CN111435976A - 固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法、以及电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法、以及电子设备，该固态摄像装置的配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电力、低峰值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性。比较器700由带有钳位二极管的两段前置放大器710、720与两个串联电流控制逆变器730、40构成，所有的分支受到电流控制。两段的前置放大器710、720及与其相连的两个连续的逆变器730、740段均以实现低电力及低峰值电流的方式而受到电流控制。另外，使用偏置电流来控制比较器的带宽，由此，也可平衡噪声与比较器速度，此对于多个比较器动作模式有益。

Description

固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法、以及电子设备

技术领域

本发明涉及一种固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法、以及电子 设备。

背景技术

互补金属氧化物半导体(Complementary Metal Oxide Semiconductor， CMOS)图像传感器已作为使用有光电转换元件的固态摄像装置(图像传感器) 而被实际运用，该光电转换元件检测光并产生电荷。

CMOS图像传感器已广泛用作数码相机、摄像机、监控相机、医疗周 内窥镜、个人电脑(PC)、手机等便携终端装置(移动设备)等各种电子设备 的一部分。

CMOS图像传感器在每个像素中带有包括光电二极管(光电转换元件) 及浮动扩散层(FD：Floating Diffusion，浮置扩散层)的FD放大器，该CMOS 图像传感器的主流读取类型为列并联输出型，即，选择像素阵列中的某一行， 同时向列(column)输出方向对这些行进行读取。

另外，实际上已提出了列并联输出型CMOS图像传感器的各种像素信 号读取(输出)电路。

其中，最先进的电路之一是每列(column)包括模拟-数字转换器(ADC (Analogdigital converter))，将像素信号作为数字信号取出的电路(例如参照 专利文献1、2)。

在搭载有该列并联ADC的CMOS图像传感器(列AD方式CMOS图 像传感器)中，比较器(comparator)对所谓的RAMP波与像素信号进行比较， 并利用后段的计数器进行数字相关双采样(Correlated Double Sampling，CDS)， 由此，进行AD转换。

但是，此种CMOS图像传感器虽可高速传输信号，但存在无法进行全 局快门读取的缺点。

相对于此，已提出了数字像素(pixel)传感器，其在各像素中配置包 含比较器的ADC(还配置存储器部)，可实现以同一时序对像素阵列部中的所 有像素开始曝光与结束曝光的全局快门(例如参照专利文献3、4)。

[专利文献1]日本专利特开2005-278135号公报

[专利文献2]日本专利特开2005-295346号公报

[专利文献3]US 7164114B2 FIG，4

[专利文献4]US 2010/0181464 A1

发明内容

本发明所要解决的技术问题

而且，对于所述数字像素传感器，要求ADC(模拟-数字转换器)与像 素内的SRAM位单元及若干个控制逻辑一起处于各像素中。

为了实现更高的空间分辨率，重要的是减小像素间距。SRAM位单元 例如在65nm工艺的情况下，会占用10位存储器的像素面积的约30～40％，但 SRAM位单元会因40nm或22nm等更高度的逻辑工艺而缩小。

因此，用于SRAM位单元的区域已不再是主要的影响因素。相对于此， 对于ADC所使用的晶体管，例如因为无法为了实现低输入换算噪声性能及大 输入共模范围而容易地减小晶体管尺寸，所以ADC尺寸成为主导。

已知最小尺寸的ADC拓扑是单斜ADC，在DPS架构的情况下，像素 侧需要比较器，在像素阵列以外需要斜波(RAMP)信号产生器。

比较器用的晶体管通常需要比纯粹的数字逻辑电路及SRAM位单元更 高的电压，结果是最小尺寸W及L变得非常大。

因此，为了实现更小的像素间距，减小比较器的尺寸非常重要。

DPS的比较器所需的其他特性是低电力、低峰值电流。因为像素阵列 的所有像素同时进行动作，所以低电力不可或缺。

例如，假设每个比较器消耗1μA且有1Mega个像素。在此情况下会消 耗1A(＝1μA×1Mega)。

因为此消耗过大，所以为了恰当的ADC功能，不允许电源及接地线的 IR压降。另外，根据与有可能由像素阵列内的寄生二极管引起的闩锁现象的缓 和相同的理由，峰值电流必须低。

另一重要的特征是低噪声性能。典型而言，全局快门(Global Shutter， GS)像素会表现出比卷帘快门(Rolling Shutter，RS)像素更大的暗噪底。暗 噪底高的主要理由在于主要的技术潮流中无GS CMOS图像传感器。

又一重要的特性是可否使用与SRAM位单元相同的电源，为了能够使 用同一电源，必须进行低电压动作。另外，在此情况下，能够缓和薄层电阻足 够低的多余的顶级金属线的必要性，否则金属线资源会不足。

最后，在整个输入范围内要求高线性。特别是在DPS像素的情况下， 比较器的电源电压降低至例如1.3V，而且阈值电压因晶体管的制造差异而各不 相同，电源电压实质上降低。

若假设0.8V的输入范围，则仅能够利用0.4V的余量，但因为一部分的 晶体管处于饱和区域外，所以通常难以在整个输入范围内获得良好的线性。

另外，所述包括现有的数字像素传感器的CMOS图像传感器虽可实现 全局快门功能，但因为未实时地利用例如在积累期间从光电二极管溢出的电荷， 所以在大动态范围化、高帧率化方面存在极限。

另外，随机噪声是CMOS图像传感器的重要的性能指标，已知主要的 随机噪声源有像素与AD转换器。

一般而言，作为减少随机噪声的方法，已知有如下方法：通过增大晶 体管尺寸来减少闪烁噪声(flicker noise)，或者对比较器输出附加电容，通过减 小频带来实现利用CDS过滤噪声的效果。

但是，若仅使用各个方法，则存在如下缺点：因为能够使用的面积小， 所以无法充分地降低噪声，结果为了满足噪声性能，像素间距增大。

另外，因为在各像素中配置包含比较器的ADC(还配置存储器部)，所 以难以最大限度地扩大有效像素区域，从而难以最大限度地提高性价比。

本发明提供如下固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法及电子设备， 该固态摄像装置的配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电力、低峰 值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性。

本发明提供如下固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法及电子设备， 该固态摄像装置的配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电力、低峰 值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性，可实质上实现大 动态范围化、高帧率化。

另外，本发明提供如下固态摄像装置、固态摄像装置的驱动方法及电 子设备，该固态摄像装置的配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电 力、低峰值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性，可实质 上实现大动态范围化、高帧率化，而且能够降低噪声，最大限度地扩大有效像 素区域，并可最大限度地提高性价比。

解决问题的方案

本发明的第一观点的固态摄像装置包括：像素部，配置有进行光电转 换的像素；以及读取部，从所述像素部的所述像素读取像素信号，所述像素包 含：光电转换元件，在积累期间，积累通过光电转换产生的电荷；传输元件， 可在所述积累期间后的传输期间传输所述光电转换元件所积累的电荷；输出节 点，通过所述传输元件而被传输由所述光电转换元件积累的电荷；输出缓冲部， 将所述输出节点的电荷转换为与电荷量对应的电压信号，并输出转换后的电压 信号；以及比较器，为了模拟-数字(AD)转换而进行比较处理，所述比较处 理是指对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，并输出数字化后的 比较结果信号，所述比较器包含：第一放大器，包含差动放大部，所述差动放 大部的一个晶体管的栅极被供应所述参考电压，另一个晶体管的栅极被供应所 述输出缓冲部的所述电压信号，所述差动放大部进行所述参考电压与所述电压 信号的比较动作，在所述参考电压与所述电压信号达到同等电平时使输出电平 反转且连接于电流可控的电流源；第二放大器，包含放大部，所述放大部为电 流可控，且对所述第一放大器的反转输出进行电平反转，并增大增益而加以输 出；第一逆变器，电流可控，且对所述第二放大器的输出进行反转而加以输出； 以及第二逆变器，电流可控，且对所述第二逆变器的输出进行反转而加以输出。

本发明的第二观点是固态摄像装置的驱动方法，该固态摄像装置包括： 像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读取部，从所述像素部的所述像素 读取像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在积累期间，积累通过光电转 换产生的电荷；传输元件，可在所述积累期间后的传输期间传输所述光电转换 元件所积累的电荷；输出节点，通过所述传输元件而被传输由所述光电转换元 件积累的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换为与电荷量对应的电 压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，为了模拟-数字(AD)转换 而进行比较处理，所述比较处理是指对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压 进行比较，并输出数字化后的比较结果信号，所述比较器包含：第一放大器， 包含差动放大部，所述差动放大部的一个晶体管的栅极被供应所述参考电压， 另一个晶体管的栅极被供应所述输出缓冲部的所述电压信号，所述差动放大部 进行所述参考电压与所述电压信号的比较动作，在所述参考电压与所述电压信 号达到同等电平时使输出电平反转且连接于电流可控的电流源；第二放大器， 包含放大部，所述放大部为电流可控，且对所述第一放大器的反转输出进行电 平反转，并增大增益而加以输出；第一逆变器，电流可控，且对所述第二放大 器的输出进行反转而加以输出；以及第二逆变器，电流可控，且对所述第二逆 变器的输出进行反转而加以输出，以实现低电力及低峰值电流的方式，对所述 第一放大器、所述第二放大器、所述第一逆变器及所述第二逆变器进行电流控 制，使用偏置电流来控制所述比较器的带宽。

本发明的第三观点的电子设备包括：固态摄像装置；以及光学系统， 使被拍摄体像在所述固态摄像装置中成像，所述固态摄像装置包含：像素部， 配置有进行光电转换的像素；以及读取部，从所述像素部的所述像素读取像素 信号，所述像素包含：光电转换元件，在积累期间，积累通过光电转换产生的 电荷；传输元件，可在所述积累期间后的传输期间传输所述光电转换元件所积 累的电荷；输出节点，通过所述传输元件而被传输由所述光电转换元件积累的 电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换为与电荷量对应的电压信号， 并输出转换后的电压信号；以及比较器，为了模拟-数字(AD)转换而进行比 较处理，所述比较处理是指对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较， 并输出数字化后的比较结果信号，所述比较器包含：第一放大器，包含差动放 大部，所述差动放大部的一个晶体管的栅极被供应所述参考电压，另一个晶体 管的栅极被供应所述输出缓冲部的所述电压信号，所述差动放大部进行所述参 考电压与所述电压信号的比较动作，在所述参考电压与所述电压信号达到同等 电平时使输出电平反转且连接于电流可控的电流源；第二放大器，包含放大部， 所述放大部为电流可控，且对所述第一放大器的反转输出进行电平反转，并增 大增益而加以输出；第一逆变器，电流可控，且对所述第二放大器的输出进行 反转而加以输出；以及第二逆变器，电流可控，且对所述第二逆变器的输出进 行反转而加以输出。

发明效果

根据本发明，配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电力、低 峰值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性。

根据本发明，配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电力、低峰值电 流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性，可实质上实现大动态 范围化、高帧率化。

另外，根据本发明，配置于数字像素的AD转换器的比较器可利用低电 力、低峰值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性，可实质 上实现大动态范围化、高帧率化，而且能够降低噪声，最大限度地扩大有效像 素区域，并可最大限度地提高性价比。

附图说明

图1是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置的结构例的方框图。

图2是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置的像素部的数字像素 阵列的一例的图。

图3是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置的像素的一例的电路 图。

图4是表示本发明第一实施方式的数字像素的主要部分即电荷积累传 输系统的结构例的简略剖视图及溢流时的电势图。

图5是用以对本实施方式的比较器的第一比较处理进行说明的图。

图6是用以对本实施方式的比较器的第一比较处理进行说明的图，且 是用以对参考电压的其他模式例进行说明的图。

图7是表示在本实施方式的比较器中输入了各种参考电压的情况下的 光时间转换的状态的图。

图8是表示本发明第一实施方式的数字像素的光响应涵盖范围的图。

图9是表示本第一实施方式的比较器的结构例的电路图。

图10是用以对本第一实施方式的像素及比较器的动作进行说明的时序 图。

图11是表示作为ADC编码存储器的SRAM位单元的一例的图。

图12是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置中的帧读取序列的一 例的图。

图13是用以对本第一实施方式的固态摄像装置的层叠构造进行说明的 模式图。

图14是用以对本第一实施方式的固态摄像装置的层叠构造进行说明的 简略剖视图。

图15是用以主要对本第一实施方式的固态摄像装置的特定快门模式时 的像素部的读取动作进行说明的时序图。

图16是表示用以主要对本第一实施方式的固态摄像装置的特定快门模 式时的像素部的读取动作进行说明的动作序列及电势转变的图。

图17是表示本第二实施方式的比较器的结构例的电路图。

图18是表示本第三实施方式的比较器的结构例的电路图。

图19是表示本第四实施方式的比较器的结构例的电路图。

图20是用以对本发明第五实施方式的固态摄像装置进行说明的图，且 是表示时间戳ADC模式动作与线性ADC模式动作的选择处理的一例的图。

图21是表示应用本发明实施方式的固态摄像装置的电子设备的结构的 一例的图。

具体实施方式

以下，与附图关联地对本发明的实施方式进行说明。

(第一实施方式)

图1是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置的结构例的方框图。

在本实施方式中，固态摄像装置10例如由包含数字像素(Digital Pixel) 作为像素的CMOS图像传感器构成。

如图1所示，该固态摄像装置10包括作为摄像部的像素部20、垂直扫 描电路(行扫描电路)30、输出电路40及时序控制电路50作为主结构要素。

由这些结构要素中的例如垂直扫描电路30、输出电路40及时序控制电 路50构成像素信号的读取部60。

在本第一实施方式中，固态摄像装置10在像素部20中包含光电转换 读取部、AD(模拟数字)转换部及存储器部作为数字像素，从而构成为具有全 局快门的动作功能的例如层叠型的CMOS图像传感器。

在本第一实施方式的固态摄像装置10中，如下文所详述，各数字像素 DP具有AD转换功能，AD转换部包括进行比较处理的比较器(comparator)， 该比较处理是指对光电转换读取部所读取的电压信号与参考电压进行比较，并 输出数字化后的比较结果信号。

比较器在读取部60的控制下，进行：第一比较处理，该第一比较处理 是将与在积累期间从光电转换元件溢出至输出节点(浮置扩散层)的溢流电荷 对应的电压信号所相应的数字化后的第一比较结果信号输出，以及第二比较处 理，该第二比较处理是将与在积累期间后的传输期间传输至输出节点的光电转 换元件的积累电荷对应的电压信号所相应的数字化后的第二比较结果信号输 出。

而且，本第一实施方式的固态摄像装置10采用了比较器的电路结构与 控制技术，以可实现低电力、低峰值电流、低噪声、低电压及大输入范围。

本实施方式的比较器基本上包括：第一放大器，包含差动放大部，该 差动放大部的一个晶体管的栅极被供应参考电压，另一个晶体管的栅极被供应 输出缓冲部的电压信号，该差动放大部进行参考电压与电压信号的比较动作， 在参考电压与电压信号达到同等电平时使输出电平反转且连接于电流可控的电 流源；第二放大器，包含放大部，该放大部的电流可控，对第一放大器的反转 输出进行电平反转，并增大增益(gain up)而加以输出；第一逆变器(inverter)， 电流可控，且对第二放大器的输出进行反转而加以输出；以及第二逆变器，电 流可控，且对第二逆变器的输出进行反转而加以输出，以实现低电力及低峰值 电流的方式，对第一放大器、第二放大器、第一逆变器及第二逆变器进行电流 控制，使用偏置电流来控制比较器的带宽。

以下，详述固态摄像装置10的各部分的结构及功能的概要，特别是像 素部20及数字像素的结构及功能、与这些关联的读取处理、以及像素部20与 读取部60的层叠构造等。

(像素部20及数字像素200的结构)

图2是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置10的像素部的数字像 素阵列的一例的图。

图3是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置10的像素的一例的电 路图。

如图2所示，像素部20的多个数字像素200排列为N行M列的行列 状(矩阵状)。

再者，在图2中，为了简化附图而表示了由九个数字像素200配置为3 行3列的行列状(M＝3，N＝3的矩阵状)的例子。

本第一实施方式的数字像素200的结构包含光电转换读取部(图2中 标记为PD)210、AD转换部(图2中标记为ADC)220及存储器部(图2中 标记为MEM)230。

本第一实施方式的像素部20如下文所详述，构成为第一衬底110与第 二衬底120的层叠型的CMOS图像传感器，但在本例中，如图3所示，在第一 衬底110上形成有光电转换读取部210，在第二衬底120上形成有AD转换部220及存储器部230。

数字像素200的光电转换读取部210的结构包含光电二极管(光电转 换元件)与像素内放大器。

具体而言，该光电转换读取部210包括例如光电转换元件即光电二极 管PD1。

相对于该光电二极管PD1，分别包括一个作为传输元件的传输晶体管 TG1-Tr、一个作为复位元件的复位晶体管RST1-Tr、一个作为源极跟随元件的 源极跟随晶体管SF1-Tr、一个作为电流源元件的电流晶体管IC1-Tr、一个作为 输出节点ND1的浮置扩散层FD1及一个读取节点ND2。

这样，第一实施方式的数字像素200的光电转换读取部210的结构包 含传输晶体管TG1-Tr、复位晶体管RST1-Tr、源极跟随晶体管SF1-Tr及电流晶 体管IC1-Tr这四个晶体管(4Tr)。

而且，在本第一实施方式中，包含源极跟随晶体管SF1-Tr、电流晶体 管IC1-Tr及读取节点ND2而构成输出缓冲部211。

本第一实施方式的光电转换读取部210的输出缓冲部211的读取节点 ND2连接于AD转换部220的输入部。

光电转换读取部210将作为输出节点的浮置扩散层FD1的电荷转换为 与电荷量对应的电压信号，并将转换所得的电压信号VSL输出至AD转换部 220。

更具体而言，光电转换读取部210在AD转换部220的第一比较处理期 间PCMP1内，输出与在积累期间PI内从光电转换元件即光电二极管PD1溢出 至作为输出节点的浮置扩散层FD1的溢流电荷对应的电压信号VSL。

而且，光电转换读取部210在AD转换部220的第二比较处理期间 PCMP2内，输出与在积累期间PI后的传输期间PT内传输至作为输出节点的浮 置扩散层FD1的光电二极管PD1的积累电荷对应的电压信号VSL。

光电转换读取部210在第二比较处理期间PCMP2内，将作为像素信号 的读取复位信号(信号电压)(VRST)及读取信号(信号电压)(VSIG)输出 至AD转换部220。

光电二极管PD1产生并积累与入射光量对应的量的信号电荷(此处为 电子)。

以下，对信号电荷为电子且各晶体管为n型晶体管的情况进行说明， 但信号电荷也可为空穴(hole)，各晶体管也可为p型晶体管。

另外，本实施方式对于在多个光电二极管及传输晶体管之间共享各晶 体管的情况也有效。

在各数字像素200中，使用嵌入型光电二极管(PPD)作为光电二极管 (PD)。

在形成光电二极管(PD)的衬底表面，存在由悬挂键等缺陷引起的表 面能级，因此，会因热能而产生大量的电荷(暗电流)，导致无法读取正确的信 号。

嵌入型光电二极管(PPD)通过将光电二极管(PD)的电荷积累部嵌 入在衬底内，可减少暗电流混入信号的情况。

光电转换读取部210的传输晶体管TG1-Tr连接在光电二极管PD1与浮 置扩散层FD1之间，受到通过控制线施加至栅极的控制信号TG控制。

传输晶体管TG1-Tr在控制信号TG为高(H)电平的传输期间PT内被 选择而成为导通状态，将由光电二极管PD1光电转换并积累的电荷(电子)传 输至浮置扩散层FD1。

再者，在光电二极管PD1及浮置扩散层FD1被复位为特定的复位电位 后，传输晶体管TG1-Tr成为控制信号TG为低(L)电平的非导通状态，光电 二极管PD1达到积累期间PI，但此时，在入射光的强度(量)非常高的情况下， 超过饱和电荷量的电荷会通过传输晶体管TG1-Tr下的溢流路径，作为溢流电 荷而溢出至浮置扩散层FD1。

复位晶体管RST1-Tr连接在电源电压(或有时也称为电源电位)VDD 的电源线Vdd与浮置扩散层FD1之间，受到通过控制线施加至栅极的控制信号 RST控制。

复位晶体管RST1-Tr在控制信号RST为H电平的复位期间被选择而成 为导通状态，将浮置扩散层FD1复位为电源电压VDD的电源线Vdd的电位。

作为源极跟随元件的源极跟随晶体管SF1-Tr的源极连接于读取节点 ND2，漏极侧连接于电源线Vdd，栅极连接于浮置扩散层FD1。

在读取节点ND2与基准电位VSS(例如GND)之间，连接有作为电流 源元件的电流晶体管IC1-Tr的漏极、源极。电流晶体管IC1-Tr的栅极连接于控 制信号VBNPIX的供应线。

而且，读取节点ND2与AD转换部220的输入部之间的信号线LSGN1 由作为电流源元件的电流晶体管IC1-Tr驱动。

图4(A)及(B)是表示本发明第一实施方式的数字像素的主要部分 即电荷积累传输系统的结构例的简略剖视图及溢流时的电势图。

各数字像素单元PXLC形成于包括受到光L照射的第一衬底面1101侧 (例如背面侧)及与该第一衬底面1101侧相向的一侧的第二衬底面1102侧的 衬底(在本例中为第一衬底110)，并由分离层SPL分离。

而且，图4的数字像素单元PLXC的结构包含形成光电转换读取部210 的光电二极管PD1、传输晶体管TG1-Tr、浮置扩散层FD1、复位晶体管RST1-Tr、 分离层SPL，而且包含未图示的彩色滤光片部及微透镜。

(光电二极管的结构)

光电二极管PD1是以如下方式形成，即，包含第一导电型(在本实施 方式中为n型)半导体层(在本实施方式中为n层)2101，且具有对接收的光 的光电转换功能及电荷积累功能，该第一导电型(在本实施方式中为n型)半 导体层(在本实施方式中为n层)2101是以嵌入至包括第一衬底面1101侧及 与第一衬底面1101侧相向的一侧的第二衬底面1102侧的半导体衬底的方式形 成。

在光电二极管PD1的与衬底的法线正交的方向(X方向)上的侧部， 形成有第二导电型(在本实施方式中为p型)分离层SPL。

这样，在本实施方式中，各数字像素单元PXLC使用嵌入型光电二极 管(PPD)作为光电二极管(PD)。

在形成光电二极管(PD)的衬底表面，存在由悬挂键等缺陷引起的表 面能级，因此，会因热能而产生大量的电荷(暗电流)，导致无法读取正确的信 号。

嵌入型光电二极管(PPD)通过将光电二极管(PD)的电荷积累部嵌 入在衬底内，可减少暗电流混入信号的情况。

图4的光电二极管PD1是以如下方式构成，即，n层(第一导电型半 导体层)2101在衬底110的法线方向(图中的正交坐标系的Z方向)上具有双 层构造。

在本例中，在第一衬底面1101侧形成有n-层2102，在该n-层2102的 第二衬底面1102侧形成有n层2103，在该n层2103的第二衬底面1102侧形 成有p+层2104及p层2105。

另外，在n-层2102的第一衬底面1101侧形成有p+层2106。

p+层2106不仅形成至光电二极管PD1，而且形成至分离层SPL，还同 样形成至其他数字像素单元PXLC。

再者，在该p+层2106的光入射侧形成有彩色滤光片部，而且，与彩 色滤光片部的光入射侧即光电二极管PD1及分离层SPL的一部分对应地形成有 微透镜。

这些结构为一例，其可以是单层构造，另外，也可以是三层、四层以 上的层叠构造。

(X方向(列方向)上的分离层的结构)

对于图4的X方向(列方向)上的p型分离层SPL，在与光电二极管 PD1的n-层2102接触的一侧，即与衬底的法线正交的方向(图中的正交坐标 系的X方向)上的右侧部，形成有第一p层(第二导电型半导体层)2107。

而且，p型分离层SPL是以如下方式构成，即，在第一p层2107的X 方向的右侧，第二p层(第二导电型半导体层)2108在衬底110的法线方向(图 中的正交坐标系的Z方向)上具有双层构造。

在本例中，第二p层2108在第一衬底面1101侧形成有p-层2109，在 该p-层2109的第二衬底面1102侧形成有p层2110。

这些结构为一例，其可以是单层构造，另外，也可以是三层、四层以 上的层叠构造。

在p型分离层SPL的第一p层2107及第二p-层2109的第一衬底面1101 侧，形成有与光电二极管PD1相同的p+层2106。

以使溢流路径OVP形成至p型分离层SPL的第一p层2107的第二衬 底面1102侧的一部分的方式，延长地形成有n层2103。

而且，在n层2103的第二衬底面1102侧的p层2105上，隔着栅极绝 缘膜而形成有传输晶体管TG1-Tr的栅极电极2111。

另外，在p型分离层SPL的第一p层2107的第二衬底面1102侧，形 成有成为浮置扩散层FD1的n+层2112，与n+层2112相邻地形成有成为复位 晶体管RST1-Tr的沟道形成区域的p层2113，与p层2113相邻地形成有n+层 2114。

而且，在p层2113上，隔着栅极绝缘膜而形成有栅极电极2115。

此种构造在入射光的强度(量)非常高的情况下，超过饱和电荷量的 电荷会通过传输晶体管TG1-Tr下的溢流路径OVP，作为溢流电荷而溢出至浮 置扩散层FD1。

数字像素200的AD转换部220发挥如下功能，即，将光电转换读取部 210所输出的模拟的电压信号VSL与保持特定斜率地发生变化的斜波波形或固 定电压的参考电压VREF作比较，将该电压信号VSL转换为数字信号。

如图3所示，AD转换部220的结构包含比较器(COMP)221、输入 侧耦合电容器C221、输出侧的负载电容器C222及复位开关SW-RST。

比较器221在作为第一输入端子的反转输入端子(-)处被供应从光电 转换读取部210的输出缓冲部211输出至信号线LSGN1的电压信号VSL，在 作为第二输入端子的非反转输入端子(+)处被供应参考电压VREF，从而进行 对电压信号VST与参考电压VREF进行比较，并输出数字化后的比较结果信号 SCMP的比较处理。

比较器221的作为第一输入端子的反转输入端子(-)连接着耦合电容 器C221，通过使第一衬底110侧的光电转换读取部210的输出缓冲部211与第 二衬底1120侧的AD转换部220的比较器221的输入部AC耦合，可降低噪声， 并在低照度时实现高SNR。

另外，比较器221在输出端子与作为第一输入端子的反转输入端子(-) 之间连接有复位开关SW-RST，并在输出端子与基准电位VSS之间连接有作为 噪声带宽限制电容器的负载电容器C222。

基本上，在AD转换部220中，从光电转换读取部210的输出缓冲部 211读取至信号线LSGN1的模拟信号(电位VSL)在比较器221中，与参考电 压VREF例如呈具有某斜率的线形地发生变化的斜率波形即斜波信号RAMP作 比较。

此时，与比较器221同样地配置于每列的未图示的计数器进行动作， 具有斜波波形的斜波信号RAMP与计数值逐一对应地发生变化，由此，将电压 信号VSL转换为数字信号。

基本上，AD转换部220将参考电压VREF(例如斜波信号RAMP)的 变化从电压的变化转换为时间的变化，通过在某周期(时钟)内计数该时间而 转换为数字值。

于是，当模拟信号VSL与斜波信号RAMP(参考电压VREF)相交时， 比较器221的输出反转，停止计数器的输入时钟，或将输入已停止的时钟输入 至计数器，并将此时的计数器的值(数据)存储于存储器部230而完成AD转 换。

在以上的AD转换期间结束后，各数字像素200的存储器部230所存储 的数据(信号)从输出电路40输出至未图示的信号处理电路，通过特定的信号 处理而产生二维图像。

(比较器221中的第一比较处理及第二比较处理)

接着，本第一实施方式的AD转换部220的比较器221在像素信号的读 取期间受到读取部60驱动控制，以进行如下的两个第一比较处理及第二比较处 理。

在第一比较处理CMPR1中，比较器221在读取部60的控制下，输出 将电压信号VSL1数字化所得的第一比较结果信号SCMP1，该电压信号VSL1 与在积累期间PI内从光电转换元件即光电二极管PD1溢出至输出节点即浮置 扩散层FD1的溢流电荷对应。

再者，也将该第一比较处理CMPR1的动作称为时间戳ADC模式的动 作。

在第二比较处理CMPR2中，比较器221在读取部60的控制下，输出 将电压信号VSL2(VSIG)数字化所得的第二比较结果信号SCMP2，该电压信 号VSL2(VSIG)与在积累期间PI后的传输期间PT内传输至输出节点即浮置 扩散层FD1的光电二极管PD1的积累电荷对应。

实际上，在第二比较处理CMPR2中，在将与积累电荷对应的电压信号 VSL2(VSIG)数字化之前，将与复位时的浮置扩散层FD1的复位电压对应的 电压信号VSL2(VRRT)数字化。

再者，也将该第二比较处理CMPR2的动作称为线性ADC模式的动作。

再者，在本实施方式中，基本上，积累期间PI是光电二极管PD1及浮 置扩散层FD1被复位为复位电平后，直到传输晶体管TG1-Tr切换为导通状态 而开始传输期间PT为止的期间。

第一比较处理CMPR1的期间PCMPR1是光电二极管PD1及浮置扩散 层FD1被复位为复位电平后，直到传输期间PT开始之前，浮置扩散层FD1被 复位为复位电平为止的期间。

第二比较处理CMPR2的期间PCMPR2是浮置扩散层FD1被复位为复 位电平之后的期间，且包含传输期间PT后的期间的期间。

此处，进一步对第一比较处理CMPR1进行详述。

图5是用以对本实施方式的比较器221的第一比较处理CMPR1进行说 明的图。

在图5中，横轴表示时间，纵轴表示输出节点即浮置扩散层FD1的电 压电平VFD。

关于浮置扩散层FD1的电压电平VFD，在复位电平时，电荷量最少， 电压电平VFD达到最高的电平VFDini。

另一方面，在饱和状态时，电荷量多，电压电平VFD达到较低的电平VFDsat。

根据如上所述的条件，将比较器221的参考电压VREF1设定为固定在 即将达到饱和状态之前的非饱和状态时的电平的电压VREFsat，或者设定为从 复位电平时的电压电平VREFrst至电压电平VREFsat的斜波电压VREFramp。

在第一比较处理CMPR1时，若将如上所述的参考电压VREF1设定为 VREFsat或VREFramp，则如图5所示，越是在入射光的强度高的高照度时， 电荷量越多，因此，比较器221的输出发生翻转(反转)的时间越早。

在照度最高的例EXP1的情况下，比较器221的输出在时刻t1处立即 翻转(反转)。

在照度比例EXP1更低的例EXP2的情况下，比较器221的输出在比时 刻t1更迟的时刻t2处翻转(反转)。

在照度比例EXP2更低的例EXP3的情况下，比较器221的输出在比时 刻t2更迟的时刻t3处翻转(反转)。

这样，比较器221在第一比较处理CMPR1中，输出第一比较结果信号 SCMP1，该第一比较结果信号SCMP1对应于与在积累期间PI的特定期间从光 电二极管PD1向浮置扩散层FD1溢出的溢流电荷的量对应的时间。

更具体而言，比较器221在第一比较处理CMPR1中，可对应于与如下 光级(1ightlevel)之间的比较处理，该光级从对应于溢流电荷开始从光电二极 管PD1溢出至输出节点即浮置扩散层FD1的最大采样时间内的光电二极管PD1 的特定阈值的信号电平，到在最小采样时间内获得的信号电平为止。

如上所述，时间戳ADC模式下的光转换动作(Photo conversion operation)在积累期间PI内，随着光-时间转换(Light to time conversion)而被 执行。

如图5所示，对于非常亮的光，在复位激活期间之后，比较器221的 输出状态立即反转，其光级对应于按照以下的时间说明的饱和信号(阱电容)。

((FD饱和量×积累时间)/采样期间)+PD饱和量

例如，假设FD饱和：8Ke@150uV/e～FD电容的1.1fF、最小采样时间： 15nsec、积累时间：3msec。

该时间戳ADC动作模式如上所述，能够涵盖如下光级，该光级从对应 于溢流电荷开始从光电二极管PD1溢出至输出节点即浮置扩散层FD1的最大 采样时间内的光电二极管PD1的特定阈值的信号电平，到在最小采样时间内获 得的信号电平为止。

图6是用以对本实施方式的比较器221的第一比较处理CMPR1进行说 明的图，且是用以对参考电压的其他模式例进行说明的图。

参考电压VREF可以是图6中的(1)所示的保持特定斜率地发生变化 的斜波波形(信号)RAMP或图6中的(2)所示的固定电压DC，另外，也可 以是取得图6中的(3)所示的对数(log)或图6中的(4)所示的指数函数的 值的电压信号。

图7是表示在本实施方式的比较器中输入了各种参考电压VREF的情 况下的光时间转换的状态的图。

在图7中，横轴表示采样时间，纵轴表示溢流信号中的估算信号。

图7表示了与基于所应用的光的性质(适应性)的溢流电荷(信号) 对应的比较器221反转的采样时间。

在图7中，表示了对于各种固定基准电压DC1、DC2、DC3与斜波基 准电压VRAMP反转的采样时间。此处，使用了线性基准斜波。

若以上的进行针对已饱和的溢流电荷的第一比较处理CMPR1的时间 戳ADC模式的动作结束，则在使浮置扩散层FD1与比较器221复位后，过渡 至进行针对非饱和电荷的第二比较处理CMPR2的线性ADC模式的动作。

图8是表示本发明第一实施方式的数字像素的光响应涵盖范围的图。

在图8中，A表示时间戳ADC模式动作的信号，B表示线性ADC模 式动作的信号。

时间戳ADC模式能够具有对于非常亮的光的光响应，因此，线性ADC 模式能够具有从暗电平算起的光响应。例如，能够实现120dB的动态范围性能。

例如，如上所述，光转换范围的饱和信号为900Ke。

线性ADC模式是应用了ADC的通常的读取模式动作，因此，能够从 2e的噪声电平涵盖至8Ke的光电二极管PD1与浮置扩散层FD1的饱和为止。

线性ADC模式的涵盖范围能够通过新增的开关与电容而扩展至30Ke。

(比较器的结构例)

本第一实施方式的比较器221采用了电路结构与控制技术，以可实现 低电力、低峰值电流、低噪声、低电压及大输入范围。

本实施方式的比较器221包括非级联连接的第一放大器、第二放大器、 第一逆变器及第二逆变器，并以实现低电力及低峰值电流的方式受到电流控制， 使用偏置电流来控制带宽。

以下，详细地对具有本实施方式的特征性结构的比较器221的结构、 功能进行说明。

再者，在本实施方式中，第一导电型为p沟道或n沟道，第二导电型 为n沟道或p沟道。

以下，对比较器附加符号700而进行说明。

图9是表示本第一实施方式的比较器的结构例的电路图。

比较器700如图9所示，包括非级联连接的第一放大器710、第二放大 器720、第一逆变器730、第二逆变器740、钳位用PMOS晶体管PT751及第 一噪声带宽限制电容器C751。

第一放大器710包括p沟道MOS(PMOS)晶体管PT711～PT713、n 沟道MOS(NMOS)晶体管NT711～NT713及作为自动归零(auto zero)(AZ) 电平的采样电容的AZ电容器C711(CC)。

PMOS晶体管PT711的源极及PMOS晶体管PT712的源极连接于电源 电位VDD。

PMOS晶体管PT711的漏极连接于NMOS晶体管NT711的漏极，由其 连接点形成节点ND711。另外，PMOS晶体管PT711的漏极与栅极连接，其连 接点连接于PMOS晶体管712的栅极。

PMOS晶体管PT712的漏极连接于NMOS晶体管NT712的漏极，由其 连接点形成第一放大器210的输出节点ND712。

NMOS晶体管NT711与NMOS晶体管NT712的源极彼此连接，其连 接点连接于NMOS晶体管NT713的漏极。NMOS晶体管NT713的源极连接于 基准电位(例如接地电位)GND。

NMOS晶体管NT712的栅极连接于电容器C711的第一电极，由其连 接点形成节点ND713。而且，电容器C711的第二电极连接于模拟信号VSL的 输入线。

另外，NMOS晶体管NT713的栅极连接于偏压控制信号(栅极偏置电 压)VBNOTA的输入线。

PMOS晶体管PT713的源极连接于节点ND712，漏极连接于节点 ND713。

而且，PMOS晶体管PT713的栅极连接于因低电平而激活的信号AZ 的输入线。

在具有此种结构的第一放大器710中，由PMOS晶体管PT711、PT712 构成电流镜电路，由NMOS晶体管NT711、NT712构成将NMOS晶体管NT713 作为电流源的差动晶体管对DTP。

另外，PMOS晶体管PT713作为AZ开关而发挥功能，电容器C711作 为AZ电平的采样电容而发挥功能。

而且，第一放大器710的输出信号vout1从输出节点ND712输出至第 二放大器720。

在本实施方式中，第一放大器710的输出节点ND712连接着采用了二 极管接法的钳位用PMOS晶体管PT751(第一导电型场效晶体管)。

具体而言，PMOS晶体管PT751的源极连接于电源电位VDD，栅极及 漏极连接于第一放大器710的输出节点ND712。

第二放大器720包括PMOS晶体管PT721及NMOS晶体管NT721。

PMOS晶体管PT721的源极连接于电源电位VDD，栅极连接于第一放 大器710的输出节点ND712。

PMOS晶体管PT721的漏极连接于NMOS晶体管NT721的漏极，由其 连接点形成输出节点ND721。

NMOS晶体管NT721的源极连接于基准电位VSS(接地电位GND)。

而且，NMOS晶体管NT721的栅极连接于偏压控制信号(栅极偏置电 压)VBNINV的输入线。

在具有此种结构的第二放大器720中，由PMOS晶体管PT721构成输 入及放大电路。

另外，通过NMOS晶体管NT721来控制电流。

第二放大器720作为放大部而发挥功能，该放大部对第一放大器710 的反转输出进行电平反转，增大增益并输出至第一逆变器730。

第一噪声带宽限制电容器C751的第一电极作为源极接地型放大器而连 接于PMOS晶体管PT721的栅极(输入)，第二电极连接于基准电位VSS。

该电容器C751等效于将增益倍的电容连接于源极接地输入。

看作第一放大器710的输出的电容以PMOS晶体管PT721的增益被放 大，因此，电容器C721的电容值可较小。

由此，比较器700的频带利用小电容而大幅收窄。

第一逆变器730包括形成逆变器INV1的PMOS晶体管PT731及NMOS 晶体管NT731、以及电流控制用NMOS晶体管NT732。

PMOS晶体管PT731及NMOS晶体管NT731的栅极彼此连接而形成输 入节点ND731，漏极彼此连接而形成输出节点ND732。

PMOS晶体管PT731的源极连接于电源电位VDD，NMOS晶体管 NT731的源极连接于电流控制用NMOS晶体管NT732的漏极，NMOS晶体管 NT732的源极连接于基准电位VSS。

而且，NMOS晶体管NT732的栅极连接于偏压控制信号(栅极偏置电 压)VBNINV的输入线。

第二逆变器740包括形成逆变器INV2的PMOS晶体管PT741及NMOS 晶体管NT741、以及电流控制用PMOS晶体管NT742。

PMOS晶体管PT741及NMOS晶体管NT741的栅极彼此连接而形成输 入节点ND741，漏极彼此连接而形成输出节点ND742。

NMOS晶体管NT741的源极连接于基准电位VSS，PMOS晶体管PT741 的源极连接于电流控制用PMOS晶体管PT732的漏极，PMOS晶体管PT742 的源极连接于电源电位VDD。

而且，PMOS晶体管PT742的栅极连接于偏压控制信号(栅极偏置电 压)VBPINV的输入线。

第二逆变器740的输出节点ND742连接于比较器700(221)的输出端 子。

如上所述，该比较器700(221)采用了电路结构与控制技术，以可实 现低电力、低峰值电流、低噪声、低电压及大输入范围。以下，研究图9的比 较器700的电路结构等。

本实施方式的比较器700(221)构成为与和SRAM位单元所使用的低 电源电压相同的低电源电压的使用同样地可实现小元件外形的接续两段前置放 大器的两个受到电流控制的逆变器730、740的简单的跨导放大器(OTA)。

根据该结构，能够使DC增益增加至对于12dB ADC分辨率足够的～ 80dB为止。

另外，可利用低电力及低峰值电流实现大像素格式的阵列。

在第一放大器710中，使用了用以执行模拟相关双采样的作为自动归 零(AZ)开关的PMOS晶体管PT713及AZ电容器C711(CC)，该模拟相关 双采样通过仅取得光子信号振幅电平，使输入共模范围在低电源电压下最大化。

即，仅取得与浮置扩散层复位电平之差。另外，前置放大器的失调误 差(～100mVpp)被消除，在低非线性下进一步扩大输入信号范围。

另外，浮置扩散层复位噪声与光电二极管像素源极跟随器(SF)偏移 被去除，有助于减少噪声及扩大输入范围。

如上所述，AZ电容器C711可实现低噪声性能与低电压、大输入范围 动作。

两段的前置放大器710、720及与其相连的两个连续的逆变器730、740 段均以实现低电力及低峰值电流的方式而受到电流控制。

另外，使用偏置电流来控制比较器的带宽，由此，也可平衡噪声与比 较器速度，此对于多个比较器动作模式有益。

比较器700的最末段的第二逆变器740受到PMOS晶体管PT742的 PMOS电流源控制，NMOS晶体管NT741完全接通，可更快速且强力地从比较 器向SRAM位单元的字线(WL)传输低电平(接地电平)，使得不会从能够将 连接于字线的存取晶体管阻断的位线(BL)覆盖SRAM位单元的内容，从而 冻结ADC编码。

另外，第一放大器710的输出由采用了二极管接法的PMOS晶体管 PT751钳位。

在斜波信号RAMP因信号VINP而被初始化时，输出与输入摆幅无关 地被钳位于电源(1.3V)与接地(0V)的中间电平(0.6～0.8V)。该现象特定 了从钳位电压至前置放大器的第二段的阈值电压为止的摆幅范围。

因此，受到钳位的节点上的过渡电压与输入摆幅无关地变得相同，结 果因为无输入范围依赖性，所以会实现高线性。

即，为了钳位而采用了二极管接法的PMOS晶体管PT751限制与输入 摆幅无关地对过渡电压进行调整的输出信号vout1下的摆幅。始终从受到钳位 的电压变化至第二放大器720的PMOS晶体管PT721的阈值电压为止。该机制 去除了输入依赖性，因此会在整个输入范围内实现高线性。

图10是用以对本第一实施方式的像素及比较器的动作进行说明的时序 图。

时刻T1～T2是自动归零期间。第一放大器710的差动晶体管对DTP 的另一个NMOS晶体管NT712的栅极的电压vinm_vir稳定于根据斜波信号 RAMP(VINP)设定的电压Vaz。

若信号AZ切换为高电平，作为AZ开关的PMOS晶体管PT713切换 为非导通状态，则电压vinm_vir会受到电荷注入与时钟馈通的影响。

在时刻T2～T3中，斜波电压RAMP(VINP)被初始化为电压Vrlo。 第一放大器710的输出信号vout1被钳位，电压不发生变化，因此，电压voutm_vir不受影响。

在时刻T3～T4中，从光电二极管PD1向浮置扩散层FD1传输电荷， 电压vinm_vir也相应地被变更。但是，第一放大器710的输出信号vout1停留 在相同位置。

时刻T4～T6是斜波期间。若信号RAMP(VINP)横穿电压vinm_vir 的Vx，则比较器700(221)的输出SCMP(VCOMPOUT)会反转，ADC编 码固定于存储器(未图示)。

再者，在图10中，无论输入摆幅如何，第一放大器710的输出信号vout1 均被钳位于Vclp，从Vclp至前置放大器的第二段的阈值电压为止的过渡波形 Vth相同。

(存储器部的结构)

存储器部230由作为ADC存储器的SRAM231形成，并在读取部60 的控制下，进行ADC编码的写入、读取。

图11(A)～(C)是表示作为ADC编码存储器的SRAM位单元的一 例的图。

如图11所示，ADC存储器由SRAM位单元构成，被提供ADC_CODE 与其反转信号(ADC_CODE_B)这两个信号而执行读取及写入动作。

图11中表示了10位的ADC存储器。

在通常的SRAM位单元中，如图11(C)所示，使用有标准的六个晶 体管。

在比较器221中，利用第一比较处理CMPR1将与浮置扩散层FD1的 溢流电荷对应的电压信号数字化所得的第一比较结果信号SCMP1、及利用第二 比较处理CMPR2将光电二极管PD1的积累电荷数字化所得的第二比较结果信 号SCMP2关联地作为数字数据而存储于部230的SRAM231。

如上所述，存储器部230由SRAM构成，被供应数字转换所得的信号， 并能够对应于光转换符号而由像素阵列周边的输出电路40的外部IO缓冲器读 取。

图12是表示本发明第一实施方式的固态摄像装置10中的帧读取序列 的一例的图。

此处，对固态摄像装置10中的帧读取方式的一例进行说明。

在图12中，TS表示时间戳ADC的处理期间，Lin表示线性ADC的处 理期间。

如上所述，溢流电荷在积累期间PI中积累于浮置扩散层FD1。时间戳 ADC模式在积累时间PI中进行动作。

实际上，时间戳ADC模式在积累期间PI中，且直到浮置扩散层FD1 被复位为止的期间内进行动作。

时间戳ADC模式的动作结束后，转变为线性ADC模式，读取浮置扩 散层FD1的复位时的信号(VRST)，并以将数字信号存储于存储器部230的方 式进行转换。

而且，在积累期间PI结束后，在线性ADC模式下，读取与光电二极 管PD1的积累电荷对应的信号(VSIG)，并以将数字信号存储于存储器部230 的方式进行转换。

所读取的帧通过从存储器节点读取数字信号数据而被执行，并经由具 有此种MIPI数据格式(data format)的例如输出电路40的IO缓冲器而被发送 至固态摄像装置10(图像传感器)的外部。能够全局地对所有像素(pixel)阵 列执行该动作。

另外，在像素部20中，所有像素同时使用复位晶体管RST1-Tr与传输 晶体管TG1-Tr对光电二极管PD1进行复位，由此，所有像素同时并行地开始 曝光。另外，在特定的曝光期间(积累反馈PI)结束后，在AD转换部220、 存储器部230中，对使用传输晶体管TG1-Tr从光电转换读取部输出的输出信 号进行采样，由此，所有像素同时并行地结束曝光。由此，以电子方式实现完 整的快门动作。

垂直扫描电路30根据时序控制电路50的控制，在快门行及读取行中， 通过行扫描控制线来驱动数字像素200的光电转换读取部210。

垂直扫描电路30根据时序控制电路50的控制，对各数字像素200的 比较器221供应按照第一比较处理CMPR1、第二比较处理CMPR2而设定的参 考电压VREF1、VREF2。

另外，垂直扫描电路30根据地址信号，输出读取信号的读取行、与对 光电二极管PD所积累的电荷进行复位的快门行的行地址的行选择信号。

输出电路40包含与像素部20的各数字像素200的存储器输出对应地 配置的IO缓冲器41，并将从各数字像素200读取的数字数据输出至外部。

时序控制电路50产生像素部20、垂直扫描电路30、输出电路40等的 信号处理所需的时序信号。

在本第一实施方式中，读取部60例如在全局快门模式时，进行从数字 像素200读取像素信号的读取控制。

(固态摄像装置10的层叠构造)

其次，对本第一实施方式的固态摄像装置10的层叠构造进行说明。

图13(A)及(B)是用以对本第一实施方式的固态摄像装置10的层 叠构造进行说明的模式图。

图14是用以对本第一实施方式的固态摄像装置10的层叠构造进行说 明的简略剖视图。

本第一实施方式的固态摄像装置10具有第一衬底(上衬底)110与第 二衬底(下衬底)120的层叠构造。

固态摄像装置10形成为在以例如晶圆级进行贴合后，通过划片而切割 出的层叠构造的摄像装置。

在本例中，具有第一衬底110与第二衬底120层叠而成的构造。

在第一衬底110上，以其中央部为中心而形成有像素部20的各数字像 素200的光电转换读取部210。

在第一衬底110的光L的入射侧即第一面111侧形成有光电二极管PD， 在该光电二极管PD的光入射侧形成有微透镜MCL或彩色滤光片。

在第一衬底110的第二面侧形成有传输晶体管TG1-Tr、复位晶体管 RST1-Tr、源极跟随晶体管SF1-Tr、电流晶体管IC1-Tr。

这样，在本第一实施方式中，在第一衬底110上，基本呈行列状地形 成有数字像素200的光电转换读取部210。

在第二衬底120上，呈矩阵状地形成有各数字像素200的AD转换部 220、存储器部230。

另外，在第二衬底120上，也可还形成垂直扫描电路30、输出电路40 及时序控制电路50。

在此种层叠构造中，例如，如图3所示，第一衬底110的各光电转换 读取部210的读取节点ND2与第二衬底120的各数字像素200的比较器221 的反转输入端子(-)分别使用信号线LSGN1、微凸块BMP或通孔(Die-to-Die Via)等进行电连接。

另外，在本实施方式中，第一衬底110的各光电转换读取部210的读 取节点ND2与第二衬底120的各数字像素200的比较器221的反转输入端子(-) 通过耦合电容器C221进行AC耦合。

(固态摄像装置10的读取动作)

以上，对固态摄像装置10的各部分的特征性结构及功能进行了说明。

其次，详述本第一实施方式的固态摄像装置10的数字像素200的像素 信号的读取动作等。

图15是用以主要对本第一实施方式的固态摄像装置的特定快门模式时 的像素部的读取动作进行说明的时序图。

图16(A)～(D)是表示用以主要对本第一实施方式的固态摄像装置 的特定快门模式时的像素部的读取动作进行说明的动作序列及电势转变的图。

首先，当开始读取动作时，如图15及图16(A)所示，进行使各数字 像素200的光电二极管PD1及浮置扩散层FD1复位的全局复位。

在全局复位中，所有像素同时将复位晶体管RST1-Tr与传输晶体管 TG1-Tr在特定期间内保持为导通状态，从而对光电二极管PD1及浮置扩散层 FD1进行复位。接着，所有像素同时将复位晶体管RST1-Tr与传输晶体管TG1-Tr 切换为非导通状态，所有像素同时并行地开始曝光即积累电荷。

接着，如图15及图16(B)所示，对于溢流电荷的时间戳(TS)ADC 模式的动作开始。

溢流电荷在积累期间PI中积累于浮置扩散层FD1。时间戳ADC模式 在积累时间PI中进行动作，具体而言，在积累期间PI中的直到浮置扩散层FD1 被复位为止的期间进行动作。

在时间戳(TS)ADC模式下，光电转换读取部210对应于AD转换部 220的第一比较处理期间PCMP1，输出与在积累期间PI内从光电二极管PD1 溢出至作为输出节点的浮置扩散层FD1的溢流电荷对应的电压信号VSL1。

接着，在AD转换部220的比较器221中进行第一比较处理CMPR1。 比较器221在读取部60的控制下，输出将电压信号VSL1所相应的数字化后的 第一比较结果信号SCMP1，将与第一比较结果信号SCMP1对应的数字数据存 储于存储器部230的存储器231，其中该电压信号VSL1对应于在积累期间PI 中且直到浮置扩散层FD1被复位为止的期间内从光电二极管PD1溢出至输出 节点即浮置扩散层FD1的溢流电荷。

其次，如图15及图16(C)所示，对于溢流电荷的时间戳(TS)ADC 模式的动作结束，转变为线性ADC模式，并过渡至浮置扩散层FD1的复位期 间PR2。

在复位期间PR2中，复位晶体管RST1-Tr在特定期间内保持为导通状 态，浮置扩散层FD1被复位。读取浮置扩散层FD1的复位时的信号(VRST)， 将数字信号存储于存储器部230的存储器232。

接着，复位晶体管RST1-Tr切换为非导通状态。在此情况下，积累期 间PI继续。

其次，如图15及图16(D)所示，积累期间PI结束，过渡至传输期间 PT。

在传输期间PT中，传输晶体管TG1-Tr在特定期间内保持为导通状态， 光电二极管PD1的积累电荷传输至浮置扩散层FD1。

在线性(Lin)ADC模式下，光电转换读取部210对应于AD转换部220 的第二比较处理期间PCMP2，在积累期间PT结束后，输出与从光电二极管PD1 传输至作为输出节点的浮置扩散层FD1的积累电荷对应的电压信号VSL2。

接着，在AD转换部220的比较器221中进行第二比较处理CMPR2。 比较器221在读取部60的控制下，输出将电压信号VSL2所相应的数字化后的 第二比较结果信号SCMP2，将与第二比较结果信号SCMP2对应的数字数据存 储于存储器部230的存储器232，其中该电压信号VSL2对应于在积累期间PI 后，从光电二极管PD1传输至输出节点即浮置扩散层FD1的积累电荷。

读取至存储器部230的信号通过从存储器节点读取数字信号数据而被 执行，并经由具有此种MIPI数据格式的例如输出电路40的IO缓冲器而被发 送至固态摄像装置10(图像传感器)的外部。全局地对于所有像素(pixel)阵 列执行该动作。

如以上的说明所述，根据本第一实施方式，固态摄像装置10在像素部 20中包含光电转换读取部210、AD转换部220及存储器部230作为数字像素， 从而构成为具有全局快门的动作功能的例如层叠型的CMOS图像传感器。

在本第一实施方式的固态摄像装置10中，各数字像素200具有AD转 换功能，AD转换部220包括进行比较处理的比较器221，该比较处理是指对光 电转换读取部210所读取的电压信号与参考电压进行比较，并输出数字化后的 比较结果信号。

本第一实施方式的比较器221(700)由带有钳位二极管的两段前置放 大器710、720与两个串联电流控制逆变器730、40构成，所有的分支受到电流 控制。

两段的前置放大器710、720及与其相连的两个连续的逆变器730、740 段均以实现低电力及低峰值电流的方式而受到电流控制。

另外，使用偏置电流来控制比较器的带宽，由此，也可平衡噪声与比 较器速度，此对于多个比较器动作模式有益。

比较器700的最末段的第二逆变器740受到PMOS晶体管PT742的 PMOS电流源控制，NMOS晶体管NT741完全接通，可更快速且强力地从比较 器向SRAM位单元的字线(WL)传输低电平(接地电平)，使得不会从能够将 连接于字线的存取晶体管阻断的位线(BL)覆盖SRAM位单元的内容，从而 能够冻结ADC编码。

另外，第一放大器710的输出由采用了二极管接法的PMOS晶体管 PT751钳位。

在斜波信号RAMP因信号VINP而被初始化时，输出与输入摆幅无关 地钳位于电源(1.3V)与接地(0V)的中间电平(0.6～0.8V)。该现象特定了 从钳位电压至前置放大器的第二段的阈值电压为止的摆幅范围。

因此，受到钳位的节点上的过渡电压与输入摆幅无关地变得相同，结 果因为无输入范围依赖性，所以会实现高线性。

即，为了钳位而采用了二极管接法的PMOS晶体管PT751限制与输入 摆幅无关地对过渡电压进行调整的输出信号vout1下的摆幅。始终从受到钳位 的电压变化至第二放大器720的PMOS晶体管PT721的阈值电压为止。该机制 去除了输入依赖性，因此会在整个输入范围内实现高线性。

另外，第一噪声带宽限制电容器C751的第一电极作为源极接地型放大 器而连接于PMOS晶体管PT721的栅极(输入)。

因此，根据本第一实施方式，可使用低电源电压。特别可为了减少金 属资源而应用与SRAM位单元相同的电压，可产生对于12dB ADC足够的超过 80dB的DC增益。

可对电流与峰值电流进行控制而启用大格式的像素阵列。

可平衡动作速度与低噪声性能。

比较器输出的过渡时间仅受到NMOS晶体管影响，因此非常快，此会 减少制造上的比较器输出的变动。

可在大线性(1.3V中的1V以下)下实现大输入范围。

即，根据本第一实施方式，配置于数字像素的AD转换器的比较器可利 用低电力、低峰值电流进行低电压动作，且可在整个输入范围内实现高线性。

另外，比较器221在读取部60的控制下，进行：第一比较处理CMPR1， 该第一比较处理CMPR1是将与在积累期间从光电二极管PD1溢出至输出节点 (浮置扩散层)FD1的溢流电荷对应的电压信号所相应的数字化后的第一比较 结果信号SCMP1输出，以及第二比较处理CMPR2，该第二比较处理CMPR2 是将与在积累期间后的传输期间传输至浮置扩散层FD1(输出节点)的光电二 极管PD1的积累电荷对应的电压信号所相应的数字化后的第二比较结果信号 SCMP2输出。

因此，根据本第一实施方式的固态摄像装置10，因为实时地利用在积 累期间从光电二极管溢出的电荷，所以可实现大动态范围化、高帧率化。

另外，根据本发明，可实质上实现大动态范围化、高帧率化，而且能 够降低噪声，最大限度地扩大有效像素区域，并可最大限度地提高性价比。

另外，根据本第一实施方式的固态摄像装置10，能够防止结构复杂化， 并防止布局上的面积效率下降。

另外，本第一实施方式的固态摄像装置10具有第一衬底(上衬底)110 与第二衬底(下衬底)120的层叠构造。

因此，在本第一实施方式中，基本上仅利用NMOS系的元件来形成第 一衬底110侧，以及利用像素阵列来最大限度地扩大有效像素区域，由此，能 够最大限度地提高性价比。

(第二实施方式)

图17是表示本第二实施方式的比较器的结构例的电路图。

本第二实施方式的固态摄像装置10A与所述第一实施方式的固态摄像 装置10的不同点如下所述。

在本第二实施方式的固态摄像装置10A中，从像素的输出缓冲部211， 在电压信号VSL的对于第一放大器710的自动归零电容器C711的输入线连接 着第二噪声频带限制电容器C752。

像素的源极跟随器输出包括作为噪声带宽限制电容器而发挥功能的通 常的1～2pF的寄生电容，但DPS像素的源极跟随器输出与未搭载这些寄生电 容的典型的卷帘快门CMOS图像传感器不同。因此，频率更高的噪声谱会被传 输至比较器，此整体上会增加比较器输入换算噪声。

因此，在本第二实施方式中，为了使噪声衰减，从像素200的输出缓 冲部211，在电压信号VSL的对于第一放大器710的自动归零电容器C711的 输入线连接着第二噪声频带限制电容器C752。

该光电二极管的像素噪声带宽限制电容器C752(CL2)被新增至低噪 声比较器的反转输入端子(负输入端子)。该电容器C752会有效地使来自像素 的源极跟随器输出的高频噪声衰减。

(第三实施方式)

图18是表示本第三实施方式的比较器的结构例的电路图。

本第三实施方式的固态摄像装置10B与所述第二实施方式的固态摄像 装置10A的不同点如下所述。

在本第三实施方式的固态摄像装置10B中，差动晶体管对DTP的另一 个NMOS晶体管NT713的栅极连接着第三噪声频带限制电容器C753。

在本第三实施方式的比较器700B中，为了抑制AZ期间时的AZ开关 晶体管噪声，第三噪声带宽限制电容器C753的连接于节点ND713的寄生电容 小，因此会表现出高电压噪声。

因此，新增第三噪声带宽限制电容器C753(CL3)会有效地减少AZ 噪声。

(第四实施方式)

图19是表示本第四实施方式的比较器的结构例的电路图。

本第四实施方式的固态摄像装置10C与所述第一实施方式的固态摄像 装置10的不同点如下所述。

在本第四实施方式的固态摄像装置10C中，在作为加载驱动器的垂直 扫描电路30中表示了用以对比较器700进行电流控制的支持电路。

构成读取部60的垂直扫描电路30包括：第一支持电路310，对形成第 一放大器710的电流源的NMOS晶体管NT713的栅极电压进行控制；第二支 持电路320，对第二放大器720的电流控制用NMOS晶体管NT721的栅极电压 及第一逆变器730的电流控制用NMOS晶体管NT732的栅极电压进行控制； 以及第三支持电路330，对第二逆变器740的电流控制用PMOS晶体管PT742 的栅极电压进行控制。

第一支持电路310包括：第一控制节点CND1，连接于形成第一放大器 710的电流源的NMOS晶体管NT713的栅极；电流镜用NMOS晶体管NT311， 源极连接于基准电位VSS，且栅极及漏极连接于第一控制节点CND1；第一电 流源I311，连接在电流镜用NMOS晶体管NT311的漏极与电源之间；以及第 一阻断开关SW1，连接在第一控制节点CND1与基准电位VSS之间，且用以 选择性地阻断电流源I311。

本实施方式的第一支持电路310的用以选择性地使偏置电流增加的开 关SW-BST及电流源I312连接在第一控制节点CND1与电源电位VDD之间。

第二支持电路320包括：第二控制节点CND2，连接于第二放大器720 的电流控制用NMOS晶体管NT721的栅极及第一逆变器730的电流控制用 NMOS晶体管NT732的栅极；电流镜用NMOS晶体管NT321，源极连接于基 准电位VSS，且栅极及漏极连接于第二控制节点CND2；第二电流源I321，连 接在电源电位VDD与电流镜用NMOS晶体管NT321的漏极之间；以及第二阻 断开关SW2，连接在第二控制节点CND2与基准电位VSS之间。

第三支持电路330包括：第三控制节点CND3，连接于第二逆变器740 的电流控制用PMOS晶体管PT742的栅极；电流镜用PMOS晶体管PT331，源 极连接于电源电位VDD，且栅极及漏极连接于第三控制节点CND3；第三电流 源I331，连接在基准电位VSS与电流镜用PMOS晶体管PT731的漏极之间； 以及第三阻断开关SW3，连接在第三控制节点CND3与电源电位VDD之间。

能够通过第一支持电路310、第二支持电路320及第三支持电路330来 独立地对比较器700(221)的各分支电流进行控制。

为了待机消耗电流而安装开关SW1、SW2、SW3，以完全阻断像素内 的电流源。

配置于第一支持电路310的开关SW-BST为了作为输入的低噪声性能 而使第一段的第一放大器710的偏置电流增加。

若跨导增加电流的增加量，则输入换算电压噪声谱会减少。此能够使 用下式来表示。

[数学式1]

输出换算噪声

电压增益，k：玻尔兹曼常数，

T：温度，Y：系数，

gm：跨导

在本第四实施方式中，比较器偏置电流产生在加载驱动器内，为了减 少待机电流而新增阻断开关。

另外，在第一段的第一放大器710的偏置电流产生部新增电流增强开 关，从而实现低噪声性能。

因为能够设定大电流镜比，所以能够正确地设定各分支的偏置电流。 能够通过减少待机电流来减小运转功率。只要增强第一段的电流，就可获得低 噪声性能。

(第五实施方式)

图20是用以对本发明第五实施方式的固态摄像装置进行说明的图，且 是表示时间戳ADC模式动作与线性ADC模式动作的选择处理的一例的图。

本第五实施方式的固态摄像装置10D与所述第一实施方式的固态摄像 装置10的不同点如下所述。

在第一实施方式的固态摄像装置10中，时间戳(TS)ADC模式动作 与线性(Lin)ADC模式动作连续进行。

相对于此，在本第二实施方式的固态摄像装置10D中，能够根据照度 而选择性地进行时间戳(TS)ADC模式动作与线性(Lin)ADC模式动作。

在图20的例子中，在通常照度的情况下(ST1)，时间戳ADC模式动 作与线性ADC模式动作连续进行(ST2)。

在并非为通常照度的照度非常(极其)高的情况下(ST1、ST3)，因为 电荷从光电二极管PD1溢流至浮置扩散层FD1的概率高，所以仅进行时间戳 ADC模式动作(ST4)。

在并非为通常照度且照度并非非常(极其)高，而是照度非常(极其) 低的情况下(ST1、ST3、ST5)，因为电荷从光电二极管PD1溢流至浮置扩散 层FD1的概率极低，所以仅进行线性ADC模式动作(ST6)。

根据本第五实施方式，当然能够获得与所述第一实施方式的效果相同 的效果，而且可实现读取处理的高速化、低耗电化。

以上说明的固态摄像装置10、10A、10B、10C、10D能够作为摄像装 置而应用于数码相机或摄像机、便携终端、或者监控用相机、医疗周内窥镜用 相机等电子设备。

图21是表示搭载有如下相机系统的电子设备的结构的一例的图，该相 机系统应用了本发明实施方式的固态摄像装置。

如图21所示，本电子设备100包括可应用本实施方式的固态摄像装置 10的CMOS图像传感器110。

而且，电子设备100包括将入射光引导至该CMOS图像传感器110的 像素区域(使被拍摄体像成像)光学系统(透镜等)120。

电子设备100包括对CMOS图像传感器310的输出信号进行处理的信 号处理电路(PRC)130。

信号处理电路130对CMOS图像传感器110的输出信号实施特定的信 号处理。

由信号处理电路130处理后的图像信号可作为动态图像而显示在包含 液晶显示器等的监视器中，或也可输出至打印机，另外，可采用各种形态，例 如直接记录于存储卡等存储介质。

如上所述，通过搭载所述固态摄像装置10、10A、10B、10C、10D作 为CMOS图像传感器310，可提供高性能、小型、低成本的相机系统。

而且，能够实现使用于在相机的设置条件方面存在安装尺寸、可连接 的线缆条数、线缆长度、设置高度等限制的用途的例如监控用相机、医疗用内 窥镜用相机等电子设备。

主要元件符号说明

10、10A、10B、10C.10D：固态摄像装置

20：像素部

30：垂直扫描电路

40：输出电路

50：时序控制电路

60：读取部

100：电子设备

110：CMOS图像传感器

111：第一面

120：光学系统

130：信号处理电路(PRC)

200：数字像素

210、PD：光电转换读取部

211：输出缓冲部

220：AD转换部

221：比较器，：计数器

230、MEM：存储器部

231：SRAM

310：第一支持电路

320：第二支持电路

330：第三支持电路

700：比较器

710：第一放大器

720：第二放大器

730：第一逆变器

740：第二逆变器

1101：第一衬底面

1102：第二衬底面

2101：n层(第一导电型半导体层)

2102：n-层

2103：n层

2104、2106：p+层

2105、2110、2113：p层

2107：第一p层

2108：第二p层

2109：p-层

2111、2115：栅极电极

2112、2114：n+层

ADC_CODE_B：反转信号

AZ、VINP：信号

BL：位线

BMP：微凸块

CC、C711：AZ电容器

CL2、C752：第二噪声频带限制电容器

CL3、C753：第三噪声频带限制电容器

CND1：第一控制节点

CND2：第二控制节点

CND3：第三控制节点

C221：耦合电容器

C222：输出侧的负载电容器

C751：第一噪声频带限制电容器

DC1、DC2、DC3：固定基准电压

DTP：差动晶体管对

EXP1、EXP2、EXP3：例

FD、FD1：浮置扩散层

GND：接地电位

IC1-Tr：电流晶体管

INV1、INV2：逆变器

I311、I312：电流源

I331：第三电流源

L：光

Lin：线性ADC的处理期间

LSGN1：信号线

MCL：微透镜

ND1、ND712、ND721、ND732、ND742：输出节点

ND2：读取节点

ND711、ND713：节点

ND731、ND741：输入节点

NT311、NT321：电流镜用NMOS晶体管

NT711～NT713：n沟道MOS(NMOS)晶体管

NT721、NT731、NT741：NMOS晶体管

NT732：电流控制用NMOS晶体管

OVP：溢流路径

PCMPR1、PCMPR2：期间

PD1：光电二极管

PI：积累期间

PR2：复位期间

PT：传输期间

PT711～PT713：p沟道MOS(PMOS)晶体管

PT721：PMOS晶体管

PT731、PT741、PT742、PT751：PMOS晶体管

PXLC：数字像素单元

RAMP：斜波信号

RST、TG：控制信号

RST_COMP：

RST1-Tr：复位晶体管

SCMP、VCOMPOUT：输出

SF1-Tr：源极跟随晶体管

SPL：分离层

ST1～ST6：步骤

SW-RST：复位开关

SW1、SW2、SW3：开关

TG1-Tr：传输晶体管

TS：时间戳ADC的处理期间

T1～T6：时刻

Vaz、vinm_vir、Vrlo：电压

VBNOTA、VBNINV、VBPINV：偏压控制信号(栅极偏置电压)

VDD：电源电压

Vdd：电源线

VFDini：最高的电平

VFDsat：较低的电平

vout1：输出信号

VRAMP：斜波基准电压

VREF：参考电压

VREFramp：斜波电压

VREFrst、VREFsat：电压电平

VSS：基准电位

VSL：电压信号

Vth：过渡波形

WL：字线

X、Y、Z：方向

Claims (20)

1.一种固态摄像装置，其特征在于包括：

像素部，配置有进行光电转换的像素；以及

读取部，从所述像素部的所述像素读取像素信号，

所述像素包含：

光电转换元件，在积累期间，积累通过光电转换产生的电荷；

传输元件，可在所述积累期间后的传输期间传输所述光电转换元件所积累的电荷；

输出节点，通过所述传输元件而被传输由所述光电转换元件积累的电荷；

输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换为与电荷量对应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及

比较器，为了模拟-数字转换而进行比较处理，所述比较处理是指对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，并输出数字化后的比较结果信号，

所述比较器包含：

第一放大器，包含差动放大部，所述差动放大部的一个晶体管的栅极被供应所述参考电压，另一个晶体管的栅极被供应所述输出缓冲部的所述电压信号，并进行所述参考电压与所述电压信号的比较动作，在所述参考电压与所述电压信号达到同等电平时使输出电平反转且连接于电流可控的电流源；

第二放大器，包含放大部，所述放大部为电流可控，且对所述第一放大器的反转输出进行电平反转，并增大增益而加以输出；

第一逆变器，电流可控，且对所述第二放大器的输出进行反转而加以输出；以及

第二逆变器，电流可控，且对所述第二逆变器的输出进行反转而加以输出。

2.根据权利要求1所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述第一放大器包含：

差动晶体管对，一个晶体管的栅极被供应所述参考电压，另一个晶体管的栅极被供应所述输出缓冲部的所述电压信号，且进行所述参考电压与所述电压信号的比较动作；

自动归零开关，连接在所述差动晶体管对的所述另一个晶体管的栅极与漏极之间；以及

自动归零电容器，连接于所述差动晶体管对的所述另一个晶体管的栅极。

3.根据权利要求2所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述第二放大器包含：

第一导电型场效晶体管，作为输入端子的栅极连接于所述第一放大器的输出节点，且源极连接于电源电位；以及

第二导电型场效晶体管，漏极连接于所述第一导电型场效晶体管的漏极，由其连接节点形成所述第二放大器的输出节点，且源极连接于基准电位，

所述第一放大器的所述差动晶体管对及所述电流源由第二导电型场效晶体管形成，

所述第一放大器的输出节点连接着：

连接有采用了二极管接法的钳位用第一导电型场效晶体管的电容器。

4.根据权利要求3所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述第二放大器的所述第一导电型场效晶体管的栅极连接着第一噪声频带限制电容器。

5.根据权利要求4所述的固态摄像装置，其特征在于：

在所述电压信号的对于所述自动归零电容器的输入线连接着第二噪声频带限制电容器。

6.根据权利要求3至5中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述差动晶体管对的所述另一个晶体管的栅极连接着第三噪声频带限制电容器。

7.根据权利要求3至6中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述第一逆变器：

包含栅极彼此连接而形成输入节点，且漏极彼此连接而形成输出节点的第一逆变器用第一导电型场效晶体管及第一逆变器用第二导电型场效晶体管；以及漏极连接于所述第一逆变器用第二导电型场效晶体管的源极，且源极连接于基准电位的电流控制用第二导电型场效晶体管，所述第一逆变器用第一导电型场效晶体管的源极连接于电源电位，

所述第二逆变器：

包含栅极彼此连接而形成输入节点，且漏极彼此连接而形成输出节点的第二逆变器用第一导电型场效晶体管及第二逆变器用第二导电型场效晶体管；以及漏极连接于所述第二逆变器用第一导电型场效晶体管的源极，且源极连接于电源电位的电流控制用第一导电型场效晶体管，所述第二逆变器用第二导电型场效晶体管的源极连接于基准电位。

8.根据权利要求7所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述读取部包含：

第一支持电路，对形成所述第一放大器的所述电流源的第二导电型场效晶体管的栅极电压进行控制；

第二支持电路，对所述第二放大器的所述电流控制用第二导电型场效晶体管的栅极电压及所述第一逆变器的所述电流控制用所述第二导电型场效晶体管的栅极电压进行控制；以及

第三支持电路，对所述第二逆变器的所述电流控制用第一导电型场效晶体管的栅极电压进行控制。

9.根据权利要求8所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述第一支持电路包含：

第一控制节点，连接于形成所述第一放大器的所述电流源的第二导电型场效晶体管的栅极；

电流镜用第二导电型场效晶体管，源极连接于基准电位，且栅极及漏极连接于所述第一控制节点；

第一电流源，连接在所述电流镜用第二导电型场效晶体管的漏极与电源之间；以及

第一阻断开关，连接在所述第一控制节点与基准电位之间，用以选择性地阻断所述电流源，

所述第二支持电路包含：

第二控制节点，连接于所述第二放大器的电流控制用第二导电型场效晶体管的栅极及所述第一逆变器的电流控制用所述第二导电型场效晶体管的栅极；

电流镜用第二导电型场效晶体管，源极连接于基准电位，且栅极及漏极连接于所述第二控制节点；

第二电流源，连接在电源与所述电流镜用第二导电型场效晶体管的漏极之间；以及

第二阻断开关，连接在所述第二控制节点与基准电位之间，

所述第三支持电路包含：

第三控制节点，连接于所述第二逆变器的电流控制用所述第一导电型场效晶体管的栅极；

电流镜用第一导电型场效晶体管，源极连接于电源，且栅极及漏极连接于所述第三控制节点；

第三电流源，连接在基准电位与所述电流镜用第一导电型场效晶体管的漏极之间；以及

第三阻断开关，连接在所述第三控制节点与电源之间。

10.根据权利要求9所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述第一支持电路的用以选择性地使偏置电流增加的开关及电流源连接在所述第一控制节点与电源之间。

11.根据权利要求1至10中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述像素包含存储与所述比较器的比较结果信号对应的模拟-数字编码(ADC)数据的存储器部，

所述存储器部由SRAM形成，并在所述读取部的控制下，进行ADC编码的写入、读取。

12.根据权利要求1至11中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述比较器在所述读取部的控制下，进行：

第一比较处理，所述第一比较处理是将与在所述积累期间从所述光电转换元件溢出至所述输出节点的溢流电荷对应的所述电压信号所相应的数字化后的第一比较结果信号输出，

第二比较处理，所述第二比较处理是将与在所述积累期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的积累电荷对应的所述电压信号所相应的数字化后的第二比较结果信号输出。

13.根据权利要求12所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述比较器在所述第一比较处理中，

输出对应于与所述溢流电荷的量对应的时间的所述第一比较结果信号。

14.根据权利要求13所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述比较器可在所述第一比较处理中，对应于如下光级，即，

从所述溢流电荷开始从所述光电转换元件溢出至所述输出节点的最大采样时间内的所述光电转换元件的信号电平，到以最小采样时间获得的信号电平为止的光级。

15.根据权利要求12至14中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述积累期间是所述光电转换元件及所述输出节点被复位为复位电平后，直到所述传输元件切换为导通状态而开始所述传输期间为止的期间，

所述第一比较处理的期间是所述光电转换元件及所述输出节点被复位为复位电平后，直到所述传输期间开始之前，所述输出节点被复位为复位电平为止的期间，

所述第二比较处理的期间是所述输出节点被复位为复位电平之后的期间，且包含所述传输期间后的期间的期间。

16.根据权利要求12至15中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述读取部以将所述第一比较处理与所述第二比较处理，根据照度而选择性地进行的方式控制。

17.根据权利要求1至16中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

所述像素包含：

作为所述输出节点的浮置扩散层；以及

复位元件，在复位期间，将所述浮置扩散层复位为特定的电位，

所述输出缓冲部包含：

源极跟随元件，将所述浮置扩散层的电荷转换为与电荷量对应的电压信号，并输出转换后的信号；以及

电流源，连接于所述源极跟随元件的源极。

18.根据权利要求1至17中任一项所述的固态摄像装置，其特征在于：

包含第一衬底、与第二衬底，

所述第一衬底与所述第二衬底具有通过连接部而连接的层叠构造，

所述像素包含存储与所述比较器的比较结果信号对应的模拟-数字编码(ADC)数据的存储器部，

在所述第一衬底，

至少形成有所述像素的所述光电转换元件、所述传输元件、所述输出节点及输出缓冲部，

在所述第二衬底，

至少形成有所述比较器、所述存储器部及所述读取部的至少一部分。

19.一种固态摄像装置的驱动方法，其特征在于所述固态摄像装置包括：

像素部，配置有进行光电转换的像素；以及

读取部，从所述像素部的所述像素读取像素信号，

所述像素包含：

光电转换元件，在积累期间，积累通过光电转换产生的电荷；

传输元件，可在所述积累期间后的传输期间传输所述光电转换元件所积累的电荷；

输出节点，通过所述传输元件而被传输由所述光电转换元件积累的电荷；

输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换为与电荷量对应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及

比较器，为了模拟-数字转换而进行比较处理，所述比较处理是指对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，并输出数字化后的比较结果信号，

所述比较器包含：

第一放大器，包含差动放大部，所述差动放大部的一个晶体管的栅极被供应所述参考电压，另一个晶体管的栅极被供应所述输出缓冲部的所述电压信号，并进行所述参考电压与所述电压信号的比较动作，在所述参考电压与所述电压信号达到同等电平时使输出电平反转且连接于电流可控的电流源；

第二放大器，包含放大部，所述放大部为电流可控，且对所述第一放大器的反转输出进行电平反转，并增大增益而加以输出；

第一逆变器，电流可控，且对所述第二放大器的输出进行反转而加以输出；以及

第二逆变器，电流可控，且对所述第二逆变器的输出进行反转而加以输出，

所述固态摄像装置的驱动方法包含以下步骤：

以实现低电力及低峰值电流的方式，对所述第一放大器、所述第二放大器、所述第一逆变器及所述第二逆变器进行电流控制，

使用偏置电流来控制所述比较器的带宽。

20.一种电子设备，其特征在于包括：

固态摄像装置；以及

光学系统，使被拍摄体像在所述固态摄像装置中成像，

所述固态摄像装置包含：

像素部，配置有进行光电转换的像素；以及

读取部，从所述像素部的所述像素读取像素信号，

所述像素包含：

光电转换元件，在积累期间，积累通过光电转换产生的电荷；

传输元件，可在所述积累期间后的传输期间传输所述光电转换元件所积累的电荷；

输出节点，通过所述传输元件而被传输由所述光电转换元件积累的电荷；

输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换为与电荷量对应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及

比较器，为了模拟-数字转换而进行比较处理，所述比较处理是指对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，并输出数字化后的比较结果信号，

所述比较器包含：

第一放大器，包含差动放大部，所述差动放大部的一个晶体管的栅极被供应所述参考电压，另一个晶体管的栅极被供应所述输出缓冲部的所述电压信号，并进行所述参考电压与所述电压信号的比较动作，在所述参考电压与所述电压信号达到同等电平时使输出电平反转且连接于电流可控的电流源；

第二放大器，包含放大部，所述放大部为电流可控，且对所述第一放大器的反转输出进行电平反转，并增大增益而加以输出；

第一逆变器，电流可控，且对所述第二放大器的输出进行反转而加以输出；以及

第二逆变器，电流可控，且对所述第二逆变器的输出进行反转而加以输出。

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