JPH10224152A - バランス型ミキサのミキシング方法と回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ダイレクトコンバージョン方式のミキサの出
力中の直流成分を抑制する。 【解決手段】 ２個の負荷抵抗１ａ，１ｂと、電流源ト
ランジスタ２と、各コレクタがそれぞれ負荷抵抗１ａ，
１ｂに接続され、各エミッタ同士が共に電流源トランジ
スタ２のコレクタに接続された２個の差動トランジスタ
３ａ，３ｂとからなるバランス形ミキサにおいて、受信
したＲＦ信号を入力端子４から電流源トランジスタ２の
ベースに入力し、ＲＦ信号の搬送波の周波数に等しく設
定して局部発振器で生成した正相と逆相のローカル信号
を２つの入力端子５ａ，５ｂから各差動トランジスタ３
ａ，３ｂのベースにそれぞれ入力する。各負荷抵抗１
ａ，１ｂとコレクタとの接続点から２つの変換信号を差
信号生成部７に入力し、２つの変換信号の差の信号を出
力信号として出力端子８から出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＲＦ入力信号とロ
ーカル入力信号とを混合するミキサに関し、特にローカ
ル入力信号の周波数がＲＦ入力信号の搬送波周波数に等
しいバランス型のダイレクト・コンバージョン方式のミ
キサに関する。

【０００２】

【従来の技術】ローカル入力信号の周波数をＲＦ入力信
号の搬送波周波数に等しくするダイレクト・コンバージ
ョン方式のバランス型ミキサは、高周波のフィルタが不
要になり、必要なローパスフィルタのカットオフ周波数
もディジタルフィルタの適用可能な周波数帯域になるの
で、集積回路化に適しており、将来有望な技術として期
待されている。

【０００３】従来のダイレクト・コンバージョン方式の
ミキサの１例を図９に示す。

【０００４】このミキサは、電流源トランジスタ２と、
２個の負荷抵抗１ａ，１ｂ及び差動トランジスタ３ａ，
３ｂとからなるバランス型ミキサで、２個の差動トラン
ジスタ３ａ，３ｂは、コレクタがそれぞれ各負荷抵抗１
ａ，１ｂを介して電源９に接続され、エミッタ同士の接
続点が電流源トランジスタ２のコレクタに接続されてい
る。

【０００５】受信したＲＦ信号はＲＦ信号入力端子４か
ら電流源トランジスタ２のベースに入力され、局部発振
器で生成されたローカル信号は、１８０度の位相差を持
つ２つのローカル信号として端子５ａ、５ｂから各差動
トランジスタ３ａ，３ｂのベースにそれぞれ入力され
る。この局部発振器で生成されたローカル信号の周波数
がＲＦ信号の搬送波と同じ周波数に設定されているの
で、受信したＲＦ信号はこのミキサにより直接ベースバ
ンド信号に変換されて、負荷抵抗１ａと差動トランジス
タ３ａ、または負荷抵抗１ｂと差動トランジスタ３ｂ、
のいずれか一方の接続点から出力端子８を経て出力され
る。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】このような構成のミキ
サは、相互変調歪みや素子の非直線性に伴うバイアス変
動等により、出力にベースバンド信号以外の直流成分が
出力されてしまうという問題がある。

【０００７】ここで、直流成分の発生機構について説明
する。

【０００８】入力電圧をＶ、電流をＩとすると、トラン
ジスタの電圧・電流特性は、級数展開することにより数
式１で表される。

【０００９】

【数１】 入力電圧Ｖが、中心値Ｖ0 、振幅ＶA 、角周波数ωとし
て数式２で表されるとき、

【００１０】

【数２】 電流Ｉは、数式３となる。

【００１１】

【数３】 直流成分ｃ0 は、数式３をフーリエ級数展開したときの
０次の係数として数式４で表される。

【００１２】

【数４】 ここで、積分項は、係数ｌが奇数のときは０となり、偶
数のときは０以外の値となる。

【００１３】従来のミキサにおいて直流成分が出力され
る根本的な原因は、この電流電圧特性の偶数次の項によ
るものであり、この直流成分は信号振幅に依存して変化
する。特に、ダイレクト・コンバージョン方式において
は、中間周波数に変換する他の方式とは異なり、バンド
パスフィルタやハイパスフィルタ等を用いてこの直流成
分を除去することができないので、周波数変換後の信号
がそのまま出力されてしまうという問題がある。

【００１４】図１０は、出力信号と直流成分のパワー
の、ＲＦ信号のパワーに対する依存性を示すもので、図
９の回路について、ローカル信号の周波数を１．０００
０ＧＨｚ、ＲＦ信号の周波数を１．０００５ＧＨｚとし
て、ハーモニック・バランス法によるシミュレーション
を行なった結果である。例えば、ＲＦ入力が−４０ｄＢ
ｍのとき、直流出力が−６０ｄＢｍであることを示して
いる。

【００１５】そこで、その解決方法として、図１１に示
す回路が１９９５年のＩＳＳＣＣ、Technical Digest、
pp.138に開示された。

【００１６】この第２の従来例の回路は、基本的には上
述の第１の従来例と同様なシングルバランス型のミキサ
であるが、端子４から入力されるＲＦ信号が、電流源ト
ランジスタ２のベースではなく、容量６を介して電流源
トランジスタ２のコレクタに入力されている点が第１の
従来例と異なる。この回路は、差動部に流れる一定の電
流にＲＦ信号を重畳する形になるので、第１の従来例よ
りは電流源トランジスタ２の非直線性に伴う直流成分の
出力を抑制することができる。図１２は、その出力信号
レベルの入力ＲＦ信号電力依存性を示すグラフで、この
第２の従来例においてもＲＦ入力が−４０ｄＢｍのと
き、直流出力が−９０ｄＢｍとなり、相互変調歪みに起
因した直流成分の抑制効果はなお不十分である。

【００１７】本発明の目的は、上述の従来の問題点を改
善し、出力中のベースバンド信号成分以外の直流成分を
抑制することのできるダイレクトコンバージョン方式の
ミキサを提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明のバランス型ミキ
サのミキシング方法は、２個の差動信号を取り出す手順
と、取り出された２個の差動信号の差信号を生成して出
力する手順とを有する。

【００１９】本発明のバランス型ミキサは、２組のトラ
ンジスタの各コレクタと負荷素子との接続点からそれぞ
れ差動信号を取り出す手段と、取り出された差動信号の
両者の差信号を生成して出力する手段とを有する。

【００２０】２組のトランジスタは、バイポーラトラン
ジスタでも電解効果トランジスタでもよい。

【００２１】また、無信号時の出力電圧は、０Ｖである
ことが望ましい。

【００２２】２組のトランジスタから取り出した２つの
差動信号は、第１の差動増幅部を介して第２の差動増幅
部で無信号時の出力レベルとを比較してその差の信号を
出力するのがよい。この第２の増幅部は、演算増幅器で
あることが望ましい。

【００２３】無信号時の出力レベルが、第１の差動増幅
部の電流源トランジスタとカレントミラー接続されたト
ランジスタと抵抗の回路によって生成されてもよい。

【００２４】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００２５】図１は本発明の第１実施例の回路図、図２
は第１実施例の出力信号レベルの入力ＲＦ信号電力依存
性を示すグラフである。

【００２６】図１において、本発明による第１実施例の
ミキサは、電流源トランジスタ２と、２個の負荷抵抗１
ａ，１ｂと、各コレクタがそれぞれ負荷抵抗１ａ，１ｂ
の一端に接続され、各エミッタ同士が共に電流源トラン
ジスタ２のコレクタに接続された２個の差動トランジス
タ３ａ，３ｂとからなる従来と同様なバランス形ミキサ
に対して、受信したＲＦ信号がＲＦ入力端子４から電流
源トランジスタ２のベースに入力され、ＲＦ信号の搬送
波と同一の周波数に設定されたローカル信号を局部発振
器で生成した正相の信号とその逆相の２つのローカル信
号が入力端子５ａ，５ｂから各差動トランジスタ３ａ，
３ｂのベースにそれぞれ入力される。そして、変換され
た信号は、各負荷抵抗１ａ，１ｂと差動トランジスタ３
ａ，３ｂとの接続点からそれぞれ出力される。これらの
２つの変換信号は、差信号生成部７に入力されて、出力
信号として２つの変換信号の差の信号が出力端子８から
出力される。

【００２７】このように、受信したＲＦ信号の搬送波に
等しい周波数の正相および逆相の信号をローカル信号と
して、受信したＲＦ信号と共にバランス形ミキサに入力
し、バランス形ミキサから２個の変換信号を取り出して
その差信号を生成、出力することにより、出力信号中の
直流成分を抑制することができる。

【００２８】すなわち、この回路の出力信号は、各トラ
ンジスタ３ａ，３ｂの電流Ｉａ，Ｉｂと負荷抵抗１ａ，
１ｂの抵抗値Ｒａ，Ｒｂとの積である２つの電圧の差に
よる信号であり、各トランジスタ３ａ，３ｂには逆相の
信号が入力されるので、出力ＶOUT は数式１を用いて次
の数式５のように表される。

【００２９】

【数５】 さらに、係数ｋが奇数の場合の項のみが残されるので、

【００３０】

【数６】 となる。ここで、直流成分は、数式４で説明したように
偶数成分によるものであったが、本発明によるとこの偶
数成分が消去されて直流成分が出力されなくなることが
判る。

【００３１】図２は、第１実施例において、出力信号と
直流成分のパワーの、入力ＲＦ信号のパワーに対する依
存性を示すもので、ローカル信号の周波数を１．０００
０ＧＨｚ、ＲＦ信号の周波数を１．０００５ＧＨｚとし
て、ハーモニック・バランス法によるシミュレーション
を行なった結果である。

【００３２】第１の従来例について同様に行なった図１
０の結果と比較すると、ＲＦ入力が−４０ｄＢｍのと
き、従来例の直流出力が−６０ｄＢｍであったのに対し
て、本発明によるものは−１２５ｄＢｍであって、直流
出力は本発明による方が６５ｄＢも抑制されていること
が判る。

【００３３】

【実施例】次に、本発明の第２の実施例について図３及
び図４を参照して説明する。この第２の実施例は、第２
の従来例の回路に本発明を適用したものである。

【００３４】第２実施例においては、図３に示すよう
に、正相・逆相のローカル信号が入力され、双方の負荷
抵抗１ａ，１ｂとの接続点から変換信号が出力される１
組の差動トランジスタ３ａ，３ｂの回路部分は第１実施
例と同様であるが、受信したＲＦ信号が端子４から電流
源トランジスタ２のコレクタに入力されている点が第１
実施例と異なる。

【００３５】図４は、この第２実施例について、第１実
施例と同様の条件でハーモニックバランス法でシミュレ
ーションを行なった結果である。第２の従来例と比較す
ると、ＲＦ入力−４０ｄＢｍのとき、第２の従来例にお
いては−９０ｄＢｍの直流出力であったが本発明の第２
実施例では−１２０ｄＢｍとなり、直流出力の抑制効果
が従来例に比較して約３０ｄＢの改善となる。

【００３６】次に、本発明の第３の実施例について図５
を参照して説明する。

【００３７】第３の実施例は、第１実施例の差信号生成
部７を差動増幅部１０と演算増幅部２０により構成した
もので、差動増幅部１０は、ミキサ部と同様の構成の電
流源トランジスタ１２と、２個の負荷抵抗１１ａ，１１
ｂ及び差動トランジスタ１３ａ，１３ｂとから構成され
る。この差動増幅部１０は、ミキサ部の２つの出力が各
差動トランジスタ１３ａ，１３ｂのそれぞれのベースに
接続され、ミキサ部の２個の負荷抵抗１ａ，１ｂの電圧
の差を一方の差動トランジスタ１３ａのコレクタと負荷
抵抗１１ａとの接続点から演算増幅器２１の一方の入力
端子に出力する。演算増幅器２１は、他方の入力端子に
参照電圧２５として差動増幅部１０の電流源電流と負荷
抵抗の積の１／２の電圧が入力され、バイアス成分の除
去も行なっている。この第３の実施例では、−４０ｄＢ
ｍのＲＦ入力信号として上述と同様のシミュレーション
を行なったところ、直流出力が−１１０ｄＢｍの結果を
得た。すなわち、第１の従来例の−６０ｄＢｍに対し
て、約５０ｄＢｍの改善となる。

【００３８】図６は、本発明の第４の実施例で、第３実
施例の演算増幅部２０の参照電圧２５を負荷抵抗３２と
電流源トランジスタ３１からなる参照電圧発生部３０に
置換したものである。この電流源トランジスタ３１と差
動増幅部１０の電流源トランジスタ１４とをカレントミ
ラー接続することにより、演算増幅部２０に差動増幅部
１０の直流バイアス電圧が供給され、この結果演算増幅
部１０の出力からバイアス成分が除去される。

【００３９】図７は、本発明の第５の実施例で、第１実
施例の差信号生成部７を４個の抵抗器２２，２３，２
７，２８と演算増幅器２１からなる差動増幅部２０によ
り構成するものである。この構成では、前述のシミュレ
ーションで直流出力は−１００ｄＢｍとなった。

【００４０】図８は、本発明の第６の実施例で、ミキサ
部のトランジスタを高周波特性に優れたＧａＡｓＦＥＴ
３ｃ，３ｄを用いて構成したものである。このミキサで
は、受信したＲＦ信号が各差動ＦＥＴ３ｃ，３ｄのソー
スに接続された電流源ＦＥＴ２ｂのゲートに入力され、
局部発振器で生成されたＲＦ信号と同じ周波数で正相と
逆相のローカル信号が各差動ＦＥＴ３ｃ，３ｄのゲート
に入力される。ミキサ部の出力は、各々が負荷抵抗１
ａ，１ｂに接続された各差動ＦＥＴ３ｃ，３ｄのドレイ
ンから差動増幅部２０に入力される。この差動増幅部２
０は、ミキサ部の２個の負荷抵抗１ａ，１ｂの電圧の差
を出力するように動作し、前述の各実施例と同様に直流
成分の原因となる偶数次の出力を除去し、不要な直流成
分の出力が低減される。この構成では、前述のシミュレ
ーションにおいて、出力の直流成分は−１２０ｄＢｍが
得られた。

【００４１】本発明は、上述の実施例のようにミキサ部
のトランジスタがバイポーラ・トランジスタやＧａＡｓ
ＦＥＴのみならず、シリコンＭＯＳＦＥＴであっても同
様の効果を得ることができる。

【００４２】また、ミキサのローカル信号の周波数を入
力されるＲＦ信号の搬送波の周波数と等しくするダイレ
クトコンバージョン方式において、上述のように本発明
を適用することにより、出力信号中に含まれるベースバ
ンド信号成分以外の直流成分を抑制できるので、ダイレ
クトコンバージョン方式のミキサの周波数変換特性を向
上して、ＩＣ化された携帯型電話機等の装置の小型化、
軽量化に対して多大の貢献が期待できる。

【００４３】

【発明の効果】上述のように本発明は、ダイレクト・コ
ンバージョン方式のバランス型ミキサにおいて、ＲＦ信
号とＲＦ信号の搬送波周波数に等しい周波数のローカル
信号とを２個のトランジスタからなる差動トランジスタ
回路に入力して、２個のトランジスタからそれぞれ差動
信号を出力し、出力された２個の差動信号からそれらの
差信号を生成して変換信号として出力することにより、
出力信号中の偶数成分が消去されて、出力中のベースバ
ンド信号成分以外の直流成分を抑制できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第１実施例の出力信号レベルの入力Ｒ
Ｆ信号電力依存性を示すグラフである。

【図３】本発明の第２実施例の回路図である。

【図４】本発明の第２実施例の出力信号レベルの入力Ｒ
Ｆ信号電力依存性を示すグラフである。

【図５】本発明の第３実施例の回路図である。

【図６】本発明の第４実施例の回路図である。

【図７】本発明の第５実施例の回路図である。

【図８】本発明の第６実施例の回路図である。

【図９】従来のミキサの１例の回路図である。

【図１０】従来のミキサの１例の出力信号レベルの入力
ＲＦ信号電力依存性を示すグラフである。

【図１１】従来のミキサの他の例の回路図である。

【図１２】従来のミキサの他の例の出力信号レベルの入
力ＲＦ信号電力依存性を示すグラフである。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ，１１ａ，１１ｂ，３２ 負荷抵抗 ２，２ａ，１２ 電流源トランジスタ ３ａ〜３ｄ，１３ａ，１３ｂ 差動トランジスタ ４ ＲＦ信号入力端子 ５ａ，５ｂ ローカル信号入力端子 ６ コンデンサ ７ 差信号生成部 ８ 出力端子 ９ 電源 １０ 差動増幅部 ２０ 演算増幅部 ２１ 演算増幅器 ２２，２３，２４，２７，２８ 抵抗器 ２５，３１ 参照電源 ３０ 参照電圧発生部

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ダイレクト・コンバージョン方式のバラ
   ンス型ミキサのＲＦ信号とローカル信号とのミキシング
   方法において、 ２個の差動信号を取り出す手順と、 前記取り出された２個の差動信号の差信号を生成して出
   力する手順とを有することを特徴とするバランス型ミキ
   サのミキシング方法。
2. 【請求項２】 入力されるＲＦ信号の重畳された電流源
   と、２組のトランジスタの各コレクタがそれぞれ負荷素
   子を介して電源に接続され、エミッタ同士が共に前記電
   流源に接続され、各ベースに前記ＲＦ信号の搬送波周波
   数に等しい周波数の正相とその逆相のローカル信号が入
   力される差動トランジスタ回路とを含み、前記ＲＦ信号
   と前記ローカル信号とを混合して変換した信号を出力す
   るダイレクト・コンバージョン方式のバランス型ミキサ
   において、 前記２組のトランジスタの各コレクタと負荷素子との接
   続点からそれぞれ差動信号を取り出す手段と、 前記取り出された差動信号の両者の差信号を生成して出
   力する手段とを有することを特徴とするバランス型ミキ
   サ。
3. 【請求項３】 差動トランジスタ回路が、各トランジス
   タのドレインが各負荷素子の一端に接続され、ソース同
   士が共にＲＦ信号の重畳された電流源に接続され、各ゲ
   ートに互いに逆相のローカル信号が入力される２個の電
   解効果トランジスタからなり、前記２つの差動信号が前
   記各負荷素子とドレインとの接続点から出力される請求
   項２に記載のバランス型ミキサ。
4. 【請求項４】 無信号時の出力レベルが０Ｖである請求
   項２または３に記載のバランス型ミキサ。
5. 【請求項５】 前記各トランジスタから取り出された２
   個の差動信号を入力する第１の差動増幅部と、 前記第１の差動増幅部の出力を入力して、無信号時の出
   力レベルとを比較してその差の信号を出力する第２の差
   動増幅部とを有する請求項４に記載のバランス型ミキ
   サ。
6. 【請求項６】 前記無信号時の出力レベルが、前記第１
   の差動増幅部の電流源トランジスタとカレントミラー接
   続されたトランジスタと抵抗の回路によって生成される
   請求項５に記載のバランス型ミキサ。
7. 【請求項７】 前記第２の差動増幅部が演算増幅器であ
   る請求項５に記載のバランス型ミキサ。