CN1112765C - 有源分相器 - Google Patents

Abstract

有源分相器(100，102)包括两个或多个相移电路(110，150)。每个相移电路包括多个有源器件(112，114，152，150)和电容器(116，156，158)。对于单极有源分相器，在每个相移电路中，两个有源器件构成级联放大器。第一有源器件构成共源极放大器，和构成第二有源器件作为共栅极放大器。将电容器(116，156)跨接在第一有源器件的栅极和漏极，以产生用于相移电路所需的极点-零点对。级联结构导致所需传递功能，而且提供电压输入(V_1A)到电流输出(Ia，Ib)的转换(transconversion)。运用相同的发明原理可以构成带有两个或多个极点的有源分相器。

Description

有源分相器

发明领域

本发明涉及电子电路。具体地说，本发明涉及用于运用有源器件产生等幅度但是不同相位的多个输出信号的新颖和经改进的分相器。

相关技术的描述

分相器是产生等幅度但不同相位的多个输出信号。在用于各种应用的电子电路中广泛使用分相器。特别是，一般在通信应用中采用分相器。典型的应用包括单边带调制器、图像抑制(image-reject)混频器和IQ调制器和解调器，诸如那些在四相移相键控(QPSK)或交错正交相移键控(0QPSK)调制中用到的。这些应用要求90°分相器，其中要求等幅但延迟相互相关的四分子一周期的两个输出信号(或者90°相位差)。对于分相器，重要的是输出信号的相位之差或相位差。一般，与输入信号相关的输出信号的绝对相位是不重要的。对于理想的90°分相器，在从DC到无穷大(∝)Hz的所有频率内，幅度响应和相位差响应是均匀的。

可以实现分相器作为全通网络的组合。全通网络具有恒定或平坦幅度响应，但是相位响应随着频率而变化。两个或多个全通网络可以连接到一公共输入，每个网络具有不同的相位响应。网络的输出是等幅而不同相位的信号一般，选择网络，从而在特定频率或频率范围内，输出信号的相位差等于所需值。

运用如图1A所示的单极RC全通网络，可以设计无源分相器的简单实施法。在无源分相器2中，放大器4提供操作反馈电路所需的倒相(inverting)增益(A_V＝-1)。。电阻器R_a6和电容器C_a10提供输入信号V_in(s)的第一相移，而且导致在电阻器6和电容器10之间的节点处的输出信号V_a(s)。在整个设计中，信号和传递函数是s的函数，其中s复数频率(s＝jω)。类似地，电阻器R_b8和电容器C_b12提供输入信号V_in(s)的第二相移，而且导致输出信号V_b(s)。输出信号的传递函数V_a(s)/V_in(s)和V_b(s)/V_in(s)具有相同增益，从而导致信号V_a(s)和V_b(s)具有相等的幅度。然而，V_a(s)和V_b(s)的相位是不同的，而且可如图7所示绘制出相位差对频率的曲线。该曲线示出在中心频率ω_o＝2π·130.8MHz处，在V_a(s)和V_b(s)之间的相位差是90°。

典型地，输出信号V_a(s)和V_b(s)需要驱动系统中的另一个电路，它也被称为负载。如果负载的阻抗是有限值的电阻，可以改变无源分相器2的响应。需要变更无源分相器2来保持在两个输出信号之间的幅度和相位差的精确平衡。一个可行的变更是添加电阻器与C_a和C_b(图1A未示出)串联。另一方法，可以在驱动负载之前缓冲输出信号。

以理想的形式，不考虑电路寄生效应，这在任何电路中都是不可避免的，无源分相器的传递函数导致所需幅度和相位差响应。然而，实际上，该电路具有几个缺点。首先，无源分相器2呈现由于在电路存在电阻器6和8而导致的功率损耗。通常，通过添加额外增益级来补偿功率损耗，它增加了系统的复杂度和功率损耗。其次，无源分相器2呈现由于在电阻器6和8中的热噪声引起的噪声指数衰减。第三，无源分相器2的传递函数对于负载阻抗敏感。此外，对于在不同电路中负载阻抗的变化的灵敏度可以使它很难设计用于更差情况下的无源分相器2。第四，在特定频率下无源分相器2的输出之间的相位差依赖于电阻器6和8的绝对值。绝对值依赖于过程和温度变化导致相位差。本发明提出利用有源分相器解决这些问题。

可实施分相器作为全通网络的组合。可以一般形式地将全通网络的传递函数表示如下： $T\left(s\right)=A\frac{N_1\left(s\right)}{N_2\left(s\right)},----\left(1\right)$

其中，s是复数频率，A是DC增益，和N₁(s)＝N₂(-s)。传递函数T(s)可在s平面的左半平面上包含多个极点，以及在右半平面上有相等数量的零点。对于全通网络，零点与极点关于jω(s＝0)轴对称，导致电路增益A通过全通网络。

参照附图，图1A示出现有技术的示例单极无源分相器。对于无限负载阻抗的输出信号V_a(s)和V_b(s)对输入信号V_in(s)的传递函数可表示如下： $T_a\left(s\right)=\frac{1-{\mathrm{sR}}_a{C}_a}{1+{\mathrm{sR}}_a{C}_a}$ 和 $T_b\left(s\right)=\frac{1-{\mathrm{sR}}_b{C}_b}{1+{\mathrm{sR}}_b{C}_b},----\left(2\right)$

其中，T_a(s)＝V_a(s)/V_in(s)和T_b(s)＝V_b(s)/V_in(s)。为了在频率ω_o处获得在V_a(s)和V_b(s)之间的90°相位差，外部元件需要满足下列条件： $R_a{C}_a=\frac{\sqrt{2}+1}{{\mathrm{\ω}}_o}$ 和 $R_b{C}_b=\frac{\sqrt{2}-1}{{\mathrm{\ω}}_o}.----\left(3\right)$

当满足等式(3)的条件时，如图7所示，描绘输出信号V_a(s)和V_b(s)的相位之差(或相位差)对频率的曲线。在理想的无源分相器中，没有考虑到电路寄生，输出信号的幅度是相等的。

在实际情况下，由一些有限阻抗负载无源分相器2。这个负载阻抗改变无源分相器2的传递函数。为了保持全通响应，需要有额外的无源元件。例如，如果负载阻抗为纯电阻，则通过将分路电容器加到无源分相器2的输出端可以获得全通网络响应。图1B示出带有电阻负载R_L24和28的经改变无源分相器32。可将无源分相器32的传递函数表示如下： $T_a\left(s\right)=A_a\·\frac{1-{\mathrm{sR}}_a{C}_a}{1+{\mathrm{sR}}_a(C_a+C_{\mathrm{ca}})A_a}$ 和 $T_b\left(s\right)=A_b\·\frac{1-{\mathrm{sR}}_b{C}_b}{1+{\mathrm{sR}}_b(C_b+C_{\mathrm{cb}})A_b},----\left(4\right)$ 其中， $A_a=\frac{R_L}{R_L+R_a}$ 和 $A_b=\frac{R_L}{R_L+R_b}.$ 对于使等式(4)所示的传递函数对等幅响应全通，需要满足下列条件：R_a＝R_b＝R， $C_{\mathrm{ca}}=C_a\frac{R}{R_L},$ 和 $C_{\mathrm{cb}}=C_b\frac{R}{R_L}.----\left(5\right)$

无源分相器32呈现 $\frac{R_L}{R_L+R}$ 的幅度损耗。此外，负载电阻R_L24和28的变化改变传递函数的幅度和相位响应。结果，V_a(s)和V_b(s)的幅度变得不相等(幅度失衡)，而且它们的相位差偏离理想值(相位失衡)。

在无源分相器中用到的电阻器还产生热噪声，其中所述热噪声被加到在负载中产生的全部噪声中。这种噪声功率的增加导致了系统噪声性能的衰减。

发明概述

本发明是一种利用有源器件产生具有等幅但不同相位的多个信号的新颖和经改进的电路。有源器件可以是双极连结晶体管(BJT)、异质双极晶体管(HBT)、金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)、砷化镓场效应管(GaAsFET)、P信道器件或其它有源半导体器件。本发明的有源分相器包括两个或多个相移电路。每个相移电路包括多个有源器件和至少一个电抗部分(例如，电容器)。对于单极有源分相器，在每个相移电路内，两个有源器件构成级联放大器。其第一有源器件构成共源极放大器，并在栅极接收输入信号。第二有源器件构成共栅极放大器，而且将它的源极连到第一有源器件的漏极。第一有源器件的栅，源之间有一电容器相联以产生相移电路的所需的极点-零点对。通过电容器和第一有源器件的组合，产生零点，通过电容器和第二有源器件的组合产生极点。第二有源器件还提供电压-电流转换以产生在电流模式下的输出信号。

本发明的目的在于运用有源器件和电抗部分(例如，电容器)提供有源分相器来获得平衡的幅度和相位差响应。在电路中没有电阻器改进了噪声指数，而且使本发明的有源分相器的功率效率超出现有技术的无源分相器。

本发明的另一个目的在于，提供带有电压-电流转换功能的有源分相器。这种功能允许将有源分相器用作有源电路的转换器(transconverter)。于是，不需要任何额外的有源器件，而且可由与转换器相关的有源电路重新有效地使用DC偏压电流。

本发明的又一个目的在于，提供带有传递功能的有源分相器，它对负载阻抗更不敏感。有源分相器利用连接在级联结构中的有源器件来使输入和内部节点与外部负载绝缘。

本发明的又一个目的在于，提供具有两个或多个极点的有源分相器。更多极点增加有源分相器的操作频率范围。

附图说明

结合附图，从项目的详细描述中，本发明的特性、目的和优点将显而易见，其中相同标号作相应的表示。

图1A-1B分别是没有和带有负载电阻器的现有技术的无源分相器的示意图；

图2是本发明的单极有源分相器的示例示意图；

图3是有源器件的寄生电容和示出电阻的单极有源分相器的小信号模型的示意图；

图4是补偿的单极有源分相器的示例示意图；

图5是双极有源分相器的示例示意图；

图6是利用本发明的有源分相器的示例应用电路的示意图；

图7是以ω_o＝2π·130.8MHz为中心的单极分相器的示例相位差响应；和图8是以ω_o＝2π·120MHz为中心的双极有源分相器的示例相位差响应。

较佳实施例的详细描述

I.单极有源分相器

图2示出本发明的单极有源分相器的示例示意图。有源分相器100包括两个或多个相移电路110。每个相移电路110接收输入信号V_in(s)并产生输出信号I_a(s)和I_b(s)，它们是电流模式信号。选择相移电路110的元件，从而输出信号的幅度相等，但是在特定频率下输出信号的相位差是所需值。

在每个相移电路110中，有源器件112和114对和电容器116产生所需传递函数。在示例实施例中，有源器件112和114可由双极连结晶体管(bipolar-junction transistor)(BJT)、异质双极晶体管(heterojunction-bipolar-transistor)(HBT)、金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)、砷化镓场效应管(GaAsFET)、P通道器件或其它全通有源半导体器件构成。运用MOSFET描述本发明，而且参考MOSFET中固有的特性，特别是栅极、源极和漏极。对于运用BJT的实施，分别用BJT的基极、发射级和集电极代替MOSFET的栅极、源极和漏极。

将有源器件112的源极与有源器件114的漏极相连。将有源器件的栅极偏压至DC电压并通过旁路电容器(在图2中未示出)旁路接地。于是，将有源器件112的栅极有效地连接到AC地(或接地)以便于AC分析。电容器116跨接有源器件114的栅极和漏极。将有源器件114的源极接地，而将有源器件114的栅极连接输入信号V_in(s)。最后，有源器件112的漏极是相移电路110的输出。每个相移电路110的电路拓扑是理想的，而且只有电容器116的值和有源器件112和114的跨导是不同的。

可将相移电路110从输入信号V_in(s)到电流输出信号I_a(s)和I_b(s)的传递函数表示如下： $T_{\mathrm{ia}}\left(s\right)=g_2\·\frac{1-\frac{{\mathrm{sC}}_a}{g_2}}{1+\frac{{\mathrm{sC}}_a}{g_1}}$ 和 $T_{\mathrm{ib}}\left(s\right)=g_2\·\frac{1-\frac{{\mathrm{sC}}_b}{g_2}}{1+\frac{{\mathrm{sC}}_b}{g_1}},----\left(6\right)$

其中g1是有源器件112的跨导，g2是有源器件114的跨导，C_a是电容器116a的电容和C_b是电容器116b的电容。在示例实施例中，有源器件112a和112b的跨导g₁是相同的以简化等式(6)的计算和有源分相器100的设计。类似地，有源器件114a和114b的跨导g₂是相同的。根据在集成电路设计的现有技术中已知的技术，匹配有源器件的几何学和仔细地布局电路，可以获得保持对于多个有源器件的理想跨导。

本发明的有源分相器100的简化功能电路描述如下。在相移电路110a中，有源器件112a和114a构成级联放大器。有源器件114a构成共源极放大器。跨过有源器件114a的栅极和漏极连接电容器116a以在输出I_a(s)处的相移电路110a产生所需极-零对。通过有源器件114a和电容器116a，极点在DC处和零点在s＝g₂/C_a处。有源器件112a构成共栅极放大器并连到有源器件114a的输出或漏极。通过添加有源器件112a，极点被推到s＝-g₁/C_a，而不影响零点位置，导致所需的传递函数。

注意，当跨导g₁≠g₂时，极点和零点不相对于jω轴对称。因此，在输出I_a(s)处的幅度响应随着频率而变化。通过使跨导g₁＝g₂＝g，可以容易地获得全通网络结构。全通网络结构消除幅度随着频率的变化，而且使对于输出I_a(s)和I_b(s)的幅度响应相等。在本发明中，选择电容器116a和116b获得在特定频率处在输出I_a(s)和I_b(s)之间的所需相位差。有源器件112a还将输入和内部节点与负载隔离，并使传递函数对负载响应的灵敏度减至最小。

有源器件112的跨导g₁和有源器件114的跨导g₂无需相等来获得在特定频率下的所需相位差。然而，保持g₁＝g₂提供与等式(2)类似的全通网络和幅度平衡。参照等式(6)，如果满足下列条件，那么在ω_o处获得的两个输出信号I_a(s)和I_b(s)之间的90°相位差： $\frac{C_a}{g}=\frac{\sqrt{2}+1}{{\mathrm{\ω}}_o}$ 和 $\frac{C_b}{g}=\frac{\sqrt{2}-1}{{\mathrm{\ω}}_o}.----\left(7\right)$

如果满足在等式(7)中的条件，对于单极有源分相器110的相位差响应对频率与如图7所示的现有技术的无源分相器相等。在示例实施例中，为了获得在中央频率ω_o＝2π·130.8MHz处的输出信号的90°的相位差，对于电容器C_a116a的值是9.05pF，电容器C_b116b是1.55pF，而且跨导g₁＝g₂＝3.08×10^-3mhos。示出这些值只为了说明而已。在原理上，通过电容和跨导值的多种组合可以获得在中央频率ω_o处的90°相位差。本发明旨于运用所有范围内的电容和导纳值。

如果有源分相器100的输出与带有电阻输入阻抗R_L的一些负载相连，那么在负载两端的电压的传递函数变成： $T_a\left(s\right)={\mathrm{gR}}_L\·\frac{1-\frac{s{C}_a}{g}}{1+\frac{{\mathrm{sC}}_a}{g}}$ 和 $T_b\left(s\right)={\mathrm{gR}}_L\·\frac{1-\frac{{\mathrm{sC}}_b}{g}}{1+\frac{{\mathrm{sC}}_b}{g}},----\left(8\right)$

如等式(8)所示，负载阻抗不影响在输出电压之间的幅度和相位关系。此外，如果选择跨导g大于1/R_L，那么有源分相器100显示一些电压增益。

有源分相器100将输入电压转换成输出电流的能力允许将它用作有源电路的转换器。可将有源分相器100用作任何有源电路部分。在这种情况下，不需要任何额外有源器件来实施转换功能。于是，在有源电路的噪声性能中没有任何衰减。此外，由于有源电路的全通组成块重新使用有源分相器100的DC偏流，所以只是最少量地增加整个功率损耗。

在特定频率处有源分相器100的输出之间的相位差与跨导g的绝对值相对应。跨导是过程参数、温度和有源器件的偏压点的函数。可将对偏压的依赖用来补偿g中的过程和温度变化，以及，在有源分相器100的输出之间的相位差。在现有技术中已知设计偏压电路的技术，其中偏压电路自动调节有源器件的偏压点以保持固定跨导。一个例子是对于BJT的PTAT偏流。

在图3中示出有源分相器100的简化模型。在相移电路120a中，分别用具有传递函数I_a＝g₁·V_a和I_b＝g₁·V_b的从属(dependent)电流源建模有源器件112a和112b。类似地，利用分别具有传递函数I_a2＝g₂·V_in和I_b2＝g₂·V_in的从属电流源建模有源器件114a和114b。在图3中的电容器126代表在图2中的电容器2，而且具有相同值。

对于没有有源器件寄生和电路寄生的理想有源分相器计算等式(6)。然而，由有源器件112和114的寄生电容和有限输出电阻影响有源分相器100的幅度和相位差平衡。有源器件112的输出电阻使负电荷相位平衡依赖于负载阻抗。有源器件112和114的寄生电容包括通过电容器C_gs134建模的从有源器件112的栅极到源极的寄生电容、通过电容器C_sb136建模的从有源器件112的源极到电路整体(bulk)或基板(substrate)的寄生电容、通过C_gd128建模的从有源器件114的栅极到它的漏极的寄生电容和通过电容器C_db138建模的从有源器件114的漏极到整体的寄生电容。由于有源器件112的栅极是AC接地，所以电容器C_gs134一端接地以便于AC分析。可将电路的整体或基板表示为地。

由用于有源器件112的电阻器130和用于有源器件114的电阻器132表示有源器件112和114的输出电阻R_ds。可示出如果负载阻抗大大小于有源器件112的输出阻抗130，那么可以忽略在负载阻抗上的幅度和相位平衡的依赖性。

可以补偿有源器件112和114的输出电阻对幅度和相位平衡的影响。在图4中示出经补偿的单极有源分相器100的示意图。图4的补偿有源分相器102与图2的有源分相器100相同，除了将补偿电容器158加到图4中的电路来使由有源器件的输出电阻R_ds所致的幅度和相位失衡减至最小。将电容器C_ca158a连接在有源器件154a的漏极和地之间。为了使幅度和相位失衡减至最小，选择电容器C_ca158a和C_cb158b，从而满足下列条件： $\frac{g_1}{g_2}+\frac{1}{g_2{R}_{\mathrm{ds}1}}+\frac{1}{g_2{R}_{\mathrm{ds}2}}=1+\frac{C_{\mathrm{ca}}+C_p}{C_a+C_{\mathrm{gd}2a}}$ 和 $\frac{g_1}{g_2}+\frac{1}{g_2{R}_{\mathrm{ds}1}}+\frac{1}{g_2{R}_{\mathrm{ds}2}}=1+\frac{C_{\mathrm{cb}}+C_p}{C_b+C_{\mathrm{gd}2b}},----\left(9\right)$

其中，C_p是在输出节点V_a和V_b处的全部寄生电容，其中可将C_p表示成C_p＝C_gs1+C_sb1+C_db2(参见图3)。

在本发明中，较佳的是，使有源分相器的输出平衡。在一些应用中，幅度平衡不是关键的。例如，如果将输出信号用于驱动开关或混频器，那么幅度平衡不是很重要的。对于这些应用，幅度失衡为5％或者更多，可能是可接受的。因此，如在本发明中用到的术语幅度平衡和等幅是指采用有源分相器的应用中所需的幅度平衡量。

虽然在小信号模型和AC分析中没有重要的考虑因素，但是需要将在有源分相器102内的有源器件偏压至适当的DC电压以进行适当的操作。最佳DC偏压点依赖于有源器件的类型、制造工艺、操作频率、所需动态范围和熟悉本技术领域的人员一般可考虑到的其它因素。此外，可将在现有技术中已知的特殊偏压技术用于偏压有源器件来提供独立于温度的性能。例如，对于运用双极晶体管来实现的分相器，可与绝对温度(PTAT)偏压电路成正比的偏压晶体管。PTAT电路提供在温度范围内的恒定(或固定)跨导，而且固定跨导使得有源分相器的传递函数对温度不灵敏。

一般，结合其它应用电路使用本发明的有源分相器。例如，可将有源分相器与Gilbert单元乘法器(cell multiplier)相结合以形成单边带调制器。在多种应用中，可将有源分相器集成为应用电路以节省功率消耗和电路衰耗区域(die area)。应用电路的偏压电路可与有源分相器共享。此外，可将有源分相器的I_a(s)和I_b(s)与应用电路的高阻抗节点相连以形成增益级。

如上所述，可用除了如图4所示的MOSFET以外的其它类型的有源器件实施如图4所示的有源分相器102。例如，运用BJT晶体管实施有源分相器102。对于BJT晶体管，可以选择晶体管的跨导g_m，并计算为g_m＝I_C/V_T，其中I_C是集电极电流，而V_T是热电压，在室温(27℃)下可近似为26mV。有源器件可包含单个或多个晶体管，诸如Darlington晶体管或级联晶体管。有源器件还可包含无源元件，诸如在简化(degenerated)晶体管中的电阻器。

II.双极分相器

可将本发明的有源分相器的原理扩展至构成具有两个或更多极点的有源分相器。更多极点改善了在输出信号之间的相位差的频率响应，并允许有源分相器在更宽的频率范围内进行操作。

图5示出双极有源分相器的示意图。有源分相器104由两个相移电路200a和200b。每个相移电路200接受输入信号并产生输出信号，与图4中的单极有源分相器102相似。再次，选择相移电路200的元件，从而输出信号的幅度相等，但是在特定频率下输出信号的相位是所需值。

在每个相移电路200中，四个有源器件202、204、206和208和两个电容器210和212产生所需传递函数。将有源器件202的源极连接到有源器件204的漏极。类似地的，将有源器件206的源极连接到有源器件208的漏极。将有源器件202和206的栅极偏压至DC电压，而且通过旁通电容器(图5未示出)旁通接地。于是，将有源器件202和206的栅极有效地连接到AC接地(或直接接地)以便于AC分析。将有源器件204和208的源极连到地。电容器210跨接有源器件204的栅极和漏极，而且将电容器212连到有源器件208的漏极和接地。将有源器件204的栅极连接输入信号V_in(s)。有源器件208的栅极连到有源器件204的漏极。最后，连接有源器件202和206的漏极，而且包括相移电路200的输出。每个相移电路200的电路拓扑是相等，而且只是电容器210和212的值以及有源器件202、204、206和208的跨导是不同的。

为了简化传递函数的计算，可将所有有源器件的跨导设为g。这个限制导致二阶全通网络带有下列传递函数： $T_{\mathrm{ia}}\left(s\right)=-g\frac{s^2-\frac{{\mathrm{\ω}}_{0a}}{Q_{0a}}+{\mathrm{\ω}}_{0a}^2}{s^2+\frac{{\mathrm{\ω}}_{0a}}{Q_{0a}}+{\mathrm{\ω}}_{0a}^2}$ 和 $T_{\mathrm{ib}}\left(s\right)=-g\frac{s^2-\frac{{\mathrm{\ω}}_{0b}}{Q_{0b}}+{\mathrm{\ω}}_{0b}^2}{s^2+\frac{{\mathrm{\ω}}_{0b}}{Q_{0b}}+{\mathrm{\ω}}_{0b}^2},----\left(10\right)$ 其中 ${\mathrm{\ω}}_{0a}=\frac{\sqrt{2}g}{\sqrt{C_{a1}{C}_{a2}}}$ ${\mathrm{\ω}}_{0b}=\frac{\sqrt{2}g}{\sqrt{C_{b1}{C}_{b2}}}$ $Q_{0a}=\frac{1}{\sqrt{\frac{C_{a2}}{{2C}_{a1}}}+\sqrt{\frac{{2C}_{a1}}{C_{a2}}}}$ $Q_{0b}=\frac{1}{\sqrt{\frac{C_{b2}}{{2C}_{b1}}}+\sqrt{\frac{{2C}_{b1}}{C_{b2}}}}----\left(11\right)$

以输出电流在整个输入电压范围内的形式表示相移电路200的传递函数。于是，T_ia(s)＝I_a(s)/V_in(s)和T_ib(s)＝I_b(s)/V_in(s)。图8示出在Q_0a＝Q_0b＝0.304，ω_oa＝2π·120×10⁶/1.891和ω_ob＝2π·120×10⁶·1.891的情况下，在输出信号I_a(s)和I_b(s)之间的相位差对频率的示例响应。

双极有源分相器104的主要优点是具有比单极有源分相器102宽得多的带宽。通过将如图8所示的相位差响应与如图7所示的响应相比较，可以获得这。然而，双极有源分相器104具有一个缺点，那就是，它比单极有源分相器102更低的功率效率。参照等式(10)，注意，对于单极有源分相器102，在DC处的增益等于-g。从等式(6)，对于单极有源分相器102，DC增益是g₂或g。在双极有源分相器104内的每个相移电路200包括两个电流路径，一个通过有源器件202和一个通过有源器件206。相反，在单极有源分相器102内的每个相移电路150包括通过有源器件152的一个电流路径，(参见图4)。于是，在双极有源分相器104内的每个相移电路200中流去多于在单极有源分相器102内的每个相移电路150的电源。

虽然没有在本发明中特定描述，但是对于熟悉本技术领域的人员而言，将本发明的原理扩展到具有三个或多个极点的有源分相器是显而易见的。因此，具有三个或多个极点的有源分相器是在本发明的范围内。

III.示例应用电路

虽然示出在本发明中的有源分相器作为单端电路，但是通过实施具有不同电路的有源分相器，可以获得经改进的性能。例如，可用在现有技术中已知的差分放大器代替构成共源放大器的输入有源器件154a和154b(参见图4)。将到差分放大器的输入连到差分输入信号，或者如果输入是单端的，那么可将到差分放大器的一个输入连到单端输入信号，而且可将到差分放大器的另一个输入AC接地。

图6示出利用运用MOSFET差分对实施的有源分相器的示例应用电路。有源电路230是单边带调制器，它包括两个相移电路240和两个负载电阻器264。在每个相移电路240内，在共源结构中连接有源器件242和244，而且通过电流源260偏置。有源器件242和244包括由输入信号V_in(s)驱动的差分对。以共栅极的结构连接有源器件250和252以及有源器件254和256。分别在有源器件242和244的栅极和漏极之间连接的电容器246和248产生有源分相器的全通响应的极点-零点对。

如果有源器件250、252、254和256的栅极偏压电压随着本机振荡器(LO)频率变化，那么相移电路240a和240b作为4象限乘法器。此外，如果LO信号V_LOa和V_LOb偏离90°，而且如图6所示交叉耦合相移电路240a和240b，有源电路230作为单边带调制器。

这个应用还示出如何可将有源分相器用作有源电路的构成块(buildingblock)，其中在该示例实施例中，它是单边带调制器。还可在LO缓冲器中使用有源分相器，来产生LO驱动信号，它们偏离90°。在单边带调制器、IQ调制器和解调器和图像抑制混频器中采用这样的LO缓冲器。还可在熟悉本技术领域的人员已知的其它应用中并在本发明的范围内采用分相器。

提供较佳实施例的前面描述来使得熟悉本技术的任何人员能够进行或运用本发明。对于熟悉本技术的人员，对这些实施例的各种变更是显而易见的，而且可将这里限定的一般原理用于其它实施例，而不必进行创造性劳动。于是，本发明并不旨于限于这里所示的实施例，而是根据与这里所接受的原理和新颖性一致的最宽范围。

Claims (15)

1.一种用于提供具有等幅但不同相位的输出信号的电路，其特征在于，包括：

具有第一输入并产生第一输出的第一相移电路；

具有第二输入并产生第二输出的第二相移电路；

其中，将所述第一输入和所述第二输入连到输入信号，而且所述第一输出和所述第二输出具有等幅但不同相位，而且每个所述相移电路包括

具有第一栅极、第一源极和第一漏极的第一有源器件，所述第一有源器件构成共源极放大器，所述第一源极接地，所述栅极接收所述输入信号；

跨接所述第一栅极和所述第一漏极的电容器；和

具有第二栅极、第二源极和第二漏极的第二有源器件，所述第二有源器件构成共栅极放大器，所述第二栅极连到所述地，所述第二源极连到所述第一漏极，所述第二漏极包括所述相移电路的所述输出。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，从包含双极连结晶体管、异质双极晶体管、MOSFET、GaAsFET和P通道器件的组中选择所述第一和第二相移电路中的所述第一和第二有源器件。

3.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一和第二相移电路的每个所述有源器件具有跨导，而且对于在特定频率下在所述第一输出和所述第二输出之间的90度相位差，选择所述第一和第二相移电路的所述电容器和所述跨导。

4.如权利要求1所述的电路，其特征在于，每个所述相移电路还包括：

跨接所述第一漏极和地的补偿电容器；

其中选择所述补偿电容器来获得在所述第一输出和所述第二输出之间的幅度平衡。

5.如权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一和第二相移电路的每个所述有源器件具有跨导，对于所有相移电路的所述第一有源器件的所述跨导是相等的，而且对于所有相移电路的所述第二有源器件的所述跨导是相等的。

6.如权利要求5所述的电路，其特征在于，所述第一和第二相移电路的所有有源器件的所述跨导是相等的。

7.如权利要求1所述的电路，其特征在于，偏压所述第一和第二相移电路的所述第一有源器件和所述第二有源器件来提供独立于温度的性能。

8.一种用于提供具有等幅但不同相位的输出信号的电路，所述电路包括多个相移电路，其特征在于，每个相移电路包括：

具有输入和输出的级联放大器，所述级联放大器包括第一放大器和第二放大器，所述第二放大器与所述第一放大器相连；和

跨接所述第一和第二放大器的连接点和所述输入之间的电容器，其中，将所述多个相移电路的每个所述级联放大器的所述输入连到输入信号，和所述多个相移电路的所述级联放大器的所述输出具有等幅但不同相位。

9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，每个所述相移电路还包括：

与所述第一放大器和地相连的补偿电容器；其中选择所述补偿电容器来获得在所述多个相移电路的所述级联放大器的所述输出之间的幅度平衡。

10.如权利要求8所述的电路，其特征在于，每个所述第一放大器和每个所述第二放大器都具有跨导，而且所有第一放大器的所述跨导和所有第二放大器的所述跨导都相等。

11.如权利要求10所述的电路，其特征在于，所有第一放大器和所有第二放大器的所述跨导都相等。

12.一种用于提供具有等幅但不同相位的输出信号的电路，所述电路包括多个相移电路，其特征在于，每个相移电路接收公共输入信号，每个相移电路包括：

具有栅极、第一源极和第一漏极的第一有源器件，所述第一有源器件构成共源极放大器，所述第一源极接地，所述第一栅极接收所述公共输入信号；

跨接所述第一有源器件的所述第一栅极和所述第一漏极的第一电容器；

具有第二栅极、第二源极和第二漏极的第二有源器件，所述第二有源器件构成共源极放大器，所述第二源极接地，所述第二栅极连到所述第一漏极；

跨接所述第二漏极和所述地的第二电容器；

具有第三栅极、第三源极和第三漏极的第三有源器件，所述第三有源器件构成共栅极放大器，将所述第三栅极连到所述地，所述第三源极连到所述第一漏极；和

具有第四栅极、第四源极和第四漏极的第四有源器件，所述第四有源器件构成共栅极放大器，所述第四栅极连到所述地，所述第四源极连到所述第二漏极，所述第四漏极连到所述第三漏极并包括所述相移电路的所述输出。

13.如权利要求12所述的电路，其特征在于，从包含双极连结晶体管、异质双极晶体管、MOSFET、GaAsFET和P通道器件的组中选择所述多个相移电路的所述第一和第二有源器件。

14.如权利要求12所述的电路，其特征在于，所述多个相移电路包括两个相移电路，其中每个相移电路的所述第一和第二有源器件中的每个有源器件具有跨导，对于在特定频率下所述相移电路的所述输出之间的90度相位差选择所述每个相移电路的所述电容器和所述跨导。

15.如权利要求12所述的电路，其特征在于，所述多个相移电路的所述第一和第二有源器件中的每个有源器件都具有跨导，而且所述多个相移电路的所有有源器件的所述跨导都是相等的。

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