)和(2)，可以表示为：

显然，可以通过调整τ₁和τ₃的数值，使得二者相等，即通过在Q1和Q2射极之间的并联容性负载，可以抵消SEF电路的射极串联电阻与保持电容，构成的RC低通滤波极点，消除低通效应，提升工作带宽。

所述二极管D1的作用是保护晶体管Q5和Q6。

实施例2

作为本发明超宽带信号的模拟采样电路的控制方法的一种实施方案，提供了一种针对上述实施例1技术方案中模拟采样电路的控制方法，包括以下状态：

如图1，保持状态，对三极管Q4和Q5的基极施加高电压导通三极管Q4和Q5；此时三极管Q3和Q6因低电压截止；由于输入电源VinP和VinN之间构成差分信号，该差分信号在三极管Q1和Q2上产生大小相等、方向相反的交流电流。因此通过三极管Q5的电流与通过三极管Q4的交流电流，也满足大小相等方向相反的特性。这样两路大小相等、方向相反交流电流在三极管Q7和Q8基极之间的A点处相互抵消，故所述输入电源VinP和VinN无法直接通过三极管Q7和Q8，馈通到保持电容C_H上；其他馈通路径，如三极管Q3和Q6的射极-集电极之间，隔离度远大于基极-射极隔离度，可以忽略不计。

跟踪状态，对三极管Q3和Q6的基极施加高电压导通三极管Q3和Q6；此时三极管Q4和Q5因低电压截止；此时，三极管Q1和Q2上的交流电流与流过三极管Q7和Q8的交流电流相等，即三极管Q1和Q2构成驱动电路，增益与图1中的R_E、C_e、R_e、C_H、R_C等有关。

所述三极管Q1和Q2构成的驱动电路为差分驱动电路，其中，三极管Q1的射极为驱动电路的正极(B+点)，Q2的射极为驱动电路的负极(B-点)，如在图1中，B+点为三极管Q1的射极，B-点为三极管Q2的射极。

进一步的，三极管Q1和Q2构成差分驱动电路，为方便分析，Q1或Q2的单端电路交流通路如图2所示。将三极管Q1或Q2的射极电压记为V_E，V_E与三极管Q1或Q2的基极点处的输入电源VinP和VinN相等，交流地取两个电阻R_E之间；电容C_e可等效为两个电容串联，每个等效电容容值大小为原来电容的两倍，则两个等效电容之间同样是交流地，交流地指的是交流通路中的参考地，即有交流变换量输入时的参考点。在交流通路zhidao中直流电源因为变化量等于0，所以就相当于交流接地。

在上述交流地设定条件下，V_E端口交流对地阻抗为：

跟踪状态时三极管Q3和Q6、Q7和Q8导通。由于是差分电路，交流分析可取图1所示电路的一侧进行分析。如图3所示，取三极管Q1、Q3、Q7一侧电路，画出交流通路。由于输入信号VinP的频率一般要远小于三极管截止频率，故三极管Q3的寄生电阻r_be2、电容C_be2构成的低通网络可以忽略，并且三极管Q7的射极射极寄生阻抗远小于其射极串联电阻R_C。在上述条件下，三极管Q3的集电极处并联的保持电容C_H对应的输出节点outP的交流对地阻抗为：

因此，如图3，保持电容CH上的输出电压outP与Q3或Q6的射极电压V1之间的比值，即为输出对输入的增益：

显然，通过调整电阻R_C、R_E、R_e和电容C_e、C_H的数值，使得τ₁和τ₃相等，即通过在三极管Q1和Q2射极之间的并联容性负载，可以抵消SEF电路的射极串联电阻与保持电容，构成的RC低通滤波极点，消除低通效应，提升工作带宽。

Claims (5)

1.本发明的一种超宽带信号的模拟采样电路，其特征在于：电源Vcc连入三极管Q7和Q8的集电极，并且电源Vcc还通过电阻R_T与三极管Q7和Q8的基极相连后再通过二极管D1与三极管Q4和Q5的集电极相连，三极管Q7和Q8的射极分别通过一个电阻R_C与三极管Q3和Q6的基极相连，并且三极管Q3和Q6与各自边的电阻R_C间还有并联有保持电容C_H；三极管Q3与三极管Q4的射极与三极管Q1的基极相连，三极管Q6与三极管Q5的射极与三极管Q2的基极相连，三极管Q1和Q2的基极上分别连接有驱动电路输入电源VinP和VinN，三极管Q1和Q2的射极之间有两条并联的电路，其中一条电路上串联有两个电阻R_E，另一条上依次串联有电阻R_e、电容C_e和电子R_e。

2.如权利要求1所述的一种超宽带信号的模拟采样电路的控制方法，其特征在于，包括以下状态：

保持状态，对三极管Q4和Q5的基极施加高电压导通三极管Q4和Q5，此时三极管Q3和Q6因低电压截止；此时输入电源VinP和VinN之间构成差分信号，在三极管Q1和Q2上产生大小相等、方向相反的交流电流，即通过三极管Q5和Q4的交流电流也为大小相等、方向相反，两路大小相等、方向相反交流电流在三极管Q7和Q8基极之间的A点处相互抵消，使输入电源VinP和VinN无法直接通过三极管Q7和Q8，智能馈通到保持电容CH上；

跟踪状态，对三极管Q3和Q6的基极施加高电压导通三极管Q3和Q6；此时三极管Q4和Q5因低电压截止；此时，三极管Q1和Q2上的交流电流与流过三极管Q7和Q8的交流电流相等，即三极管Q1和Q2构成驱动电路。

3.如权利要求2所述的一种超宽带信号的模拟采样电路的控制方法，其特征在于：所述三极管Q1和Q2构成的驱动电路为差分驱动电路，其中，三极管Q1的射极为驱动电路的正极，Q2的射极为驱动电路的负极。

4.如权利要求3所述的一种超宽带信号的模拟采样电路的控制方法，其特征在于：将三极管Q1或Q2的射极电压记为V_E，V_E与三极管Q1或Q2的基极点处的输入电源VinP和VinN相等，交流地取两个电阻R_E之间；此时电容C_e可等效为两个电容串联，每个等效电容容值大小为原来电容的两倍，则两个等效电容之间同样是交流地；

此时Q1或Q2的V_E端口交流对地阻抗为

5.如权利要求4所述的一种超宽带信号的模拟采样电路的控制方法，其特征在于：所述跟踪状态下，三极管Q3和Q6、以及三极管Q7和Q8导通，由于输入电源VinP的频率远小于三极管的截止频率，故三极管Q3的寄生电阻、电容构成的低通网络可以忽略，并且三极管Q7的射极射极寄生阻抗远小于其射极串联电阻R_C寄生阻抗；

则，三极管Q3的集电极处并联的保持电容C_H对应的输出节点outP的交流对地阻抗为

因此，保持电容C_H上的输出电压outP与V_E之间的比值，即为输出对输入的增益：

通过调整电阻R_C、R_E、R_e和电容C_e、C_H的数值，使得τ₁和τ₃相等，即通过在三极管Q1和Q2射极之间的并联容性负载，可以抵消SEF电路的射极串联电阻与保持电容，构成的RC低通滤波极点。

Images