JP2726202B2 - 移相回路 - Google Patents

移相回路

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JP2726202B2
JP2726202B2 JP4236557A JP23655792A JP2726202B2 JP 2726202 B2 JP2726202 B2 JP 2726202B2 JP 4236557 A JP4236557 A JP 4236557A JP 23655792 A JP23655792 A JP 23655792A JP 2726202 B2 JP2726202 B2 JP 2726202B2
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    • H03C3/00—Angle modulation
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、移相回路に関するも
のであり、特に、ディジタル移動体通信に用いられる直
交変調器等に内蔵可能な、集積化に適した９０°移相回
路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、自動車電話，携帯電話等の移動体
通信の分野においてはＦＭ等のアナログ変調方式が採用
されていたが、この分野においてもディジタル変調方式
の機器が実用化されつつある。これに伴い、ＱＰＳＫ
（直交位相推移変調：QuaternaryPhase Shift Keying
）等の多値ディジタル変調を行う変調部のキーデバイ
スである直交変調器のＩＣ化が重要になってきている。
【０００３】図２１はこの直交変調器を使用する装置の
一例である、携帯電話の送受信部を示すものである。
【０００４】図２１において、受話器２２１によりアナ
ログ信号に変換された音声は、制御部２１９の指示によ
り、コーデック(CODEC) ２２０において符号化されてデ
ィジタル信号となり、波形生成回路２１８に出力され
る。波形生成回路２１８はＤＳＰ（ディジタルシグナル
プロセッサ）２１８ｄ，ＲＯＭ２１８ｃ，Ｄ／Ａ変換器
２１８ａ，２１８ｂにより構成されており、制御部２１
９の指示により、コーデック２２０から入力されたディ
ジタル信号を、ＤＳＰ２１８ｄにより狭帯域化し、ＲＯ
Ｍ２１８ｃに記憶された波形データを用いてＩ，Ｑ信
号、即ち、位相が相互に９０°ずれた直交成分に分解
し、これをＤ／Ａ変換器２１８ａ，２１８ｂによりアナ
ログ信号に変換して直交変調器２１６に出力する。直交
変調器２１６は周波数シンセサイザ２１７が出力する局
発信号により波形生成回路２１８が出力したアナログ
Ｉ，Ｑ信号を直交変調する。その直交変調された信号は
変調器２１４において周波数シンセサイザ２１５が出力
する局発信号により無線周波数にアップコンバートされ
高出力増幅器２１３に出力される。高出力増幅器２１３
は変調器２１４の出力信号を高出力となるように増幅す
る。この高出力増幅器２１３の出力は送受切換スイッチ
２２４を介してアンテナ２１１に出力され空間に放射さ
れる。
【０００５】一方、アンテナ２１１と２１２とはいわゆ
るダイバーシティアンテナを構成しており、受信時には
このダイバーシティアンテナによって受信された電波が
受信部２２２に入力される。受信部２２２はダイバーシ
ティアンテナによって受信された電波を増幅し復調部２
２３に出力する。復調部２２３は受信部２２２の出力を
復調しコーデック２２０に出力する。コーデック２２０
は復調部２２３によって復調されたディジタルの復調信
号を音声信号に復号化し、受話器２２１に出力する。
【０００６】このように、次世代の携帯電話（いわゆる
コードレス電話）や自動車電話ではディジタル伝送方式
が使用されるが、このディジタル伝送方式は図２２(a)
に示すアナログ伝送方式のように、音声信号で搬送波の
周波数を変調するのではなく、図２２(b) に示すよう
に、音声データで搬送波の位相を変調するものである。
【０００７】このディジタル伝送方式では、搬送波に位
相情報をのせる際、例えば図２２(c) に示すように、○
印を付した（０，π／２，π，３π／２）の値あるいは
●印を付した（π／４，３π／４，５π／４，７π／
４）の値を用いて変調を行なうが、このような変調を行
なうには、直交変調器が必要になる。
【０００８】図２４は０°／９０°移相回路を内蔵した
直交変調器のブロック構成の一例を示す。図２４におい
て、１は搬送波入力端子ＩＮから入力された信号の波形
整形を行なう入力バッファ、２はこの入力バッファ１に
より波形整形がなされた信号に対し、その位相が互いに
９０°ずれた２つの信号に分離して出力する０°／９０
°移相回路、３はこの移相回路２の出力を波形整形する
バッファ、４はこのバッファ３の出力により被変調信号
であるベースバンド信号を二重平衡変調する二重平衡変
調器（ダブルバランスミキサ）であり、これは通常の平
衡変調器が搬送波に対してのみバランスしており、従っ
て、その出力側には被変調信号の他、搬送波成分は現れ
ないが、音声信号等の変調信号は現れるのに対し、二重
平衡変調器は搬送波だけでなく変調波に対しても平衡が
とれているため、被変調波のみが出力に現れ、搬送波，
変調波の両者は出力側に現れないものである。また、Ｂ
Ｂはそのベースバンド信号入力端子、ＯＵＴはダブルバ
ランスミキサ４の出力を外部に取出すための出力信号端
子、ａ，ｂ，ｃはそれぞれ入力バッファ１と０°／９０
°移相回路２との間，０°／９０°移相回路２とバッフ
ァ３との間，バッファ３とダブルバランスミキサ４との
間を結ぶ信号線を示す。
【０００９】次に動作について説明する。搬送波入力端
子ＩＮから入力された搬送波信号は、入力バッファ１に
おいてその波形整形が行なわれ、０°／９０°移相回路
２に出力される。この０°／９０°移相回路２ではその
入力信号を、これと位相が０°あるいは９０°ずれた２
系統の信号に分離し、バッファ３に出力する。バッファ
３では入力バッファ１と同様、その入力信号の波形整形
が行なわれて、ダブルバランスミキサ４に出力される。
ダブルバランスミキサ４ではそのベースバンド信号入力
端子ＢＢから入力されたベースバンド信号を被変調信号
として二重平衡変調を行ない、出力信号端子ＯＵＴより
外部に出力する。
【００１０】図２３は直交変調器の動作をより具体的に
示すものである。図２３において、０°／９０°移相器
２３１に入力された搬送波入力 cosωｔはこの０°／９
０°移相器２３１により、入力信号 cosωｔの位相を０
°および−９０°だけ移相された cosωｔおよび sinω
ｔにそれぞれ変換されてそれぞれダブルバランスミキサ
（二重平衡変調器）２３２，２３３に出力される。ダブ
ルバランスミキサ２３２，２３３ではそれぞれベースバ
ンド信号Ｉ(t) を変調信号として入力しこれをcosωｔ
で変調し、またベースバンド信号Ｑ(t) を変調信号とし
て入力しこれをsinωｔで変調し、被変調信号Ｉ(t) co
sωｔ，Ｑ(t) sinωｔを出力する。この被変調信号Ｉ
(t) cosωｔ，Ｑ(t) sinωｔは合成器２３４に入力さ
れて直交変調波ｅ(t) ＝Ｉ(t) ・ cosωｔ＋Ｑ(t) ・ s
inωｔが出力される。
【００１１】ここで、Ｉ(t) ＝ cosψ(t) ，Ｑ(t) ＝−
sinψ(t) と仮定すると、
【００１２】ｅ(t) ＝ cosψ(t) ・ cosωｔ− sinψ
(t) ・ sinωｔ＝ cos（ωｔ＋ψ(t) ）
【００１３】というように位相変調波が得られ、このψ
(t) を例えば、０，π／２，３π／２，πというように
ディジタル的に与えると、ＱＰＳＫ(Quaternary Phase
ShiftKeying) 変調波が得られる。
【００１４】ところで、この直交変調の際、キャリアの
平衡性や直交性（どの程度位相差が９０°に近いか）は
図２２(c) の●や○の位置に影響し、この●や○の位置
がずれると、変調信号の質が低下し、復調が困難にな
る。
【００１５】即ち、直交変調器において、●や○の位置
がずれると変調信号成分に対するイメージ成分、即ち、
搬送波の周波数を対称の中心として、この搬送波より変
調信号に相当する周波数分だけずれた鏡像の位置に不要
成分が発生するが、このイメージ成分を十分抑圧するた
めには、０°／９０°移相回路におけるキャリアの直交
性の精度、即ち、キャリアの位相差がどの程度正確に０
°と９０°になっているかが重要になる。
【００１６】このような０°／９０°移相回路は、従
来、例えば遅延線路やマイクロ波回路等で実現されてい
たが、直交変調器のＩＣ化に伴って、０°／９０°移相
回路についてもこれをＩＣ化に適した構成で実現する必
要が生じており、また、変調特性の優れた直交変調器を
ＩＣ化するには、如何に素子のばらつきに強く、かつＩ
Ｃ化に適した小型の０°／９０°移相回路を内蔵するか
が、ＩＣの性能並びに歩留りを大きく左右する。
【００１７】以下に示す移相回路は、これをＩＣ化した
際、インダクタのような大きなチップ面積を必要としな
い、抵抗とキャパシタとトランジスタだけで構成でき
る、ＩＣ化に適した従来回路の一例である。
【００１８】図２５は、この種の、従来より考案されて
いる０°／９０°移相回路の一つで、全域通過型の回路
を利用したものを示すものであり、これは例えば１９８
６年１２月に発行された“IEEE TRANSACTIONS ON MICRO
WAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. MTT−34, NO.12 ”
のPP.1533 〜1537に掲載された論文“Monolithic RCAll
-Pass Networks with Constant-Phase-Difference Outp
uts”のFig.1 を、説明の便宜上、簡略化して示したも
のである。
【００１９】図２５において、ＩＮ１は正相，逆相の一
対の入力信号のうち正相信号が入力される正相信号入力
端子、ＩＮ２は正相信号入力端子ＩＮ１とは位相が１８
０°反転した逆相信号が入力される逆相信号入力端子、
ＶＤＤは電源端子、ＶＣＳは定電流源用バイアス端子、
ＯＵＴ１，ＯＵＴ２は出力信号端子、Ｊ１，Ｊ２はその
ゲートに上記正相信号，逆相信号が入力される、例えば
３０μｍ〜１００μｍの同一ゲート幅を有する差動ＦＥ
Ｔ対、Ｊ３はドレインがこの差動ＦＥＴ対Ｊ１，Ｊ２の
共通ソースに接続された、定電流ＦＥＴ、Ｒ３はこの定
電流ＦＥＴＪ３のソースとグランド間に接続された抵
抗、Ｒ１，Ｒ２は差動ＦＥＴ対をなすＦＥＴＪ１，Ｊ２
のドレインと電源ＶＤＤ間に接続された、例えば１ｋΩ
〜３ｋΩの同一抵抗値を有する負荷抵抗である。
【００２０】また、Ｊ４，Ｊ６はそのドレインが電源端
子ＶＤＤに接続されゲートが抵抗Ｒ１，Ｒ２の電源とは
反対側の端子に接続された同一ゲート幅のソースフォロ
ワＦＥＴ、Ｊ５，Ｊ７はドレインがこのソースフォロワ
ＦＥＴＪ４，Ｊ６のソースに接続された、同一ゲート幅
の定電流ＦＥＴ、Ｒ４，Ｒ５はこの定電流ＦＥＴＪ５，
Ｊ７のソースとグランド間に接続された、同一抵抗値を
有する定電流抵抗である。なお、定電流ＦＥＴＪ５，Ｊ
７はソースフォロワＦＥＴＪ４，Ｊ６によるインピーダ
ンス変換効果、即ち、入力インピーダンスを上昇させ、
出力インピーダンスを低下させる効果を増強するための
ものであるから、必須のものではなく、これを省略して
ＦＥＴＪ４，Ｊ６のソースを抵抗Ｒ４，Ｒ５に直結して
もよいものである。
【００２１】また、ＦＥＴＪ３〜Ｊ７はいずれも例えば
５０μｍ〜１００μｍのゲート幅を有し、抵抗Ｒ３〜Ｒ
５はいずれも例えば２００Ω〜１ｋΩの抵抗値を有して
いる。
【００２２】さらに、Ｒａ，ＲｂとＣａ，Ｃｂは０°／
９０°移相回路を構成する抵抗とキャパシタで、Ｒａ，
Ｒｂは抵抗、Ｃａ，Ｃｂはキャパシタである。この抵抗
ＲａとキャパシタＣａとは互いに直列に接続され、ま
た、抵抗ＲｂとキャパシタＣｂとは互いに直列に接続さ
れ、かつこの２つの直列接続回路２５ａ，２５ｂがソー
スフォロワＦＥＴＪ４，Ｊ６のソース間に互いに並列に
接続されている。そして、抵抗ＲａとキャパシタＣａと
の接続点からは出力端子ＯＵＴ１が、抵抗Ｒｂとキャパ
シタＣｂとの接続点からは出力端子ＯＵＴ２がそれぞれ
取出されている。また、ｎ４，ｎ６はソースフォロワＦ
ＥＴＪ４，Ｊ６のソースノードで、Ｖ１，Ｖ２は各々ｎ
４，ｎ６のノードの電圧、Ｖout1，Ｖout2は各々出力端
子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２の電圧である。
【００２３】なお、図２５では、ＦＥＴＪ１，Ｊ２，Ｊ
３および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる差動増幅回路１
１ａがＦＥＴＪ４，Ｊ５と抵抗Ｒ４およびＦＥＴＪ６，
Ｊ７と抵抗Ｒ５からなる２つのソースフォロア１１ｂ，
１１ｃの前段にあるが、これはＦＥＴＪ４，Ｊ６に、相
互に位相が１８０°反転した逆相の信号を入力するため
の一つの手段として図示しているだけである。そしてＩ
Ｎ１，ＩＮ２に入力する信号は必ずしも互いに逆相であ
る必要はなく、どちらか一方の信号端子を一定の電圧で
あるリファレンスとしてもよい。
【００２４】図２６は、図２５の回路で０°／９０°移
相回路１１ｄを構成する抵抗Ｒａ，ＲｂとキャパシタＣ
ａ，Ｃｂの値を、Ｖout1とＶout2が目標とする周波数に
おいて互いに直交するように設定したときのＶ１，Ｖ２
（＝−Ｖ１）、Ｖout1，Ｖout2のベクトル図で、図中の
△φは出力電圧Ｖout1とＶout2がなす位相差を示してい
る。
【００２５】次に動作について説明する。入力端子ＩＮ
１，ＩＮ２から入力した信号は、差動増幅器１１ａによ
り増幅され、その差動出力がソースフォロワ回路１１
ｂ，１１ｃによりそれぞれインピーダンス変換されて低
インピーダンス化され、０°／９０°移相回路１１ｄに
出力される。この０°／９０°移相回路１１ｄではその
抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値およびキャパシタＣａ，Ｃｂの
容量値を設定することにより、２つの出力Ｖout1，Ｖou
t2から、所要の周波数において、その位相が互いに直交
するように、２つの信号を出力する。
【００２６】図２６より、０°／９０°移相回路が全域
通過型のため、例えば２５０ＭHzを中心周波数とする場
合、Ｖout1，Ｖout2の振幅は１８０〜３４０ＭHz等の広
帯域にわたってＶ１，Ｖ２の振幅と等しくなり、Ｖout
1，Ｖout2はこの電圧ベクトルを形成する抵抗Ｒａ，Ｒ
ｂとキャパシタＣａ，Ｃｂの両端に生じる電圧のベクト
ルＲａＩａとＩａ／ｊωＣａが互いに直交し、かつＲｂ
ＩｂとＩｂ／ｊωＣｂが互いに直交しているため、Ｖ
１，Ｖ２を直径とする円の円弧上を動くことが示されて
いる。従って、目標とする周波数において、Ｒａ＝１／
ωＣｂ, Ｒｂ＝１／ωＣａの関係が成り立つように抵抗
Ｒａ，Ｒｂ、キャパシタＣａ，Ｃｂの値を設定すること
により、Ｖout1，Ｖout2のなす位相差△φが９０°とな
るように、即ち、出力端子Ｖout1，Ｖout2より互いに位
相が９０°ずれた信号を出力することができる。
【００２７】即ち、この０°／９０°移相回路では、電
圧ベクトルＶout1，Ｖout2が電圧ベクトルＶ１，Ｖ２
（＝−Ｖ１）の起点Ｏを中心とする円弧上を動くため、
電圧ベクトルＶout1とＶ１を２辺とする三角形Δ１と電
圧ベクトルＶout2とＶ２を２辺とする三角形Δ２とは共
に二等辺三角形となる。ここで例えば、（１／ωＣａ）
・ｔａｎ２２．５°＝Ｒａかつ（１／ωＣｂ）・ｔａｎ
２２．５°＝Ｒｂ（ω＝２πｆ０: ｆ０は目標とする周
波数）となるように、Ｒａ，Ｃａ，Ｒｂ，Ｃｂの 値を設
定すると、角φ１，φ２は共に２２．５°となることに
より、電圧ベクトルＶ１とＶout2とのなす角φ２１と電
圧ベクトルＶ２とＶout1とのなす角φ１２とはともに４
５°となる。これにより、電圧ベクトルＶout1，Ｖout2
のなす角Δφは９０となり、出力信号Ｖout1，Ｖout2の
位相が相互に直交する。
【００２８】また、このような設定の仕方によらなくて
も、単に電圧ベクトルＶout1，Ｖout2のなす角Δφが９
０°となるように抵抗Ｒａ，Ｒｂの抵抗値とキャパシタ
Ｃａ，Ｃｂの容量値を適切に設定することにより、出力
信号Ｖout1とＶout2を相互に直交させることができる。
これは、例えばｆ0 ＝９５０ＭHzのとき、Ｒａ＝６５０
Ω, Ｃａ＝０．６ｐＦ，Ｒｂ＝２８０Ω, Ｃｂ＝０．２
５ｐＦとすることにより実現できる。
【００２９】しかし、この移相回路の場合、Ｖout1，Ｖ
out2が２つの直列接続回路２５ａ，２５ｂで生成され、
Ｖout1，Ｖout2を生成する電流のパスが別々に設けられ
ているため、９０°の移相差を保つ周波数帯域をあまり
広くすることができず、例えば２５０ＭHzを中心周波数
とする場合、９０°の移相差を保つのはその近傍に限ら
れる。また、回路をＩＣ化したときの抵抗Ｒａ，Ｒｂ、
キャパシタＣａ，Ｃｂの素子ばらつきに対する、信号を
０°，９０°に分離するという直交性の耐性が低い、と
いう問題点がある。
【００３０】図２７はこうした問題を解決できる従来例
の一つで、０°／９０°移相回路を微分回路と積分回路
によって構成することにより、先述の図２５の回路にお
ける、素子ばらつきに対する直交性の耐性が低い、とい
う問題の解消を図れるものである。
【００３１】図２７において、ＩＮは単一の信号入力端
子、Ｊ１１，Ｊ１３はこの信号入力端子からの入力信号
をゲートで受けるソースフォロワＦＥＴであり、そのゲ
ート幅は互いに等しく、かつそのドレインは共に電源端
子ＶＤＤに接続されている。Ｊ１２，Ｊ１４はドレイン
がソースフォロワＦＥＴＪ１１，Ｊ１３のソースに接続
された定電流源ＦＥＴであり、そのゲート幅は互いに等
しく、そのゲートには定電流源用バイアス端子ＶＣＳよ
り、一定電圧が与えられている。なお、このＦＥＴＪ１
２，Ｊ１４はソースフォロワＦＥＴＪ１１，Ｊ１３のイ
ンピーダンス変換作用を強化するためのものであり、必
須のものではない。また、このＦＥＴＪ１１〜Ｊ１４の
ゲート幅は例えば３０〜５０μｍである。また、Ｒ１
１，Ｒ１２は定電流源ＦＥＴＪ１２，Ｊ１４のソースと
グランド間に接続された抵抗であり、その抵抗値は例え
ば２００Ω〜１ｋΩである。ＣａとＲａとは微分回路２
７ａを構成するキャパシタと抵抗であり、ソースフォロ
ワＦＥＴＪ１１のソースノードｎ１とグランド間に、こ
の順で接続されている。また、Ｒｂ，Ｃｂは積分回路２
７ｂを構成する抵抗とキャパシタであり、ソースフォロ
ワＦＥＴＪ１３のソースノードｎ３とグランド間に、こ
の順で接続されている。そしてこの抵抗Ｒａ，Ｒｂは目
標とする周波数を９５０ＭHzとすると、その抵抗値はと
もに例えば６７０Ω、キャパシタＣａ，Ｃｂは目標とす
る周波数を９５０ＭHzとすると、その容量値はともに例
えば０．２５ｐＦである。また、ＯＵＴ１は出力信号端
子であり、キャパシタＣａと抵抗Ｒａとの接続点に接続
されている。また、ＯＵＴ２は出力信号端子であり、抵
抗ＲｂとキャパシタＣｂとの接続点に接続されている。
また、Ｖ１，Ｖ２（＝Ｖ１）は各々ｎ１，ｎ３のノード
の電圧、Ｖout1，Ｖout2は各々出力信号端子ＯＵＴ１，
ＯＵＴ２の電圧である。
【００３２】次に動作について説明する。信号入力端子
ＩＮから入力された１つの信号はＦＥＴＪ１１，Ｊ１
２、抵抗Ｒ１１からなるソースフォロワ回路１３ａおよ
びＦＥＴＪ１３，Ｊ１４、抵抗Ｒ１２からなるソースフ
ォロワ回路１３ｂによりインピーダンス変換されて低イ
ンピーダンスとなり、キャパシタＣａと抵抗Ｒａからな
る微分回路１３ｃおよび抵抗ＲｂとキャパシタＣｂから
なる積分回路１３ｄに出力される。
【００３３】図２８は、図２７の回路で、例えば２つの
ソースフォロワ１３ａ，１３ｂの出力インピーダンスが
十分低いとして、微分回路１３ｃ，積分回路１３ｄの抵
抗とキャパシタを周波数ｆｏにおいて、
【００３４】Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒ，Ｃａ＝Ｃｂ＝Ｃ
【００３５】ｆｏ＝１／２πＲＣ
【００３６】を満足するように抵抗，キャパシタの値を
設定したときの周波数のｆ＝ｆｏにおけるＶ１，Ｖ２
（＝Ｖ１）、Ｖout1，Ｖout2のベクトル図である。
【００３７】図２８において，θ１はＶ１とＶout1とが
なす位相差を、θ２はＶ１とＶout1とがなす位相差を示
している。
【００３８】周波数ｆ＝ｆｏにおいて、微分回路２７ａ
はその抵抗の両端電位差による電圧ベクトルＲａＩａ
と、これと直交するキャパシタの両端電位差による電圧
ベクトルＩａ／ｊωＣａの絶対値が互いに等しくなるた
め、両者とその和ベクトルが形成する３角形Δ１１は直
角２等辺３角形となり、出力Ｖout1はその位相θ１が入
力Ｖ１の位相より＋４５°進む。積分回路２７ｂは微分
回路２７ａと同様、その抵抗の両端電位差による電圧ベ
クトルＲｂＩｂと、これと直交するキャパシタの両端電
位差による電圧ベクトルＩｂ／ｊωＣｂの絶対値が互い
に等しくなるため、両者とその和ベクトルが形成する３
角形Δ１２は直角２等辺３角形となり、出力Ｖout2はそ
の位相θ２が入力Ｖ１の位相より４５°遅れる。その結
果、Ｖout1，Ｖout2の位相差θ１＋θ２は９０°にな
る。ただし、出力Ｖout1，Ｖout2の振幅は、微分回路２
７ａの高域通過性，積分回路２７ｂの低域通過性のた
め、入力Ｖ１（＝Ｖ２）の振幅より小さくなる。また、
ｆ＝ｆｏ以外の周波数においてはＶout1，Ｖout2の振幅
は互いに異なるが、その位相差θ１＋θ２はやはり９０
°に保たれる。
【００３９】図２９は、図２７の位相回路の入力周波数
に対する出力信号Ｖout1，Ｖout2の振幅特性を示したも
のである。図１５は、微分回路の高域通過特性と積分回
路の低域通過特性によりＶout1，Ｖout2の振幅が等しく
なる周波数はｆ＝ｆｏにおいてのみであることを示して
いる。
【００４０】図３０は、図２７の回路で位相回路を構成
する抵抗値Ｒａ（＝Ｒｂ）が設計値Ｒに対して、やや大
きくなったとき、あるいはキャパシタの容量値Ｃａ（＝
Ｃｂ）が設計値Ｃに対してやや大きくなったときのＶ
１，Ｖ２（＝Ｖ１），Ｖout1，Ｖout2のベクトル図を示
している。
【００４１】図３０において、θ１はＶ１とＶout1とが
なす位相差を、θ２はＶ１とＶout1とがなす位相差を示
している。
【００４２】図３０より、Ｖ１に対するＶout1のなす角
θは小さく、またＶ２に対するＶout2のなす角θ２は大
きくなり、またＶout1，Ｖout2の振幅は周波数ｆ＝ｆｏ
において異なっているが、両者の位相差の和、即ち、θ
1 ＋θ2 は９０°に保たれていることを示している。
【００４３】その理由は、Ｖ１＝Ｖ２の前提のもとで、
Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒ，Ｃａ＝Ｃｂ＝Ｃと設定しているため
に、微分回路２７ａを構成する抵抗の電圧ベクトルＲａ
Ｉａと積分回路２７ｂを構成する抵抗の電圧ベクトルＲ
ｂＩｂの絶対値が等しく、かつ微分回路２７ａを構成す
るキャパシタの電圧ベクトルＩａ／ｊωＣａと積分回路
２７ｂを構成するキャパシタの電圧ベクトルＩｂ／ｊω
Ｃｂの絶対値が等しいために、電圧ベクトルＲａＩと電
圧ベクトルＩａ／ｊωＣａと電圧ベクトルＶ１とで構成
される直角三角形Δ１１と、電圧ベクトルＲｂＩｂと電
圧ベクトルＩｂ／ｊωＣｂと電圧ベクトルＶ２とで構成
される直角三角形Δ１２とが合同となり、その結果電圧
ベクトルＩａ／ｊωＣａと電圧ベクトルＶ１のなす角φ
１と、電圧ベクトルＩｂ／ｊωＣｂと電圧ベクトルＶ２
のなす角θ２とが等しくなり、また電圧ベクトルＲｂＩ
ｂと電圧ベクトルＶ２のなす角φ３２と電圧ベクトルＲ
ａＩａと電圧ベクトルＶ１のなす角θ１とが等しくな
り、その結果、Ｖout1とＶout2のなす角度θ１＋θ２が
必然的に９０°になるからである。
【００４４】従って、このタイプの位相回路は、広帯域
にわたって直交性を保ち、かつ素子のばらつきにも強い
と言える。
【００４５】また、従来、抵抗と容量を用いて直交成分
間の位相差をたえず９０°に保つことができるものとし
て、先述の図２５，図２７に示すものの他に、例えば特
開平２−１２７８４４号公報に記載された直交変調器が
ある。
【００４６】図３１はこの直交変調器の構成を示すもの
で、図において、３１１は搬送波入力端子、３１２は同
相成分変調用の第１のミキサ、３１３は直交成分変調用
の第２のミキサであり、第１のミキサ３１２の出力が抵
抗性二端子回路網３１４を介して変調波出力端子３１６
に接続されている。また、第２のミキサ３１３の出力端
子は容量性二端子回路網３１５を介して変調波出力端子
３１６に接続されている。
【００４７】次に、この直交変調器の動作を図３２を用
いて説明する。まず、搬送波入力端子３１１に入力され
た搬送波をＶ１＝ｅｘｐ（ｊωｔ）、第１のミキサ３１
２に入力された基底帯域信号をＶＩ、第２のミキサ３１
３に入力された基底帯域信号をＶＱとすると、第１のミ
キサ３１２の出力ＶＩおよび第２のミキサ３１３の出力
ＶＱはそれぞれ次のようになる。
【００４８】ＶＩ＝ＶＩ・Ｖ１＝ＶＩ・ｅｘｐ（ｊω
ｔ）
【００４９】ＶＱ＝ＶＱ・Ｖ１＝ＶＱ・ｅｘｐ（ｊω
ｔ）
【００５０】また、変調波出力端子３１６から出力され
る変調波出力端子Ｖｏ(t) は、抵抗性二端子回路網３１
４の抵抗値をＲ、容量性二端子回路網３１５の容量値を
Ｃとし第１，第２のミキサ３１２，３１３の出力インピ
ーダンスが充分低ければ次式のようになる。
【００５１】Ｖｏ＝ａ１・ＶＩ＋ａ２・ＶＱ
【００５２】ただし、ａ１＝１／（１＋ｊωＣＲ），ａ
２＝ｊωＣＲ／（１＋ｊωＣＲ）であり、このａ１，ａ
２をフェーザ表示すると次のようになる。
【００５３】ａ１＝Ａ１・ｅｘｐ（ｊφ１），ａ２＝ｅ
ｘｐ（ｊφ２）
【００５４】ただし、Ａ１＝１／（１＋（ωＣＲ）2 ）
1/2,Ａ２＝ωＣＲ／（１＋（ωＣＲ）2 ）1/2
【００５５】φ１＝ｔａｎ-1（−ωＣＲ），φ２＝ｔａ
ｎ-1（１／ωＣＲ）
【００５６】ａ１とａ２のフェーザは図３２に示すよう
に、直径１の円周上を動く。このとき、φ１とφ２の位
相差Δφは、
【００５７】（ａ２／ａ１）＝（Ａ２／Ａ１）・ｅｘｐ
｛ｊ（φ２−φ１）｝
【００５８】の関係式を用いて、
【００５９】Δφ＝φ２−φ１＝ｔａｎ-1｛〔（ａ２／
ａ１）の虚数部〕／〔（ａ２／ａ１）の実数部〕｝＝π
／２
【００６０】となり、ω，Ｃ，Ｒの値にかかわらず、９
０°となる。従って、上述のＶｏ＝ａ１・ＶＩ＋ａ２・
ＶＱにおける、同相成分（ａ１・ＶＩ）と直交成分（ａ
２・ＶＱ）の位相差も絶えず９０°に保たれる。
【００６１】ところで、この回路においては、同相，直
交成分間の位相差は搬送波周波数および回路素子の値に
依存せず、９０°を保つことが可能であるが、同相，直
交成分の振幅合成比率Ｋは、
【００６２】Ｋ＝Ａ２／Ａ１＝ωＣＲ
【００６３】となり、ωＣＲ＝１のときに等振幅合成と
なる。
【００６４】図３３はこの等振幅合成を可能にするため
に、抵抗性二端子回路網３４０として、抵抗３４２と並
列にＦＥＴ３４１を設け、そのゲートに接続された振幅
合成比制御端子３４３の印加電圧を調節することによ
り、直交変調器単独で振幅合成比率を調節することが可
能となる。
【００６５】また、図３４もこの等振幅合成を可能にす
るために、容量性二端子回路網３５０として、コンデン
サ３５２に並列にダイオード３５１を設け、ダイオード
３５１のカソードをチョークコイル３５３を介して接地
し、ダイオード３５１のアノードにチョークコイル３５
４を介して接続された振幅合成比制御端子３５５の印加
電圧を調節することにより、直交変調器単独で振幅合成
比率を調節することが可能となる。
【００６６】しかしながら、この図３１ないし図３４に
示された従来の直交変調器は、“The3rd Asia-Pacific
Microwave Conference Proceedings, Tokyo, 1990 ”の
PP.771〜774 に掲載された論文“Low Power Quadrature
Modulator IC's for Digital Mobile Radios ”のFig.
1 を転載した図３５(a) に示された直交変調器のよう
に、まず入力信号を９０°パワースプリッタ３６１で０
°と９０°の位相差を持つ成分に分離し、それぞれを差
動アンプ３６２，３６３で増幅してＩチャネルダブルバ
ランスミキサ３６４，Ｑチャネルダブルバランスミキサ
３６５で変調し、これを０°合成器３６６で合成してバ
ッファアンプ３６７を介して増幅し、出力するという構
成に使用されるものではなく、この図３５(a) の構成で
は差動アンプが２つ必要になるため、図３５(b) に示す
ように、単一の差動アンプ３７１により局発入力を増幅
し、これをＩチャネルダブルバランスミキサ３７２，Ｑ
チャネルダブルバランスミキサ３７３で変調し、その変
調出力を９０°合成器３７４で相互に足し合わせるとき
に９０°位相差を持たせて合成し、バッファアンプ３７
５で増幅する、という構成の直交変調器の９０°合成器
に適用されるものであり、直交変調器をまず９０°位相
回路で分離し、ミキサで変調するものにおける、９０°
位相回路の構成を示す、図２５，図２７のものとはその
構成が明確に異なるものである。
【００６７】また、この図３５(b) のタイプの直交変調
器は、これを実用化しようとすると、最後の９０°合成
器のところで振幅誤差が生じてしまい、何らかの調整回
路を付加しないとこの振幅誤差を解消できず、従って、
図３１の回路は、その回路構成のままでこれを集積回路
化しようとしても歩留りの問題が必ず発生し、これを回
避するために、図３３，図３４のような回路が必要とな
る。
【００６８】また、従来、マイクロ波帯用の無調整化を
図った直交変調器として、例えば特開平３−２５８０５
６号公報に示された直交ＰＳＫ用の無調整の変調器があ
る。
【００６９】図３６は、この従来の直交ＰＳＫ用の無調
整の変調器の構成を示すもので、図において、３８１は
外部に設けられた局部発振器、３８２はＩ信号および局
部発振器３８１の出力を入力とする入力側ＥＸ−ＯＲ回
路、３８３は入力側ＥＸ−ＯＲ回路３８２の出力がクロ
ックとして入力されそのＤ入力に／Ｑ出力が帰還される
ことによりＱ出力より、入力を二分周した信号が出力さ
れる二分周器としてのＤフリップフロップ、３８４はＱ
信号と二分周器３８４の出力を二入力とする出力側ＥＸ
−ＯＲ回路である。
【００７０】次にその動作について図３７を用いて説明
する。入力ＩがＩ＝Ｌの状態では入力側ＥＸ−ＯＲ回路
３８２は局部発振器３８１からの出力信号に対して非
反転の動作をし、入力信号ＩがＩ＝Ｈの状態では信号
に対して反転の動作を行なう。
【００７１】図３７の〔１〕の、Ｉ＝Ｌ，Ｑ＝Ｌの状態
では、入力側ゲートのＥＸ−ＯＲ回路３８２に入力され
た局部発振器３８１の出力信号は、非反転のまま、二
分周器３８３のクロックＣとして、のように入力され
る。二分周器３８３はクロックＣの立ち上がり毎にＤ入
力端のデータ入力を正規出力端Ｑから出力するので、
のように、クロック入力端Ｃの入力を２分周してのご
とくＩＦ変調波を出力する。
【００７２】図３７の〔２〕の、Ｉ＝Ｈ，Ｑ＝Ｌの状
態，図３７の〔３〕の、Ｉ＝Ｌ，Ｑ＝Ｈの状態および図
３７の〔４〕の、Ｉ＝Ｈ，Ｑ＝Ｌの各入力の組合せの状
態での状態では、各々ののＩＦ変調波の出力に示すよ
うに、所定の中間周波出力ＩＦで順次位相を９０°ずつ
シフトして出力されるので、４相ＰＳＫ用の無調整の変
調器が実現できる。
【００７３】しかしながら、この図３６の回路は、図２
５，図２７の回路と基本的な回路構成が異なるばかりで
なく、動作周波数がフリップフロップで制限されてしま
うという問題があり、従って、これを実際の移動体通信
装置に適用しようとすると、何らかの回路上の工夫が必
要になるという問題が生じる。
【００７４】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来、抵
抗とキャパシタとトランジスタだけで構成できるＩＣ化
に適した０°／９０°位相回路は、図２５のように全域
通過回路を利用したもの、あるいは図２７のように微
分，積分回路を組合せ、その高域通過フィルタ特性，低
域通過フィルタ特性の位相差を利用して信号を０°，９
０°の位相に分離するものに限られていた。
【００７５】しかしながら、図２５，図２７の回路は、
いずれも、相互に直交した電圧を出力するのに、２つの
電流パスが設けられているため、抵抗あるいはキャパシ
タの素子ばらつきを調整すべくその一方の電流パスだけ
に調整回路を設けると、他方の電流パスにこの調整回路
を設けた影響が現れるため、その影響を相殺するために
同様の調整回路を別途設ける必要があり、２つの出力信
号の直交性を保つのが困難である、という問題があっ
た。
【００７６】この発明は、上記のような回路とは別の構
成により０°，９０°の位相差を持った信号に分離する
抵抗とキャパシタとトランジスタだけで構成できるＩＣ
化に適した０°／９０°移相回路を提供するためになさ
れたもので、図２７に示す回路と同等の効果が得られ、
なおかつ素子のばらつきに対してその中心周波数が設定
値からずれた場合にそれを容易に調整できる回路の構成
を与え、また０°，９０°だけでなく、０°，９０°，
１８０°，２７０°という互いに直交した位相差を有す
る信号を出力する回路を提供することを目的としてい
る。
【００７７】
【課題を解決するための手段】この発明に係る移相回路
は、互いに逆相の信号を入力する第１，第２の入力ノー
ドと、互いに同じ抵抗値を持った第１，第２の抵抗から
なりその一端が上記第１の入力ノードに接続された第１
の直列接続体と、互いに同じ容量値を持った第１，第２
のキャパシタからなり上記第１の直列接続体の他端と上
記第２の入力ノードとの間に接続された第２の直列接続
体と、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間のノードおよ
び上記第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間のノ
ードにそれぞれ接続された第１，第２の出力ノードとを
設けることによって、互いに９０°の位相差を持った２
つの出力信号を取出すように構成したものである。
【００７８】また、この発明に係る移相回路は、上記第
１の抵抗と上記第２の抵抗を共に可変量が等しい可変抵
抗にすることにより、その中心周波数を可変に制御する
ように構成したものである。
【００７９】また、この発明に係る移相回路は、上記可
変抵抗を、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に直列接
続されて介挿入されそのゲートと共通接続された電極間
に抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型ト
ランジスタにより構成するようにしたものである。
【００８０】また、この発明に係る移相回路は、上記第
１の容量と上記第２の容量を共に可変量が等しい可変容
量にすることにより、その中心周波数を可変に制御する
ように構成したものである。
【００８１】また、この発明に係る移相回路は、上記可
変容量を、上記第１，第２のキャパシタに並列かつ互い
に逆方向になるように接続されそのアノード・カソード
間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイオード
を有するものとして構成したものである。
【００８２】また、この発明に係る移相回路は、互いに
逆相の信号を入力する第１，第２の入力ノードと、上記
第２，第１のノードとそれぞれ同相の信号を入力する第
３，第４の入力ノードと、互いに同じ抵抗値を持った第
１，第２の抵抗からなりその一端が上記第１の入力ノー
ドに接続された第１の直列接続体と、互いに同じ容量値
を持った第１，第２のキャパシタからなり上記第１の直
列接続体の他端と上記第３の入力ノードとの間に接続さ
れた第２の直列接続体と、互いに同じ抵抗値を持った第
３，第４の抵抗からなりその一端が上記第２の入力ノー
ドに接続された第３の直列接続体と、互いに同じ容量値
を持った第３，第４のキャパシタからなり上記第３の直
列接続体の他端と上記第４の入力ノードとの間に接続さ
れた第４の直列接続体と、上記第１の抵抗と第２の抵抗
との間のノード，上記第１のキャパシタと第２のキャパ
シタとの間のノード，上記第３の抵抗と第４の抵抗およ
び上記第３のキャパシタと第４のキャパシタとの間のノ
ードにそれぞれ接続された第１，第２，第３，第４の出
力ノードとを設けることによって、それぞれが互いに９
０°ずつの位相差を持った４つの出力信号を取出すよう
に構成したものである。
【００８３】また、この発明に係る移相回路は、上記第
１の抵抗と第２の抵抗および上記第３の抵抗と第４の抵
抗を共に可変量が等しい可変抵抗にすることにより、そ
の中心周波数を可変に制御するように構成したものであ
る。
【００８４】また、この発明に係る移相回路は、上記可
変抵抗を、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に直列接
続されて介挿入されそのゲートと共通接続された電極間
に抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型ト
ランジスタ、および、上記第３の抵抗と第４の抵抗との
間に直列接続されて介挿入されそのゲートと共通接続さ
れた電極間に抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電
界効果型トランジスタを有するように構成したものであ
る。
【００８５】また、この発明に係る移相回路は、上記第
１の容量と第２の容量および上記第３の容量と第４の容
量を共に可変量が等しい可変容量にすることにより、そ
の中心周波数を可変に制御するように構成したものであ
る。
【００８６】さらに、この発明に係る移相回路は、上記
可変容量として、上記第１，第２のキャパシタに並列か
つ互いに逆方向になるように接続されそのアノード・カ
ソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイ
オード、および、上記第３，第４のキャパシタに並列か
つ互いに逆方向になるように接続されそのアノード・カ
ソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイ
オードを有するように構成したものである。
【００８７】
【作用】この発明における移相回路は、第１，第２の抵
抗および第１，第２のキャパシタが、互いに逆相の信号
が入力される第１，第２の入力ノード間に相互に直列接
続されているので、単一の電流経路で移相が互いに直交
する出力電圧を発生でき、従来の微分・積分回路を利用
した０°／９０°移相回路と同等の振幅特性を有し、か
つ同等の広域帯にわたって直交性を保つことができるば
かりでなく、素子ばらつきに強く、また素子ばらつきの
調整用の回路を組み込んだとしてもその影響がなく、実
際の直交変換器に容易に組込むことができる。
【００８８】また、この発明における移相回路は、上記
第１の抵抗と第２の抵抗を共に可変量が等しい可変抵抗
にすることにより、その中心周波数を可変に制御でき
る。
【００８９】また、この発明における移相回路は、上記
可変抵抗を、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に直列
に介挿入されそのゲートと共通接続された電極間に抵抗
値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型トランジ
スタを有するように構成したので、可変抵抗を可動部分
のない素子で構成できる。
【００９０】また、この発明における移相回路は、上記
第１の容量と第２の容量を共に可変量が等しい可変容量
にすることにより、その中心周波数を可変に制御でき
る。
【００９１】また、この発明における移相回路は、上記
可変容量を、上記第１，第２のキャパシタに並列かつ互
いに逆方向になるように接続させそのアノード・カソー
ド間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイオー
ドを有するように構成したので、可変容量を可動部分の
ない素子で構成できる。
【００９２】この発明における移相回路は、第１，第２
の抵抗および第１，第２のキャパシタが、互いに逆相の
信号が入力される第１，第３の入力ノード間に相互に直
列接続されるとともに、第３，第４の抵抗および第３，
第４のキャパシタが、互いに逆相の信号が入力される第
２，第４の入力ノード間に相互に直列接続されているの
で、単一の電流経路で位相が互いに直交する出力電圧を
発生でき、従来の微分・積分回路を利用した０°／９０
°移相回路と同等の振幅特性を有し、かつ広帯域にわた
って直交性を保つことができるばかりでなく、素子ばら
つきに強く、また素子ばらつきの調整用の回路を組み込
んだとしてもその影響がなく、実際の直交変調器に容易
に組込むことができる。
【００９３】また、この発明における移相回路は、上記
第１の抵抗と第２の抵抗および上記第３の抵抗と第４の
抵抗を共に可変量が等しい可変抵抗にすることにより、
その中心周波数を可変に制御できる。
【００９４】また、この発明における移相回路は、上記
可変抵抗を、上記第１の抵抗と第２ の抵抗との間に直列
に介挿入されそのゲートと共通接続された電極間に抵抗
値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型トランジ
スタ、および上記第３の抵抗と第４の抵抗との間に直列
に介挿入されそのゲートと共通接続された電極間に抵抗
値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型トランジ
スタを有するように構成したので、可変抵抗を可動部分
のない素子で構成できる。
【００９５】また、この発明における移相回路は、上記
第１の容量と第２の容量および上記第３の容量と第４の
容量を共に可変量が等しい可変容量にすることにより、
その中心周波数を可変に制御できる。
【００９６】また、この発明における移相回路は、上記
可変容量を、上記第１，第２のキャパシタに並列かつ互
いに逆方向になるように接続されそのアノード・カソー
ド間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイオー
ド、および上記第３，第４のキャパシタに並列かつ互い
に逆方向になるように接続されそのアノード・カソード
間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイオード
を有するように構成したので、可変容量を可動部分のな
い素子で構成できる。
【００９７】
【実施例】実施例１． 以下、この発明の一実施例を図について説明する。図１
は本発明の一実施例による０°／９０°移相回路を、１
つの差動増幅回路と２つのソースフォロワ回路を使って
構成した例である。回路は、抵抗，キャパシタ，トラン
ジスタというＩＣ化に適した素子で構成され、また入出
力バッファ等との接続が容易な形で構成されている。
【００９８】図１において、ＩＮ１は一対の入力信号の
うちの正相信号が入力される正相信号入力端子，ＩＮ２
はこの正相信号とは位相が１８０°反転した逆相信号が
入力される逆相信号入力端子、Ｊ１，Ｊ２はそのゲート
に上記正相信号，逆相信号が入力される差動ＦＥＴ対で
あり、ともに例えば３０μｍないし１００μｍのゲート
幅を有している。Ｊ３はドレインがこの差動ＦＥＴ対Ｊ
１，Ｊ２の共通ソースに接続された定電流ＦＥＴ、Ｒ３
はこの定電流ＦＥＴＪ３のソースとグランド間に接続さ
れた抵抗、Ｒ１，Ｒ２は差動ＦＥＴ対Ｊ１，Ｊ２のドレ
インと電源ＶＤＤ間に接続された負荷抵抗であり、とも
に例えば１ｋΩ〜３ｋΩの抵抗値を持っている。
【００９９】また、Ｊ４，Ｊ６はそのドレインが電源端
子ＶＤＤに接続されゲートが抵抗Ｒ１，Ｒ２の電源ＶＤ
Ｄとは反対側の端子ｎ１，ｎ２に接続されたソースフォ
ロワＦＥＴであり、ともに例えば３０μｍないし１００
μｍのゲート幅を有している。Ｊ５，Ｊ７はドレインが
このソースフォロワＦＥＴＪ４，Ｊ６のソースノードｎ
４，ｎ６に接続された定電流ＦＥＴであり、ともに例え
ば３０μｍないし１００μｍのゲート幅を有している。
Ｒ４，Ｒ５はこの定電流ＦＥＴＪ５，Ｊ７のソースとグ
ランド間に接続された抵抗であり、抵抗Ｒ３とともに例
えば２００Ω〜１ｋΩの抵抗値を有している。ＶＣＳは
定電流源用バイアス端子であり、定電流ＦＥＴＪ３，Ｊ
５，Ｊ７のゲートに一定電圧を印加し、これらを定電流
源として動作させる。
【０１００】さらに、Ｒａ，ＲｂとＣａ，Ｃｂは０°／
９０°移相回路１ｄを構成する抵抗とキャパシタであ
り、本回路を送信周波数が例えば９５０ＭHzの携帯電話
の０°／９０°移相回路に使用したとすると、Ｒａ，Ｒ
ｂはともに例えば３３５Ωの抵抗値を有する第１，第２
の抵抗、Ｃａ，Ｃｂはともに例えば０．５ｐＦの容量値
を有する第１，第２のキャパシタであり、これらはこの
順でノードｎ４，ｎ６の間に相互に直列接続されてい
る。ＯＵＴ１，ＯＵＴ２は互いに９０°位相がずれた信
号を出力する出力信号端子であり、出力信号端子ＯＵＴ
１は例えば１ｐＦの容量値を有する結合用のキャパシタ
ＣＣ１を介して抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点に、出力信号端
子ＯＵＴ２は例えば１ｐＦの容量値を有する結合用のキ
ャパシタＣＣ２を介してキャパシタＣａ，Ｃｂの接続点
にそれぞれ接続されている。
【０１０１】なお、Ｖ１，Ｖ２は各々ｎ４，ｎ６のノー
ドの電圧、Ｖout1，Ｖout2は各々出力端子ＯＵＴ１，Ｏ
ＵＴ２の電圧であり、この出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２
にはそれぞれ２段の増幅器Ａ１，Ａ２および２段の増幅
器Ａ３，Ａ４が接続されている。
【０１０２】なお、図１では、ＦＥＴＪ１，Ｊ２，Ｊ３
および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる差動増幅回路１ａ
がＦＥＴＪ４，Ｊ５および抵抗Ｒ４からなるソースフォ
ロア１ｂとＪＦＥＴ６，Ｊ７，Ｒ５からなるソースフォ
ロア１ｃの前段に存在するが、これは、実際の直交変調
器に容易に組み込みができるように、差動増幅回路との
接続が容易な構成にするために、Ｊ４，Ｊ６に互いに逆
相の信号を入力するための一つの手段として図示してい
るだけであり、これ以外の手段によって互いに逆相の信
号を入力するようにしてもよい。
【０１０３】また、入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に入力する
信号は必ずしも互いに逆相である必要はなく、どちらか
一方の信号端子を一定の電圧であるリファレンスとして
もよい。
【０１０４】次に、動作について説明する。信号入力端
子ＩＮ１，ＩＮ２から入力された１対の信号はＦＥＴＪ
１，Ｊ２，Ｊ３および抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３からなる差
動増幅回路１ａにより増幅され、その差動出力がそれぞ
れＦＥＴＪ４，Ｊ５、抵抗Ｒ４からなるソースフォロワ
回路１ｂおよびＦＥＴＪ６，Ｊ７、抵抗Ｒ５からなるソ
ースフォロワ回路１ｃによりインピーダンス変換され
て、低インピーダンス化され、抵抗Ｒａ，Ｒｂおよびキ
ャパシタＣａ，Ｃｂからなる０°／９０°位相回路１ｄ
に出力される。０°／９０°位相回路１ｄではその入力
信号に基づいて互いに位相が９０°ずれた２つの信号を
生成し、これを結合用のキャパシタＣＣ１からなる出力
回路１ｅおよび結合用のキャパシタＣＣ２からなる出力
回路１ｆを介して外部の増幅器Ａ１，Ａ２および増幅器
Ａ３，Ａ４に出力する。
【０１０５】図２は、図１の回路で、例えばＪ４，Ｊ
５，Ｒ４とＪ５，Ｊ６，Ｒ５からなる２つのソースフォ
ロワの出力インピーダンスが十分低いとして、移相回路
１ｄの抵抗Ｒａ，ＲｂとキャパシタＣａ，Ｃｂとを周波
数ｆｏにおいて、
【０１０６】Ｒａ＝Ｒｂ＝Ｒ， Ｃａ＝Ｃｂ＝Ｃ
【０１０７】ｆｏ＝１／（２πＲＣ）
【０１０８】を満足するように抵抗，キャパシタの値を
設定したときの、周波数ｆ＝ｆｏにおけるＶ１，Ｖ２
（＝−Ｖ１）、Ｖout1，Ｖout2のベクトル図である。図
中の△φは出力電圧Ｖout1とＶout2がなす位相差を示し
ている。
【０１０９】移相回路の入力電圧Ｖ１，Ｖ２が互いに１
８０°の位相差をなし、かつ抵抗Ｒａ，Ｒｂおよびキャ
パシタＣａ，Ｃｂが互いに直列接続されているため、そ
の電圧ベクトルはＲａＩ，ＲｂＩが同一直線上になら
び、かつＩ／ｊωＣａ，Ｉ／ｊωＣｂがこれと直交する
同一直線上にならぶ。
【０１１０】この図２において、周波数ｆ＝ｆｏにおい
てＲａ＝Ｒｂ＝Ｒ、Ｃａ＝Ｃｂ＝Ｃ、ｆ＝１／（２πＲ
Ｃ）と設定したことにより、入力Ｖout1とＶout2の振幅
は互いに等しく、Ｖout1，Ｖout2の位相差は９０°にな
る。
【０１１１】その理由は、上述のように、周波数ｆ＝ｆ
ｏにおいてＲａ＝Ｒｂ＝Ｒ、Ｃａ＝Ｃｂ＝Ｃと設定した
ことにより、電圧ベクトルＶ１，Ｖ２，ＲａＩ，Ｒｂ
Ｉ，Ｉ／ｊωＣａ，Ｉ／ｊωＣｂにより形成される三角
形Δ２１と電圧ベクトルＲｂＩ，Ｉ／ｊωＣａを２辺と
する三角形Δ２２とが相似となり、角φ４１とφ４３、
角φ４２とφ４４がそれぞれ等しくなる。このため、三
角形Δ２２と電圧ベクトルＶ１，ＲａＩを２辺とする３
角形Δ２３，および電圧ベクトルＶ２，Ｉ／ｊωＣｂを
２辺とする３角形Δ２４とは互いに合同となり、Ｖout1
の長さ＝Ｉ／ｊωＣａの長さ、Ｖout2の長さ＝ＲｂＩの
長さの関係が成立し、電圧ベクトルＶout1とＶout2を２
辺とする３角形Δ２５と、３角形Δ２２とは平行４辺形
となる。そして、この３角形Δ２２のＲｂＩとＩ／ｊω
Ｃａとのなす角が９０°であることから、これと対向す
る３角形Δ２５のＶout1とＶout2のなす角Δφは必然的
に９０°となる。
【０１１２】ただし出力Ｖout1，Ｖout2の振幅は、微分
回路の高域通過性，積分回路の低域通過性のため、移相
回路１ｄの入力Ｖ１（＝Ｖ２）の振幅より小さくなる。
また、ｆ＝ｆｏ以外の周波数においてもＶout1，Ｖout2
の振幅は異なるが、その位相差△φはやはり９０°に保
たれることが、その動作原理よりわかる。
【０１１３】図３は、図１の本発明の一実施例による移
相回路の入力周波数に対する出力信号Ｖout1，Ｖout2の
振幅特性を示したものである。図３は、Ｖout1側は図１
の回路の特性上低域通過特性を受け、Ｖout2側は図１の
回路の特性上の高域通過特性を受けることから、Ｖout
1，Ｖout2の振幅が相互に等しくなる周波数はｆ＝ｆｏ
においてのみであることを示している。
【０１１４】図４は、図１の回路で移相回路を構成する
抵抗値Ｒａ（＝Ｒｂ）が設計値Ｒに対して、△Ｒだけ大
きくなったときのＶ１，Ｖ２（＝−Ｖ１）、Ｖout1，Ｖ
out2のベクトル図を示している。図４で、△φは出力電
圧Ｖout1とＶout2がなす位相差を示している。図４よ
り、Ｖ１に対するＶout1のなす角は大きく、またＶ２
（＝−Ｖ１）に対するＶout2のなす角は小さくなり、ま
たＶout1，Ｖout2の振幅は周波数ｆ＝ｆｏにおいて異な
っているが、抵抗値Ｒａ，Ｒｂが互いに等しく、かつ容
量値Ｃａ，Ｃｂが互いに等しいことから、電圧ベクトル
Ｖout1，Ｖout2の先端同士を結ぶ直線は電圧ベクトルＶ
１，Ｖ２と平行、かつ、それぞれと同じ長さになり、従
って、図１の回路と同様の理由により、両者の位相差△
φは９０°に保たれることが分かる。
【０１１５】図５は、図１の回路で位相回路を構成する
キャパシタの容量値Ｃａ（＝Ｃｂ）が設計値Ｃに対して
△Ｃだけ小さくなったときのＶ１，Ｖ２（＝−Ｖ１）、
Ｖout1，Ｖout2のベクトル図を示している。図５で、△
φは出力電圧Ｖout1とＶout2がなす位相差を示してい
る。図５より、Ｖ１に対するＶout1のなす角は小さく、
またＶ２（＝−Ｖ１）に対するＶout2のなす角は大きく
なり、またＶout1，Ｖout2の振幅は周波数ｆ＝ｆｏにお
いて異なっているが、図４の場合と同様の理由により、
両者の位相差△φは９０°に保たれる。
【０１１６】図４，図５から明らかなように、この実施
例１の移相回路は、広帯域にわたって直交性を保つこと
ができ、また素子のばらつきに対しても強いと言える。
また、抵抗の抵抗値とキャパシタの容量値が同時にずれ
た場合でも、いわゆる重ね合わせの理により、問題が生
じないことは言うまでもない。
【０１１７】また、Ｒ，Ｃの素子のばらつきによって生
じる、Ｖout1，Ｖout2の設定周波数ｆｏでの振幅の違い
は、図１に示した次段のバッファによってミキサに入力
されるまでにその振幅を一定値に飽和させることによっ
てこれを取除くことが可能なので、ここでは特に問題と
しないことを付記しておく。
【０１１８】実施例２． 図６はこの発明の他の実施例による０°／９０°移相回
路を示すものであり、図１の結合コンデンサを介してバ
イアス回路を設けたものである。即ち、この図６におけ
るＲ６〜Ｒ９，Ｄ１〜Ｄ５，Ｃｏからなる回路は、次段
に接続される高入力インピーダンス回路、例えば差動増
幅回路に対して直流バイアスを与えるための回路の一例
であり、電源ＶＤＤとグランド間にダイオードＤ１〜Ｄ
３、抵抗Ｒ８，Ｒ９、ダイオードＤ４，Ｄ５がこの順に
直列接続されており、抵抗Ｒ８，Ｒ９は例えば５０ｋΩ
の値を持っている。また、出力端子ＯＵＴ１とＯＵＴ２
の間には例えば５〜１０ｋΩの抵抗Ｒ６，Ｒ７が直列接
続されており、抵抗Ｒ６，Ｒ７の接続点，抵抗Ｒ８，Ｒ
９の接続点およびグランド間には例えば１ｐＦのキャパ
シタＣｏが接続されている。そして、ダイオードの数を
調節することにより次段の増幅器に与える直流バイアス
を調節することができる。
【０１１９】実施例３． 図７はこの発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものであり、図１における相互に位相が
反転した信号を低インピーダンスで０°／９０°移相回
路に供給する回路を、ＦＥＴの代りにｎｐｎ型バイポー
ラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ７により実現したものであ
り、この回路においても図１と同様に広帯域にわたって
直交性を保つことができ、また素子のばらつきに対して
も強いものが得られる。
【０１２０】実施例４． 図８はこの発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものであり、図６におけるバイアス回路
を有するものにおいて、図７と同様に、図１における相
互に位相が反転した信号を低インピーダンスで０°／９
０°移相回路に供給する回路を、ＦＥＴの代りにｎｐｎ
型バイポーラトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ７により実現し
たものであり、この回路によっても、図１と同様に広帯
域にわたって直交性を保つことができ、また素子のばら
つきに対しても強く、かつダイオードの数を調節するこ
とにより次段の増幅器に与える直流バイアスを調節でき
るものが得られる。
【０１２１】実施例５． 図９はこの発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものであり、これは、図１における、相
互に逆相の信号を入力する部分を単一のＦＥＴＪ１０お
よびそのドレインと電源ＶＤＤ間に接続された抵抗Ｒ１
０、ＦＥＴＪ１０のソースと接地間に接続された抵抗Ｒ
１１により実現したものである。
【０１２２】この実施例によれば、図１の実施例に比し
小さい回路規模で、互いに逆相の信号を０°／９０°移
相回路に入力できる。ただし、この実施例では、ＦＥＴ
Ｊ１０および抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からなる位相分割回路
を用いているので、図１の回路ほどには広帯域に出力信
号の直交性を得ることはできない。
【０１２３】実施例６． 図１０はこの発明のさらに他の実施例による０°／９０
°移相回路を示すものであり、これは、図２における、
相互に逆相の信号を入力する部分を単一のＦＥＴＪ１０
およびそのドレインと電源ＶＤＤ間に接続された抵抗Ｒ
１０、ＦＥＴＪ１０のソースと接地間に接続された抵抗
Ｒ１１により実現したものである。
【０１２４】この実施例によれば、図２の実施例に比し
小さい回路規模で、互いに逆相の信号を０°／９０°移
相回路に入力できる。
【０１２５】実施例７． 図１１は、前述した設定周波数ｆｏを可変にするために
図１のＡに示す回路部分において、抵抗Ｒａ，Ｒｂの間
にトランジスタ（ここではＦＥＴ）を挿入してこれを可
変抵抗化した例である。図６でＪａ，Ｊｂは抵抗Ｒａ，
Ｒｂの間に相互に直列接続されたＦＥＴ、Ｃｐａ，Ｃｐ
ｂはこの２つのＦＥＴの接続点とそれぞれのゲートの間
に接続されたキャパシタで、ＦＥＴのゲートにバイアス
をかける電圧の安定化を行なう。ＲＧ１は制御電圧入力
端子ＶＧ１と２つのＦＥＴＪａ，Ｊｂのゲートに接続さ
れた高抵抗である。キャパシタＣｐａ，Ｃｐｂおよび高
抵抗ＲＧ１からなる回路は、ＶＧ１の制御入力電圧によ
ってＪａ，ＪｂのＦＥＴのオン抵抗を可変にするために
ＦＥＴにバイアスを印加するための回路である。
【０１２６】ここで、ＦＥＴＪａ，Ｊｂの可変抵抗量が
相等しいとしたとき、図１のＲａ，Ｒｂに相当する抵抗
値を同時に同程度に可変できるため、Ｖout1，Ｖout2の
直交性を保持したまま、設定周波数ｆｏを可変にでき
る。この設定周波数ｆｏの変化量の一例としては、各回
路素子の製造ばらつきが例えば１０％〜２０％程度であ
るとすると、このばらつき量を相殺する程度の可変量、
即ち、１０％〜２０％程度の可変量があればよく、ＦＥ
ＴＪａ，Ｊｂのオン抵抗は例えば３０Ω以上あればよ
い。また、キャパシタＣｐａ，Ｃｐｂの値はｐＦオーダ
ーであり、制御電圧入力の変化は０〜５Ｖ程度、高抵抗
ＲＧ１の値はＭΩオーダーの値を持っている。また、こ
れらのパラメータを適宜設定することにより、例えば目
標周波数が９５０ＭHZの場合にこれを９００ＭHZに変更
する等の、チャンネルの変更に使用することも可能であ
る。
【０１２７】実施例８． 図１２は、図１０とは別の方法で設定周波数ｆ0 を可変
にするために図１のＡに示す回路部分において、キャパ
シタＣａ，Ｃｂに、逆バイアスされたダイオードを並列
に接続してこれを可変容量化した例である。
【０１２８】図１２において、ＶＣａ，ＶＣｂはそれぞ
れキャパシタＣａ，Ｃｂに並列に接続されたダイオー
ド、ＲＧ２は制御電圧入力端子ＶＧ２の一端と出力端子
ＯＵＴ２との間に接続された高抵抗であり、制御電圧入
力端子ＶＧ２の他端はダイオードＶＣａ，ＶＣｂのカソ
ードに接続されている。また、図１２において、Ｃ
ａ’，Ｃｂ’はキャパシタＣａ，Ｃｂの間に互いに直列
に接続されたキャパシタである。このＶＣａ，ＶＣｂ，
ＲＧ２からなる回路は、ＶＧ２の制御入力電圧によって
ＶＣａ，ＶＣｂの容量を可変にするための回路である。
【０１２９】ここで、ＶＣａ，ＶＣｂの可変容量値が相
等しいとき、図１のＣａ，Ｃｂに相当する容量値を同時
に同程度に可変できるため、Ｖout1，Ｖout2の直交性を
保持したまま、設定周波数ｆｏを可変にできる。この設
定周波数ｆｏの変化量の一例としては、例えば各回路素
子の製造ばらつきが例えば１０％〜２０％程度であると
すると、このばらつき量を相殺する程度の可変量、即
ち、１０％〜２０％程度の可変量があればよい。従っ
て、ダイオードＶＣａ，ＶＣｂの容量値は例えば、キャ
パシタＣａ，Ｃｂの容量値の１０〜２０％、即ち、０．
０５〜０．１ｐＦ、制御電圧入力ＶＧ２の範囲は０〜５
Ｖ程度である。
【０１３０】また、この実施例においても、パラメータ
を適宜設定することにより、チャンネルの変更に使用す
ることも可能である。
【０１３１】なお、この図１２の可変容量と図１０の可
変抵抗とを併せ持つようにしてもよく、Ｖout1，Ｖout2
の直交性を保持したまま、設定周波数ｆｏをより効果的
に可変できる。
【０１３２】実施例９． 図１３は本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものであり、これは、図１１のＦＥＴＪ
４〜Ｊ７によるソースフォロワ回路をｎｐｎ型トランジ
スタＴｒ４〜Ｔｒ７により実現したものであり、これに
よりＧａＡｓＩＣ等のユニポーラトランジスタで構成さ
れたＩＣのみならず、パイポーラトランジスタで構成さ
れたＩＣにおいても、図１１の実施例と同様の効果を奏
する。
【０１３３】実施例１０． 図１４は本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものであり、これは、図１２のＦＥＴＪ
４〜Ｊ７によるソースフォロワ回路をｎｐｎ型トランジ
スタＴｒ４〜Ｔｒ７により実現したものであり、この構
成によっても、図１２の実施例と同様の効果を奏する。
【０１３４】実施例１１． 図１５は本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものである。これは、図１１のＦＥＴＪ
４〜Ｊ７によるソースフォロワ回路を省略し、、図９に
示すような、単一のＦＥＴＪ１０により相互に位相が反
転した信号を入力できるようにしたものであり、これに
より小さい回路規模で、図１１の実施例と同様の効果を
奏する。
【０１３５】実施例１２． 図１６は本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示すものである。これは、図１２のＦＥＴＪ
４〜Ｊ７によるソースフォロワ回路を省略し、、図９に
示すような、単一のＦＥＴＪ１０により相互に位相が反
転した信号を入力できるようにしたものであり、これに
より小さい回路規模で、図１２の実施例と同様の効果を
奏する。
【０１３６】実施例１３． 図１７は、もう一つの本発明の実施例における０°／９
０°／１８０°／２７０°移相回路をＦＥＴを使って構
成した例である。回路は、トランジスタ，抵抗，キャパ
シタというＩＣ化に適した素子で構成され、また入出力
バッファ等との接続が容易な形で構成されている。
【０１３７】図１７(a) において、ＴＡは一対の入力信
号のうちの正相信号が入力される正相信号入力端子，Ｔ
Ｂは正相信号とは位相が１８０°反転した逆相信号が入
力される逆相信号入力端子，ＶＤＤは電源端子，ＯＵＴ
１Ａ，ＯＵＴ２Ａ，ＯＵＴ１Ｂ，ＯＵＴ２Ｂは出力信号
端子，Ｊ１ａ，Ｊ１ｂはそのゲートに正相信号，逆相信
号がそれぞれ入力されるＦＥＴ、Ｒ１ａ，Ｒ２ａはそれ
ぞれ電源ＶＤＤとＦＥＴＪ１ａのドレインノードｎ１ａ
間，グランドとＦＥＴＪ１ａのソースノードｎ２ａ間に
接続された抵抗、Ｒ１ｂ，Ｒ２ｂはそれぞれ電源ＶＤＤ
とＦＥＴＪ１ｂのドレインノードｎ１ｂ間，グランドと
ＦＥＴＪ１ｂのソースノードｎ２ｂ間に接続された抵抗
である。
【０１３８】また、Ｒａ，Ｒｂ，Ｃａ，ＣｂとＲｃ，Ｒ
ｄ，Ｃｃ，Ｒｄは０°／９０°移相回路を構成する抵抗
とキャパシタで、Ｒａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄは抵抗、Ｃ
ａ，Ｃｂ，Ｃｃ，Ｃｄはキャパシタであり、互いに同一
の抵抗値を持つ抵抗Ｒａ，Ｒｂおよび互いに同一の容量
値を持つキャパシタＣａ，ＣｂがＦＥＴＪ１ａ，Ｊ１ｂ
のドレインノードｎ１ａ，ｎ１ｂの間に相互に直列に接
続されている。また、互いに同一の抵抗値を持つ抵抗Ｒ
ｃ，Ｒｄおよび互いに同一の容量値を持つキャパシタＣ
ｃ，ＣｄがＦＥＴＪ１ａ，Ｊ１ｂのソースノードｎ２
ａ，ｎ２ｂの間に相互に直列に接続されている。
【０１３９】また、Ｖ１ａ，Ｖ２ａ（＝−Ｖ１ａ）は各
々ｎ１ａ，ｎ２ａのノードの電圧、Ｖ１ｂ，Ｖ２ｂ（＝
−Ｖ１ｂ）は各々ｎ１ｂ，ｎ２ｂのノードの電圧、Ｖou
t1a，Ｖout2a ，Ｖout1b ，Ｖout2b は各々ＯＵＴ１，
ＯＵＴ２，ＯＵＴ３，ＯＵＴ４の電圧である。
【０１４０】図１７(a) で、ＦＥＴＪ１ａ、抵抗Ｒ１
ａ，Ｒ２ａとＦＥＴＪ１ｂ、抵抗Ｒ１ｂ，Ｒ２ｂからな
る回路は位相分割回路であり、ＴＡ，ＴＢの互いに逆相
の信号はその前段に図１のような差動増幅器を配置する
ことによって得られる。
【０１４１】図１７(b) は、図１７(a) の０°／９０°
／１８０°／２７０°移相回路の設定周波数ｆ0 におけ
るＶ１ａ，Ｖ２ａ（＝−Ｖ１ａ），Ｖ１ｂ，Ｖ２ｂ（＝
−Ｖ１ｂ），Ｖout1a ，Ｖout2a ，Ｖout1b ，Ｖout2b
のベクトル図を示したものである。
【０１４２】この図１７(b) において、△φａはＶout1
a とＶout2a 間の、△φｂはＶout2a とＶout1b 間の、
△φｃはＶout1b とＶout2b 間の、△φｄはＶout2b と
Ｖout1a 間の位相差をそれぞれ示している。
【０１４３】この図１７(b) のベクトル図は、図２に示
す図１の回路のベクトル図をＶ１，Ｖ２を対称軸として
折り返したものであり、従って、図１，図２，図３に示
した動作原理から、設定周波数ｆｏにおいてＶout1a ，
Ｖout2a ，Ｖout1b ，Ｖout2b の振幅は相等しく、また
互いの位相差△φａ，△φｂ，△φｃ，△φｄは９０°
になり、その直交性は広帯域に得ることができることが
分かる。ただし位相分割回路を用いているので、図１の
回路ほどには広帯域に出力信号の直交性を得ることはで
きない。なお、この図１７の回路において、図１の回路
のように前段に差動増幅回路やソースフォロワ回路を設
けていないのは、この図１７の回路は図１の回路のよう
に回路に完全な対称性がないため、差動増幅回路やソー
スフォロワ回路を設けた場合に、その素子定数の調整が
必要となり、これが面倒だからである。
【０１４４】実施例１４． 図１８は、本発明の他の実施例による０°／９０°／１
８０°／２７０°移相回路を示すものであり、これは、
図１７の結合コンデンサの代りにバイアス回路を設けた
ものである。即ち、この図１８において、Ｒ３ａ〜Ｒ６
ａ，Ｄ１ａ〜Ｄ５ａ，ＣｏａとＲ３ｂ〜Ｒ６ｂ，Ｄ１ｂ
〜Ｄ５ｂ，Ｃｏｂからなる回路は、次段に接続される差
動増幅回路等の高入力インピーダンス回路に対してバイ
アスを与えるための回路例であり、Ｒ１ｂ〜Ｒ６ａ，Ｒ
１ｂ〜Ｒ６ｂは抵抗、Ｄ１ａ〜Ｄ５ａ，Ｄ１ｂ〜Ｄ５ｂ
はダイオード、Ｃｏａ，ＣｏｂはＡＣ接地用のキャパシ
タである。
【０１４５】実施例１５． 図１９は、本発明のさらに他の実施例による０°／９０
°／１８０°／２７０°移相回路を示すものであり、こ
れは、図１７のＦＥＴＪ１ａ，Ｊ１ｂの代りにｎｐｎ型
バイポーラトランジスタＴｒ１ａ，Ｔｒ１ｂを使用する
ようにしたものである。
【０１４６】実施例１６． 図２０は、本発明のさらに他の実施例による０°／９０
°／１８０°／２７０°移相回路を示すものであり、こ
れは、図１８のＦＥＴＪ１ａ，Ｊ１ｂの代りにｎｐｎ型
バイポーラトランジスタＴｒ１ａ，Ｔｒ１ｂを使用する
ようにしたものである。
【０１４７】実施例１７． また図１１に示したのと同様の構成により、この０°／
９０°／１８０°／２７０°移相回路においても設定周
波数を可変にできることは言うまでもなく、例えば、抵
抗ＲａとＲｂの間にＦＥＴＪａ，Ｊｂを相互に直列に設
けるとともに、抵抗ＲｃとＲｄの間にＦＥＴＪｃ，Ｊｄ
を相互に直列に設け、これをそれぞれ別個の制御信号Ｖ
Ｇ１，ＶＧ３で制御する等の構成にすればよい。
【０１４８】実施例１８． また図１２に示したのと同様の構成により、この０°／
９０°／１８０°／２７０°移相回路においても設定周
波数を可変にできることは言うまでもなく、例えば、キ
ャパシタＣａとＣｂに相互に並列にダイオードＶＣａ，
ＶＣｂを設けるとともに、キャパシタＣｃとＣｄに相互
に並列にダイオードＶＣｃ，ＶＣｄを設け、これをそれ
ぞれ別個の制御信号ＶＧ２，ＶＧ４で制御する等の構成
にすればよい。
【０１４９】
【発明の効果】以上のように、この発明に係る移相回路
によれば、互いに逆相の信号を入力する第１，第２の入
力ノードと、互いに同じ抵抗値を持った第１，第２の抵
抗からなりその一端が上記第１の入力ノードに接続され
た第１の直列接続体と、互いに同じ容量値を持った第
１，第２のキャパシタからなり上記第１の直列接続体の
他端と上記第２の入力ノードとの間に接続された第２の
直列接続体と、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間のノ
ードおよび上記第１のキャパシタと第２のキャパシタと
の間のノードにそれぞれ接続された第１，第２の出力ノ
ードとを設けることによって、互いに９０°の位相差を
持った出力信号を取出すように構成したので、単一の電
流経路で位相が互いに直交する出力電圧を発生でき、従
来の微分・積分回路を利用した０°／９０°移相回路と
同等の振幅特性を有し、かつ同等の広帯域にわたって直
交性を保つことができるばかりでなく、素子ばらつきに
強く、また素子ばらつきの調整用の回路を組み込んだと
してもその影響がなく、実際の直交変調器に容易に組込
むことができる効果がある。
【０１５０】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記第１の抵抗と第２の抵抗を共に可変量が等しい可変
抵抗にするようにしたので、その中心周波数を容易に可
変制御できる効果がある。
【０１５１】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記可変抵抗を、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に
直列に介挿入されそのゲートと共通接続された電極間に
抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型トラ
ンジスタを有するように構成したので、可変抵抗を可動
部分のない素子で構成できる効果がある。
【０１５２】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記第１の容量と第２の容量を共に可変量が等しい可変
容量にするようにしたので、その中心周波数を容易に可
変制御できる効果がある。
【０１５３】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記可変容量を、上記第１，第２のキャパシタに並列か
つ互いに逆方向になるように接続されそのアノード・カ
ソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイ
オードを有するように構成したので、可変容量を可動部
分のない素子で構成できる効果がある。
【０１５４】また、この発明に係る移相回路によれば、
第１，第２の抵抗および第１，第２のキャパシタが、互
いに逆相の信号が入力される第１，第３の入力ノード間
に相互に直列接続されるとともに、第３，第４の抵抗お
よび第３，第４のキャパシタが、互いに逆相の信号が入
力される第２，第４の入力ノード間に相互に直列接続さ
れているので、単一の電流経路で位相が互いに直交する
出力電圧を発生でき、従来の微分・積分回路を利用した
０°／９０°移相回路と同等の振幅特性を有し、かつ広
帯域にわたって直交性を保つことができるばかりでな
く、素子ばらつきに強く、また素子ばらつきの調整用の
回路を組み込んだとしてもその影響がなく、実際の直交
変調器に容易に組込むことができる効果がある。
【０１５５】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記第１の抵抗と第２の抵抗および上記第３の抵抗と第
４の抵抗を共に可変量が等しい可変抵抗にするようにし
たので、その中心周波数を容易に可変制御できる効果が
ある。
【０１５６】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記可変抵抗を、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に
直列に介挿入されそのゲートと共通接続された電極間に
抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型トラ
ンジスタ、および上記第３の抵抗と第４の抵抗との間に
直列に介挿入されそのゲートと共通接続された電極間に
抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効果型トラ
ンジスタを有するように構成したので、可変抵抗を可動
部分のない素子で構成できる効果がある。
【０１５７】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記第１の容量と第２の容量および上記第３の容量と第
４の容量を共に可変量が等しい可変容量にするようにし
たので、その中心周波数を容易に可変制御できる効果が
ある。
【０１５８】また、この発明に係る移相回路によれば、
上記可変容量を、上記第１，第２のキャパシタに並列か
つ互いに逆方向になるように接続されそのアノード・カ
ソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイ
オード、および上記第３，第４のキャパシタに並列かつ
互いに逆方向になるように接続されそのアノード・カソ
ード間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイオ
ードを有するように構成したので、可変容量を可動部分
のない素子で構成できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による０°／９０°移相回路
を示す図。
【図２】図１の回路における出力信号のベクトル図。
【図３】図１の回路の出力信号の周波数特性を示す図。
【図４】図１の回路の移相回路の抵抗値が大きくなった
場合のベクトル図。
【図５】図１の回路の移相回路の容量値が小さくなった
場合のベクトル図。
【図６】本発明の他の実施例による０°／９０°移相回
路を示す図。
【図７】本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示す図。
【図８】本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示す図。
【図９】本発明のさらに他の実施例による０°／９０°
移相回路を示す図。
【図１０】本発明のさらに他の実施例による０°／９０
°移相回路を示す図。
【図１１】図１の回路の移相回路の抵抗を可変抵抗化し
た例を示す図。
【図１２】図１の回路の移相回路の容量を可変容量化し
た例を示す図。
【図１３】図１１の回路の移相回路の抵抗を可変抵抗化
した例を示す図。
【図１４】図１２の回路の移相回路の容量を可変容量化
した例を示す図。
【図１５】図９の回路の移相回路の抵抗を可変抵抗化し
た例を示す図。
【図１６】図１０の回路の移相回路の容量を可変容量化
した例を示す図。
【図１７】本発明の一実施例による０°／９０°／１８
０°／２７０°移相回路を示す図およびその出力信号の
ベクトル図。
【図１８】本発明の他の実施例による０°／９０°／１
８０°／２７０°移相回路を示す図。
【図１９】本発明のさらに他の一実施例による０°／９
０°／１８０°／２７０°移相回路を示す図。
【図２０】本発明のさらに他の実施例による０°／９０
°／１８０°／２７０°移相回路を示す図。
【図２１】本発明が適用される装置の一例である携帯電
話の構成を示すブロック図。
【図２２】アナログ伝送方式およびディジタル変調方式
を対比して示す図。
【図２３】９０°移相器内蔵型の直交変調器のブロック
図の例を示す図。
【図２４】９０°移相器内蔵型の直交変調器のブロック
図の例を示す図。
【図２５】従来の全域通過回路を用いた０°／９０°移
相回路の例を示す図。
【図２６】図２５の回路における出力信号のベクトル
図。
【図２７】従来の微分・積分回路を用いた０°／９０°
移相回路の例を示す図。
【図２８】図２７の回路における出力信号のベクトル
図。
【図２９】図２７の回路の出力信号の周波数特性を示す
図。
【図３０】図２７の回路の移相回路の抵抗値が大きくな
った場合のベクトル図。
【図３１】特開平２−１２７８４４号公報に示された直
交変調器の回路構成図。
【図３２】図３１の回路の動作を示す出力信号のベクト
ル図。
【図３３】特開平２−１２７８４４号公報に示された他
の直交変調器の回路構成図。
【図３４】特開平２−１２７８４４号公報に示された他
の直交変調器の回路構成図。
【図３５】図３１の回路が適用される直交変調器を示す
図。
【図３６】特開平３−２５８０５６号公報に示された直
交変調器の回路構成図。
【図３７】図３６の回路の各部の信号波形を示す図。
【符号の説明】
Ｊ１ａ，Ｊ１ｂ ＦＥＴ Ｊ１〜Ｊ７ ＦＥＴ Ｄ１〜Ｄ５ ダイオード Ｄ１ａ〜Ｄ５ａ ダイオード Ｄ１ｂ〜Ｄ５ｂ ダイオード Ｒａ〜Ｒｄ 移相回路用抵抗 Ｒ１〜Ｒ９ 抵抗 Ｒ１ａ〜Ｒ６ａ 抵抗 Ｒ１ｂ〜Ｒ６ｂ 抵抗 ＲＧ１，ＲＧ２ 高抵抗 Ｃａ〜Ｃｄ 移相回路用キャパシタ Ｃｏ，Ｃｏａ，Ｃｏｂ ＡＣ接地用キャパシタ Ｃｐａ，Ｃｐｂ 制御回路用キャパシタ ｎ１，ｎ２，ｎ４，ｎ６ ノード ＴＡ，ＴＢ 入力信号端子 ＩＮ１，ＩＮ２ 入力信号端子 ＯＵＴ１，ＯＵＴ２ 出力信号端子 ＯＵＴ１Ａ，ＯＵＴ２Ａ，ＯＵＴ１Ｂ，ＯＵＴ２Ｂ
出力信号端子 ＶＣＳ 定電流源バイアス端子 ＶＤＤ 電源端子 ＶＧ１，ＶＧ２ 制御電圧入力端子 Ｖ1 ，Ｖ2 ノード電圧 Ｖ１ａ，Ｖ２ｂ，Ｖ１ｂ，Ｖ２ｂ ノード電圧 Ｖout1，Ｖout2，Ｖout1a ，Ｖout2a ，Ｖout1b ，Ｖou
t2b ノード電圧 △φ，θ 出力電圧間の移相差

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 入力信号を、その位相が互いに９０°の
    位相差を持つ２つの信号に分離して出力する移相回路に
    おいて、 互いに逆相の信号を入力する第１，第２の入力ノード
    と、 互いに同じ抵抗値を持った第１，第２の抵抗からなりそ
    の一端が上記第１の入力ノードに接続された第１の直列
    接続体と、 互いに同じ容量値を持った第１，第２のキャパシタから
    なり上記第１の直列接続体の他端と上記第２の入力ノー
    ドとの間に接続された第２の直列接続体と、 上記第１の抵抗と第２の抵抗との間のノードおよび上記
    第１のキャパシタと第２のキャパシタとの間のノードに
    それぞれ接続され、互いに９０°の位相差を持った出力
    信号を取出す第１，第２の出力ノードとを備えたことを
    特徴とする移相回路。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の移相回路において、 上記 第１の抵抗と第２の抵抗を共に可変量が等しい可変
    抵抗にすることにより、その中心周波数を可変に制御す
    ることを特徴とする移相回路。
  3. 【請求項３】 請求項２記載の移相回路において、 上記可変抵抗は、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に
    直列接続されて介挿入されそのゲートと共通接続された
    電極間に抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効
    果型トランジスタを有することを特徴とする移相回路。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の移相回路において、 上記第１の容量と第２の容量を共に可変量が等しい可変
    容量にすることにより、その中心周波数を可変に制御す
    ることを特徴とする移相回路。
  5. 【請求項５】 請求項４記載の移相回路において、 上記可変容量は、上記第１，第２のキャパシタに並列か
    つ互いに逆方向になるように接続されそのアノード・カ
    ソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つのダイ
    オードを有することを特徴とする移相回路。
  6. 【請求項６】 入力信号を、その位相が互いに９０°の
    位相差を持つ４つの信号に分離して出力する移相回路に
    おいて、 互いに逆相の信号を入力する第１，第２の入力ノード
    と、 上記第２，第１のノードとそれぞれ同相の信号を入力す
    る第３，第４の入力ノードと、 互いに同じ抵抗値を持った第１，第２の抵抗からなりそ
    の一端が上記第１の入力ノードに接続された第１の直列
    接続体と、 互いに同じ容量値を持った第１，第２のキャパシタから
    なり上記第１の直列接続体の他端と上記第３の入力ノー
    ドとの間に接続された第２の直列接続体と、 互いに同じ抵抗値を持った第３，第４の抵抗からなりそ
    の一端が上記第２の入力ノードに接続された第３の直列
    接続体と、 互いに同じ容量値を持った第３，第４のキャパシタから
    なり上記第３の直列接続体の他端と上記第４の入力ノー
    ドとの間に接続された第４の直列接続体と、 上記第１の抵抗と第２の抵抗との間のノード，上記第１
    のキャパシタと第２のキャパシタとの間のノード，上記
    第３の抵抗と第４の抵抗および上記第３のキャパシタと
    第４のキャパシタとの間のノードにそれぞれ接続され、
    それぞれが互いに９０°ずつの位相差を持った４つの出
    力信号を取出す第１，第２，第３，第４の出力ノードと
    を備えたことを特徴とする移相回路。
  7. 【請求項７】 請求項６記載の移相回路において、 上記第１の抵抗と第２の抵抗および上記第３の抵抗と第
    ４の抵抗を共に可変量が等しい可変抵抗にすることによ
    り、その中心周波数を可変に制御することを特徴とする
    移相回路。
  8. 【請求項８】 請求項７記載の移相回路において、 上記可変抵抗は、上記第１の抵抗と第２の抵抗との間に
    直列接続されて介挿入されそのゲートと共通接続された
    電極間に抵抗値可変用の電圧が印加される２つの電界効
    果型トランジスタ、および、上記第３の抵抗と第４の抵
    抗との間に直列接続されて介挿入されそのゲートと共通
    接続された電極間に抵抗値可変用の電圧が印加される２
    つの電界効果型トランジスタを有することを特徴とする
    移相回路。
  9. 【請求項９】 請求項６記載の移相回路において、 上記第１の容量と第２の容量および上記第３の容量と第
    ４の容量を共に可変量が等しい可変容量にすることによ
    り、その中心周波数を可変に制御することを特 徴とする
    移相回路。
  10. 【請求項１０】 請求項９記載の移相回路において、 上記可変容量として、上記第１，第２のキャパシタに並
    列かつ互いに逆方向になるように接続されそのアノード
    ・カソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つの
    ダイオード、および、上記第３，第４のキャパシタに並
    列かつ互いに逆方向になるように接続されそのアノード
    ・カソード間に容量値可変用の電圧が印加される２つの
    ダイオードを有することを特徴とする移相回路。
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