JPH0652854B2 - 可変移相回路 - Google Patents
可変移相回路Info
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- JPH0652854B2 JPH0652854B2 JP28122984A JP28122984A JPH0652854B2 JP H0652854 B2 JPH0652854 B2 JP H0652854B2 JP 28122984 A JP28122984 A JP 28122984A JP 28122984 A JP28122984 A JP 28122984A JP H0652854 B2 JPH0652854 B2 JP H0652854B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は可変移相回路に関し、例えば長さ角度などの変
位量を、磁気的なスケール（これを磁気スケールと呼
ぶ）を用いて測定する変位量測定装置に適用して好適な
ものである。
位量を、磁気的なスケール（これを磁気スケールと呼
ぶ）を用いて測定する変位量測定装置に適用して好適な
ものである。
この種の変位量測定装置として従来特公昭50-25817号公
報に記載のものが提案されている。この変位量測定装置
は、第９図に示すように帯状、又は棒状の磁体性材料で
なる磁気スケール１上に波長λ（例えばλ＝ 200〔μ
ｍ〕）の矩形波、又は正弦波でなる目盛信号を予め記録
しておき、この磁気スケール１を被測定対象物に取付け
る。この磁気スケール１には、次式で表される間隔Ｌを
保つて一対の磁気ヘツド２及び２Ｂが配設されている。
報に記載のものが提案されている。この変位量測定装置
は、第９図に示すように帯状、又は棒状の磁体性材料で
なる磁気スケール１上に波長λ（例えばλ＝ 200〔μ
ｍ〕）の矩形波、又は正弦波でなる目盛信号を予め記録
しておき、この磁気スケール１を被測定対象物に取付け
る。この磁気スケール１には、次式で表される間隔Ｌを
保つて一対の磁気ヘツド２及び２Ｂが配設されている。
ただし、ｎはヘツド２Ａ及び２Ｂ間において磁気スケー
ル１上に記録されている目盛信号の波数を表す。
ル１上に記録されている目盛信号の波数を表す。
ここで磁気ヘツド２Ａ及び２Ｂは、磁気スケール１が相
対的に位置が変位することによつて、ヘッド２Ａ及び２
Ｂが対向する目盛信号の記録位置が変位したとき、各記
録位置に記録されている目盛信号の磁界の強さを応答す
る検出信号ＳＡ及びＳＢをそれぞれ発生し得るいわゆる
磁界応答型磁気ヘツドが用いられる。この種の磁気ヘツ
ドとしては、特公昭50-25817号公報に記載されているよ
うに、磁気コアの可飽和コア部に巻装した励磁コイルに
所定の周波数のキヤリア信号を流し、かくして磁気コア
に生ずる磁束を、検出コイルによつて磁気スケール１か
らピツクアツプした磁界によつて変調することにより、
検出信号ＳＡ及びＳＢを得るようにした構成のものを用
い得る。
対的に位置が変位することによつて、ヘッド２Ａ及び２
Ｂが対向する目盛信号の記録位置が変位したとき、各記
録位置に記録されている目盛信号の磁界の強さを応答す
る検出信号ＳＡ及びＳＢをそれぞれ発生し得るいわゆる
磁界応答型磁気ヘツドが用いられる。この種の磁気ヘツ
ドとしては、特公昭50-25817号公報に記載されているよ
うに、磁気コアの可飽和コア部に巻装した励磁コイルに
所定の周波数のキヤリア信号を流し、かくして磁気コア
に生ずる磁束を、検出コイルによつて磁気スケール１か
らピツクアツプした磁界によつて変調することにより、
検出信号ＳＡ及びＳＢを得るようにした構成のものを用
い得る。
ヘツド２Ａ及び２Ｂの検出信号ＳＡ及びＳＢは、それぞ
れ位相検出回路５の出力増幅回路３Ａ及び３Ｂにおいて
次式で表される検出電圧信号ｅ1 及びｅ2 に変換され
る。
れ位相検出回路５の出力増幅回路３Ａ及び３Ｂにおいて
次式で表される検出電圧信号ｅ1 及びｅ2 に変換され
る。
この検出電圧信号ｅ1 及びｅ2 は合成回路４において合
成されて次式 によつて表される検出出力信号ｅ3 として送出される。
なお、（２）式〜（４）式において、Ｅ1 〜Ｅ3 は振
幅、ω0 はキヤリア角周波数、ｘはヘツド２Ａ及び２Ｂ
に対する磁気スケール１の相対的変位量である。
成されて次式 によつて表される検出出力信号ｅ3 として送出される。
なお、（２）式〜（４）式において、Ｅ1 〜Ｅ3 は振
幅、ω0 はキヤリア角周波数、ｘはヘツド２Ａ及び２Ｂ
に対する磁気スケール１の相対的変位量である。
このようにして、一対のヘツド２Ａ及び２Ｂから互いに
90゜の位相差を有する検出信号ｅ1 及びｅ2 を発生させ
ると共に、これを合成することによつて、相対的変位量
ｘによつて決まる位相を有するキヤリヤ周波数の検出出
力信号ｅ3 を得ることができ、かくして検出出力信号ｅ
3 の位相を（４）式に基づいて判別することにより、相
対的変位量ｘ（従つて被測定対象の長さ、角度などの変
位量）を測定することができる。
90゜の位相差を有する検出信号ｅ1 及びｅ2 を発生させ
ると共に、これを合成することによつて、相対的変位量
ｘによつて決まる位相を有するキヤリヤ周波数の検出出
力信号ｅ3 を得ることができ、かくして検出出力信号ｅ
3 の位相を（４）式に基づいて判別することにより、相
対的変位量ｘ（従つて被測定対象の長さ、角度などの変
位量）を測定することができる。
ところで、この構成の変位量測定装置において、一対の
磁気ヘツド２Ａ及び２Ｂの相対位置間隔を、目盛信号90
゜分の位相差をもつた位置に高い精度で、位置決めでき
ないと、正しく90゜の位相差をもつ検出電圧信号ｅ1 及
びｅ2 が得られなくなるので、原理上、（４）式に基づ
いて得られる検出出力信号ｅ3 に、誤差が混入すること
を避け得ない。従つて、一対のヘツド２Ａ及び２Ｂ間の
距離Ｌを、高い精度で90゜の位相差に相当する位置に位
置決めしなければならない。
磁気ヘツド２Ａ及び２Ｂの相対位置間隔を、目盛信号90
゜分の位相差をもつた位置に高い精度で、位置決めでき
ないと、正しく90゜の位相差をもつ検出電圧信号ｅ1 及
びｅ2 が得られなくなるので、原理上、（４）式に基づ
いて得られる検出出力信号ｅ3 に、誤差が混入すること
を避け得ない。従つて、一対のヘツド２Ａ及び２Ｂ間の
距離Ｌを、高い精度で90゜の位相差に相当する位置に位
置決めしなければならない。
ところが、ヘツド２Ａ及び２Ｂ間の間隔Ｌは、機械的な
位置決め加工精度で決まるために、それほど精度を高く
することができず、これを補正するため従来、第１０図
に示すように、ＣＲ回路構成の可変位相回路１１を設け
る方法が用いられている。すなわち出力増幅回路３Ａ及
び３Ｂの一方の出力端を共通に接続して出力端子Ｔ１に
接続すると共に、他方の出力端間にコンデンサＣ１及び
可変抵抗Ｒ１の直列回路を接続して、その共通接続点を
第２の出力端子Ｔ２に接続する。
位置決め加工精度で決まるために、それほど精度を高く
することができず、これを補正するため従来、第１０図
に示すように、ＣＲ回路構成の可変位相回路１１を設け
る方法が用いられている。すなわち出力増幅回路３Ａ及
び３Ｂの一方の出力端を共通に接続して出力端子Ｔ１に
接続すると共に、他方の出力端間にコンデンサＣ１及び
可変抵抗Ｒ１の直列回路を接続して、その共通接続点を
第２の出力端子Ｔ２に接続する。
このようにすれば、出力増幅回路３Ａ及び３Ｂの出力
は、それぞれコンデンサＣ１０及び可変抵抗Ｒ１０を介
して合成されることにより、そのベクトル和でなる検出
出力信号ｅ3 が端子Ｔ１及びＴ２間に送出される。従つ
て可変抵抗Ｒ１を調整すれば、検出出力信号ｅ3 の位相
を調整することができる。
は、それぞれコンデンサＣ１０及び可変抵抗Ｒ１０を介
して合成されることにより、そのベクトル和でなる検出
出力信号ｅ3 が端子Ｔ１及びＴ２間に送出される。従つ
て可変抵抗Ｒ１を調整すれば、検出出力信号ｅ3 の位相
を調整することができる。
ところが第１０図の構成によると、出力増幅回路３Ａ及
び３Ｂによつて構成される電圧源のインピーダンスを十
分に低い値に押さえないと、可変移相回路１１によつて
検出出力信号ｅ3 の位相を回転させると、これに伴つて
検出出力信号ｅ3 の信号レベルが変動する問題がある。
び３Ｂによつて構成される電圧源のインピーダンスを十
分に低い値に押さえないと、可変移相回路１１によつて
検出出力信号ｅ3 の位相を回転させると、これに伴つて
検出出力信号ｅ3 の信号レベルが変動する問題がある。
この問題を解決するには、電圧源のインピーダンスすな
わち出力増幅回路３Ａ及び３Ｂの出力インピーダンスを
低い値に設定すれば良いと考えられるが、このようにす
ると、各出力増幅回路３Ａ及び３Ｂにおける電圧利得が
低下して、十分な出力電圧が得られなくなる問題が新た
に生ずる。
わち出力増幅回路３Ａ及び３Ｂの出力インピーダンスを
低い値に設定すれば良いと考えられるが、このようにす
ると、各出力増幅回路３Ａ及び３Ｂにおける電圧利得が
低下して、十分な出力電圧が得られなくなる問題が新た
に生ずる。
従つて、第１０図の構成によつて位相量の調整をする場
合、実際上は、位相を調整したため電圧検出信号ｅ3 の
出力レベルが変動したときには、その都度出力レベルを
再調整する煩雑な操作を行うことによつて、必要な電圧
利得を確保するようになされていた。例えば第１１図に
示すように、出力増幅回路３Ａ及び３Ｂを共通のＩＣ１
２上に搭載した場合には、可変移相回路１１を外付部品
として設けると共に、さらに他の外付部品として、出力
増幅回路３Ａ及び３ＢのＤＣバランス用可変抵抗１３Ａ
及び１３Ｂと、電圧検出信号ｅ3 のゲイン調整用可変抵
抗１４とを設け、可変移相回路１１の可変抵抗Ｒ１０を
調整したとき出力レベルが変動すれば、その都度ＤＣバ
ランス用可変抵抗１３Ａ、１３Ｂ及びゲイン調整用可変
抵抗１４を調整することにより、出力レベルの変動をで
きる限り抑えるような調整をする。
合、実際上は、位相を調整したため電圧検出信号ｅ3 の
出力レベルが変動したときには、その都度出力レベルを
再調整する煩雑な操作を行うことによつて、必要な電圧
利得を確保するようになされていた。例えば第１１図に
示すように、出力増幅回路３Ａ及び３Ｂを共通のＩＣ１
２上に搭載した場合には、可変移相回路１１を外付部品
として設けると共に、さらに他の外付部品として、出力
増幅回路３Ａ及び３ＢのＤＣバランス用可変抵抗１３Ａ
及び１３Ｂと、電圧検出信号ｅ3 のゲイン調整用可変抵
抗１４とを設け、可変移相回路１１の可変抵抗Ｒ１０を
調整したとき出力レベルが変動すれば、その都度ＤＣバ
ランス用可変抵抗１３Ａ、１３Ｂ及びゲイン調整用可変
抵抗１４を調整することにより、出力レベルの変動をで
きる限り抑えるような調整をする。
ところがこの調整を行うと、電圧検出信号ｅ3 の位相が
ずれるので、再度可変移相回路１１の可変抵抗Ｒ１０の
調整をする必要があり、この調整をすればさらに可変抵
抗１３Ａ、１３Ｂ及び１４の調整をする必要が生ずる。
このように実際上従来は、煩雑な調整作業をすることに
よつて、実用上満足し得る程度の補正条件を、試行錯誤
的な手法で見出すようになされていた。
ずれるので、再度可変移相回路１１の可変抵抗Ｒ１０の
調整をする必要があり、この調整をすればさらに可変抵
抗１３Ａ、１３Ｂ及び１４の調整をする必要が生ずる。
このように実際上従来は、煩雑な調整作業をすることに
よつて、実用上満足し得る程度の補正条件を、試行錯誤
的な手法で見出すようになされていた。
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、電圧検出
信号の位相を、出力レベルを変動させることなく調整し
得るようにすることにより、煩雑な調整作業を必要とせ
ずに簡便に移相調整をすることができるようにした簡便
な構成の可変位相回路を提案しようとするものである。
信号の位相を、出力レベルを変動させることなく調整し
得るようにすることにより、煩雑な調整作業を必要とせ
ずに簡便に移相調整をすることができるようにした簡便
な構成の可変位相回路を提案しようとするものである。
かかる問題点を解決するため本発明においては、２相入
力信号ＳＡ、ＳＢ間の相対的位相差を調整することによ
つて所定の位相差を有する２相出力信号ｅ31、ｅ32を送
出する可変移相回路において、２相入力信号ＳＡ、ＳＢ
をそれぞれ受ける第１及び第２の移相回路２２Ａ、２２
Ｂと、この第１及び第２の移相回路２２Ａ、２２Ｂの駆
動電流を制御する駆動制御信号ＩCON を発生する駆動電
流源制限回路３１とを有し、第１及び第２の移相回路２
２Ａ、２２Ｂはそれぞれ、ベースに入力信号が供給され
る第１のトランジスタＱ２、Ｑ２１を有し、可制御電流
源Ｑ８、Ｑ２７から供給される駆動電流によつて駆動さ
れる第１の差動増幅回路２３、２５と、ベースに基準電
圧ＶR が供給される第１のトランジスタＱ５、Ｑ２４を
有し、定電流源Ｑ９、Ｑ２８の駆動電流によつて駆動さ
れる第２の差動増幅回路２４、２６と、抵抗及びコンデ
ンサ（ＲＺ１及びＣＺ１）、（Ｒ１２及びＣＺ２）を直
列に接続してなり、当該直列回路の一端を上記第１の差
動増幅回路２３、２５の上記第１のトランジスタＱ２、
Ｑ２１のベースに接続し、かつ他端を第２の差動増幅回
路２４、２６の第１のトランジスタＱ５、Ｑ２４のベー
スに接続し、かつ抵抗ＲＺ１、ＲＺ２及びコンデンサＣ
Ｚ１、ＣＺ２の接続中点を上記第１及び第２の差動増幅
回路（２３及び２４）、（２５及び２６）の第２のトラ
ンジスタ（Ｑ３及びＱ４）、（Ｑ２２及びＱ２３）のベ
ースに接続してなる移相素子とを具え、駆動電流源制御
回路３１から移相量設定素子３４の移相量設定出力に対
応して得られる駆動制御信号ＩCON を、第１及び第２の
移相回路２２Ａ、２２Ｂの可制御電流源Ｑ８、Ｑ２７に
供給し、第１及び第２の移相回路２２Ａ、２２Ｂにおい
て、第１及び第２の差動増幅回路（２３及び２４）、
（２５及び２６）の出力端にそれぞれ抵抗ＲＺ１、ＲＺ
２及びコンデンサＣＺ１、ＣＺ２の降下電圧に対応して
得られる出力信号をベクトル合成することによつて移相
出力信号ｅ31、ｅ32の相対的位相差を所定の位相差に設
定するようにする。
力信号ＳＡ、ＳＢ間の相対的位相差を調整することによ
つて所定の位相差を有する２相出力信号ｅ31、ｅ32を送
出する可変移相回路において、２相入力信号ＳＡ、ＳＢ
をそれぞれ受ける第１及び第２の移相回路２２Ａ、２２
Ｂと、この第１及び第２の移相回路２２Ａ、２２Ｂの駆
動電流を制御する駆動制御信号ＩCON を発生する駆動電
流源制限回路３１とを有し、第１及び第２の移相回路２
２Ａ、２２Ｂはそれぞれ、ベースに入力信号が供給され
る第１のトランジスタＱ２、Ｑ２１を有し、可制御電流
源Ｑ８、Ｑ２７から供給される駆動電流によつて駆動さ
れる第１の差動増幅回路２３、２５と、ベースに基準電
圧ＶR が供給される第１のトランジスタＱ５、Ｑ２４を
有し、定電流源Ｑ９、Ｑ２８の駆動電流によつて駆動さ
れる第２の差動増幅回路２４、２６と、抵抗及びコンデ
ンサ（ＲＺ１及びＣＺ１）、（Ｒ１２及びＣＺ２）を直
列に接続してなり、当該直列回路の一端を上記第１の差
動増幅回路２３、２５の上記第１のトランジスタＱ２、
Ｑ２１のベースに接続し、かつ他端を第２の差動増幅回
路２４、２６の第１のトランジスタＱ５、Ｑ２４のベー
スに接続し、かつ抵抗ＲＺ１、ＲＺ２及びコンデンサＣ
Ｚ１、ＣＺ２の接続中点を上記第１及び第２の差動増幅
回路（２３及び２４）、（２５及び２６）の第２のトラ
ンジスタ（Ｑ３及びＱ４）、（Ｑ２２及びＱ２３）のベ
ースに接続してなる移相素子とを具え、駆動電流源制御
回路３１から移相量設定素子３４の移相量設定出力に対
応して得られる駆動制御信号ＩCON を、第１及び第２の
移相回路２２Ａ、２２Ｂの可制御電流源Ｑ８、Ｑ２７に
供給し、第１及び第２の移相回路２２Ａ、２２Ｂにおい
て、第１及び第２の差動増幅回路（２３及び２４）、
（２５及び２６）の出力端にそれぞれ抵抗ＲＺ１、ＲＺ
２及びコンデンサＣＺ１、ＣＺ２の降下電圧に対応して
得られる出力信号をベクトル合成することによつて移相
出力信号ｅ31、ｅ32の相対的位相差を所定の位相差に設
定するようにする。
第１及び第２の移相回路２２Ａ及び２２Ｂにおいて、そ
れぞれ、移相素子としての抵抗ＲＺ１、ＲＺ２及びコン
デンサＣＺ１、ＣＺ２を通じて２層入力信号ＳＡ、ＳＢ
に対応する電流ｉ1 及びｉ2 が流れることにより、差動
増幅回路２３、２５の出力端に、抵抗ＲＺ１、ＲＺ２の
降下電圧ＶR1、ＶR2に相当する実軸上のベクトルでなる
出力信号（ｅOR1 、−ｅOR1 ）、（ｅOR2 、−ｅOR2 ）
が得られ、かつ第２の差動増幅回路２４、２６の出力端
に、コンデンサＣＺ１、ＣＺ２の降下電圧ＶC1、ＶC2に
相当する虚軸上のベクトルで表される出力電圧
（ｅOC1 、−ｅOC1 ）、（ｅOC2 、−ｅOC2 ）が得られ
る。 かくして得られる実軸上のベクトル及び虚軸上の
ベクトルで表される第１及び第２の差動増幅回路の出力
は、必要に応じて選定され、互いにベクトル合成されて
位相出力ｅ31及びｅ32として送出される。
れぞれ、移相素子としての抵抗ＲＺ１、ＲＺ２及びコン
デンサＣＺ１、ＣＺ２を通じて２層入力信号ＳＡ、ＳＢ
に対応する電流ｉ1 及びｉ2 が流れることにより、差動
増幅回路２３、２５の出力端に、抵抗ＲＺ１、ＲＺ２の
降下電圧ＶR1、ＶR2に相当する実軸上のベクトルでなる
出力信号（ｅOR1 、−ｅOR1 ）、（ｅOR2 、−ｅOR2 ）
が得られ、かつ第２の差動増幅回路２４、２６の出力端
に、コンデンサＣＺ１、ＣＺ２の降下電圧ＶC1、ＶC2に
相当する虚軸上のベクトルで表される出力電圧
（ｅOC1 、−ｅOC1 ）、（ｅOC2 、−ｅOC2 ）が得られ
る。 かくして得られる実軸上のベクトル及び虚軸上の
ベクトルで表される第１及び第２の差動増幅回路の出力
は、必要に応じて選定され、互いにベクトル合成されて
位相出力ｅ31及びｅ32として送出される。
第２の差動増幅回路２４、２６の定電流源Ｑ９、Ｑ２８
によつて駆動されるのに対して、第１の差動増幅回路２
３、２５は共通に設けられた駆動電流源制御回路３１の
駆動制御信号ＩCON によつて同時に駆動制御される。従
つて第１及び第２の移相回路２２Ａ及び２２Ｂから送出
される出力信号ｅ31及びｅ32の位相が駆動制御信号に応
じて可変し、かくして移相出力信号ｅ31、ｅ32間の相対
的位相差を必要に応じて設定することができる。
によつて駆動されるのに対して、第１の差動増幅回路２
３、２５は共通に設けられた駆動電流源制御回路３１の
駆動制御信号ＩCON によつて同時に駆動制御される。従
つて第１及び第２の移相回路２２Ａ及び２２Ｂから送出
される出力信号ｅ31及びｅ32の位相が駆動制御信号に応
じて可変し、かくして移相出力信号ｅ31、ｅ32間の相対
的位相差を必要に応じて設定することができる。
かくするにつき、第１及び第２の移相回路２２Ａ及び２
２Ｂが共通の駆動制御信号ＩCON によつて制御されてい
ることにより、移相出力信号ｅ31、ｅ32の絶対値の比率
を常に一定値に維持し得、従つて移相出力信号ｅ31及び
ｅ32の位相を設定変更したとき、その都度移相回路２２
Ａ及び２２Ｂをレベル再調整する必要性をなくし得る。
２Ｂが共通の駆動制御信号ＩCON によつて制御されてい
ることにより、移相出力信号ｅ31、ｅ32の絶対値の比率
を常に一定値に維持し得、従つて移相出力信号ｅ31及び
ｅ32の位相を設定変更したとき、その都度移相回路２２
Ａ及び２２Ｂをレベル再調整する必要性をなくし得る。
以下図面について本発明の一実施例を詳述する。第１図
は全体として可変移相回路を示し、第９図について上述
したと同様にして、一方の磁気ヘツド２Ａの検出信号Ｓ
Ａを電圧入力として受ける第１の移相回路２２Ａと、他
方の磁気ヘツド２Ｂの検出信号ＳＢを受ける第２の移相
回路２２Ｂとを有する。
は全体として可変移相回路を示し、第９図について上述
したと同様にして、一方の磁気ヘツド２Ａの検出信号Ｓ
Ａを電圧入力として受ける第１の移相回路２２Ａと、他
方の磁気ヘツド２Ｂの検出信号ＳＢを受ける第２の移相
回路２２Ｂとを有する。
移相回路２２Ａは一対の差動増幅回路２３及び２４を具
え、入力用トランジスタＱ１を介して差動増幅回路２３
のトランジスタＱ２のベースに検出信号ＳＡを受けると
共に、基準電圧用トランジスタＱ６を介して差動増幅回
路２４のトランジスタＱ５のベースに基準電源２５の基
準電圧ＶR を受ける。
え、入力用トランジスタＱ１を介して差動増幅回路２３
のトランジスタＱ２のベースに検出信号ＳＡを受けると
共に、基準電圧用トランジスタＱ６を介して差動増幅回
路２４のトランジスタＱ５のベースに基準電源２５の基
準電圧ＶR を受ける。
差動増幅回路２３のトランジスタＱ２と共に差動対を構
成するトランジスタＱ３のベースは、差動増幅回路２４
のトランジスタＱ５と共に差動対を構成するトランジス
タＱ４のベースに接続されている。
成するトランジスタＱ３のベースは、差動増幅回路２４
のトランジスタＱ５と共に差動対を構成するトランジス
タＱ４のベースに接続されている。
これに加えて、入力用トランジスタＱ１のエミツタ及び
基準電圧用トランジスタＱ６のエミツタ間には、移相素
子として動作する抵抗ＲＺ１及びＣＺ１の直列回路が接
続され、その接続中点がトランジスタＱ３及びＱ４のベ
ースに接続される。これにより、一方の差動対を構成す
るトランジスタＱ２及びＱ３のコレクタ側に、抵抗ＲＺ
１を通じて流れる電流ｉ1 によつて生ずる降下電圧ＶR1
に対応する出力電圧ｅOR1 、−ｅOR1 を得ることができ
ると共に、他方の差動対を構成するトランジスタＱ４及
びＱ５のコレクタ側に、コンデンサＣＺ１を通じて流れ
る電流ｉ1 によつて生ずる降下電圧ＶC1に対応する出力
電圧ｅOC1 、−ｅOC1 を得ることができる。
基準電圧用トランジスタＱ６のエミツタ間には、移相素
子として動作する抵抗ＲＺ１及びＣＺ１の直列回路が接
続され、その接続中点がトランジスタＱ３及びＱ４のベ
ースに接続される。これにより、一方の差動対を構成す
るトランジスタＱ２及びＱ３のコレクタ側に、抵抗ＲＺ
１を通じて流れる電流ｉ1 によつて生ずる降下電圧ＶR1
に対応する出力電圧ｅOR1 、−ｅOR1 を得ることができ
ると共に、他方の差動対を構成するトランジスタＱ４及
びＱ５のコレクタ側に、コンデンサＣＺ１を通じて流れ
る電流ｉ1 によつて生ずる降下電圧ＶC1に対応する出力
電圧ｅOC1 、−ｅOC1 を得ることができる。
第１の移相回路２２Ａの場合、各差動対の正相側トラン
ジスタＱ３及びＱ５のコレクタが出力用抵抗Ｒ３に共通
に接続されると共に、その共通接続点から出力端子ＴＯ
１に対して出力電圧ｅ31を導出するようになされてい
る。
ジスタＱ３及びＱ５のコレクタが出力用抵抗Ｒ３に共通
に接続されると共に、その共通接続点から出力端子ＴＯ
１に対して出力電圧ｅ31を導出するようになされてい
る。
ここで、基準電圧用トランジスタＱ６のエミツタ電圧に
対して入力用トランジスタＱ１のエミツタ電圧が検出信
号ＳＡに従つて変化することによつて、移相素子を構成
する抵抗ＲＺ１及びＣＺ１を通じて流れる電流ｉ1 はヘ
ツド２Ａの検出信号ＳＡを電圧源とする第２図に示すよ
うな等価回路によつて表すことができる。すなわちヘツ
ド２Ａに関連して形成される電圧源ｅに対して、直列に
抵抗ＲＺ１及びＣＺ１でなる抵抗Ｒ及びＣを直列に接続
した構成となり、この直列回路には次式 ｉ＝Ｉm sin(ωｔ−θ) ……（５） によつて表される電流ｉが流れると、電圧ｅの値は次式 で示すように、抵抗Ｒ及びコンデンサＣにおける降下電
圧のベクトル和として求めることができる。
対して入力用トランジスタＱ１のエミツタ電圧が検出信
号ＳＡに従つて変化することによつて、移相素子を構成
する抵抗ＲＺ１及びＣＺ１を通じて流れる電流ｉ1 はヘ
ツド２Ａの検出信号ＳＡを電圧源とする第２図に示すよ
うな等価回路によつて表すことができる。すなわちヘツ
ド２Ａに関連して形成される電圧源ｅに対して、直列に
抵抗ＲＺ１及びＣＺ１でなる抵抗Ｒ及びＣを直列に接続
した構成となり、この直列回路には次式 ｉ＝Ｉm sin(ωｔ−θ) ……（５） によつて表される電流ｉが流れると、電圧ｅの値は次式 で示すように、抵抗Ｒ及びコンデンサＣにおける降下電
圧のベクトル和として求めることができる。
（５）式及び（６）式において、Ｉm は電流ｉの振幅、
ωはヘツドから得られる検出信号のキヤリア角周波数、
θは位相角である。
ωはヘツドから得られる検出信号のキヤリア角周波数、
θは位相角である。
ここで位相角θは次式 で表され、第３図に示すように抵抗Ｒの降下電圧ｅ
R と、コンデンサＣの降下電圧−ｅC とをベクトル合成
して得られる電圧ｅと、実軸上の電圧ｅR との位相差を
表しており、抵抗Ｒ及びコンデンサＣの値によつて位相
角−θが決まる。例えば ωＣＲ＝１ ……（８） のように抵抗Ｒ及びコンデンサＣの値を選定すれば、位
相角−θの値は45゜になる。
R と、コンデンサＣの降下電圧−ｅC とをベクトル合成
して得られる電圧ｅと、実軸上の電圧ｅR との位相差を
表しており、抵抗Ｒ及びコンデンサＣの値によつて位相
角−θが決まる。例えば ωＣＲ＝１ ……（８） のように抵抗Ｒ及びコンデンサＣの値を選定すれば、位
相角−θの値は45゜になる。
このようにして移相回路２２Ａは、ヘツド２Ａの検出信
号ＳＡの位相を−θだけ位相回転させた出力信号ｅ31を
得ることができる。
号ＳＡの位相を−θだけ位相回転させた出力信号ｅ31を
得ることができる。
第２の移相回路２２Ｂは、第１の移相回路２２Ａと同様
の構成を有し、移相素子としての抵抗ＲＺ２及びＣＺ２
の直列回路に対してヘツド２Ｂの検出信号ＳＢが入力用
トランジスタＱ２０を介し供給され、基準電圧用トラン
ジスタＱ２５から供給される基準電源２５の基準電圧Ｖ
R を基準にして検出信号ＳＢの変化に応じた降下電圧Ｖ
R2及びＶC2に対応する出力電圧を差動対を、構成するト
ランジスタＱ２１及びＱ２２、Ｑ２３及びＱ２４のコレ
クタ側に発生させるようになされている。
の構成を有し、移相素子としての抵抗ＲＺ２及びＣＺ２
の直列回路に対してヘツド２Ｂの検出信号ＳＢが入力用
トランジスタＱ２０を介し供給され、基準電圧用トラン
ジスタＱ２５から供給される基準電源２５の基準電圧Ｖ
R を基準にして検出信号ＳＢの変化に応じた降下電圧Ｖ
R2及びＶC2に対応する出力電圧を差動対を、構成するト
ランジスタＱ２１及びＱ２２、Ｑ２３及びＱ２４のコレ
クタ側に発生させるようになされている。
第２の移相回路２２Ｂにおいては、一方の差動対の正相
側トランジスタＱ２２のコレクタ及び他方の差動対の逆
相側トランジスタＱ２３のコレクタが負荷抵抗Ｒ２６に
共通に接続され、その共通接続点が出力端子ＴＯ２に接
続されている。従つて出力端子ＴＯ２には、第４図に示
すように、第３図の場合と比較して、コンデンサ側の出
力電圧ｅc の極性が反転しているので、出力電圧ｅの位
相は＋θだけ移相することになる。かくして第２の移相
回路２２Ｂからは、移相回路２２Ａとは逆方向に＋θだ
け位相回転する位相出力ｅ32が得られることになる。
側トランジスタＱ２２のコレクタ及び他方の差動対の逆
相側トランジスタＱ２３のコレクタが負荷抵抗Ｒ２６に
共通に接続され、その共通接続点が出力端子ＴＯ２に接
続されている。従つて出力端子ＴＯ２には、第４図に示
すように、第３図の場合と比較して、コンデンサ側の出
力電圧ｅc の極性が反転しているので、出力電圧ｅの位
相は＋θだけ移相することになる。かくして第２の移相
回路２２Ｂからは、移相回路２２Ａとは逆方向に＋θだ
け位相回転する位相出力ｅ32が得られることになる。
以上の構成に加えて、移相回路２２Ａの一方の差動対を
構成するトランジスタＱ４及びＱ５には、定電流源トラ
ンジスタＱ９から定電流が供給されると共に、他方の移
相回路２２Ｂの一方の差動対を構成するトランジスタＱ
２３及びＱ２４に対して定電流源トランジスタＱ２８か
ら定電流が供給される。
構成するトランジスタＱ４及びＱ５には、定電流源トラ
ンジスタＱ９から定電流が供給されると共に、他方の移
相回路２２Ｂの一方の差動対を構成するトランジスタＱ
２３及びＱ２４に対して定電流源トランジスタＱ２８か
ら定電流が供給される。
これに対して移相回路２２Ａの他方の差動対を構成する
トランジスタＱ２及びＱ３には、可制御電流源としての
トランジスタＱ８から駆動電流が供給されると共に、移
相回路２２Ｂの他方の差動対を構成するトランジスタＱ
２１及びＱ２２に対して可制御電流源としてのトランジ
スタＱ２７から駆動電流が供給される。これらのトラン
ジスタＱ８及びＱ２７のベースには移相回路２２Ａ及び
２２Ｂに対して共通に設けられた駆動電流源制御回路３
１から制御信号ＩCON が供給される。
トランジスタＱ２及びＱ３には、可制御電流源としての
トランジスタＱ８から駆動電流が供給されると共に、移
相回路２２Ｂの他方の差動対を構成するトランジスタＱ
２１及びＱ２２に対して可制御電流源としてのトランジ
スタＱ２７から駆動電流が供給される。これらのトラン
ジスタＱ８及びＱ２７のベースには移相回路２２Ａ及び
２２Ｂに対して共通に設けられた駆動電流源制御回路３
１から制御信号ＩCON が供給される。
駆動電流源制御回路３１は、ダイオードＤ３１を含んで
なる定電流回路３２と、この定電流回路３２に直列に接
続された可制御電流源３３とを有し、その接続点がトラ
ンジスタＱ８及びＱ２７に接続され、可制御電流源３３
が移相量設定素子として設けられた可変抵抗３４から供
給される制御信号に対応した可変電流ＩV を送出し、こ
の可変電流ＩV のうち定電流回路３２に流れる定電流を
基準にして生じる変化分をトランジスタＱ８及びＱ２７
のベースに供給することによつて、トランジスタＱ２、
Ｑ３及びＱ２１、Ｑ２２に流れるＩ11及びＩ21を制御す
るようになされている。
なる定電流回路３２と、この定電流回路３２に直列に接
続された可制御電流源３３とを有し、その接続点がトラ
ンジスタＱ８及びＱ２７に接続され、可制御電流源３３
が移相量設定素子として設けられた可変抵抗３４から供
給される制御信号に対応した可変電流ＩV を送出し、こ
の可変電流ＩV のうち定電流回路３２に流れる定電流を
基準にして生じる変化分をトランジスタＱ８及びＱ２７
のベースに供給することによつて、トランジスタＱ２、
Ｑ３及びＱ２１、Ｑ２２に流れるＩ11及びＩ21を制御す
るようになされている。
かくして移相回路２２Ａ及び２２Ｂのトランジスタ対Ｑ
２、Ｑ３及びＱ２１、Ｑ２２に供給される駆動電流Ｉ11
及びＩ21が共通の駆動電流源制御回路３１によつて制御
されることにより、出力信号ｅ31及びｅ32のうち、実軸
成分ｅOR1 及びｅOR2 の値が同じ量だけ制御されること
になる。
２、Ｑ３及びＱ２１、Ｑ２２に供給される駆動電流Ｉ11
及びＩ21が共通の駆動電流源制御回路３１によつて制御
されることにより、出力信号ｅ31及びｅ32のうち、実軸
成分ｅOR1 及びｅOR2 の値が同じ量だけ制御されること
になる。
なお第１図において、４１は移相回路２２Ａ及び２２Ｂ
に対する定電流源であり、また、４２及び４３はそれぞ
れ移相回路２２Ａ及び２２Ｂに検出信号ＳＡ及びＳＢを
供給するためのバイアス電源である。
に対する定電流源であり、また、４２及び４３はそれぞ
れ移相回路２２Ａ及び２２Ｂに検出信号ＳＡ及びＳＢを
供給するためのバイアス電源である。
以上の構成において、初期条件として移相回路２２Ａの
差動対に供給される電流Ｉ11及びＩ12を互いに等しい値
になるように Ｉ11＝Ｉ12 ……（９） に選定し、同様に移相回路２２Ｂにおいて Ｉ21＝Ｉ22 ……（10） の関係に駆動電流Ｉ21及びＩ22を選定する。
差動対に供給される電流Ｉ11及びＩ12を互いに等しい値
になるように Ｉ11＝Ｉ12 ……（９） に選定し、同様に移相回路２２Ｂにおいて Ｉ21＝Ｉ22 ……（10） の関係に駆動電流Ｉ21及びＩ22を選定する。
また、移相回路２２Ａ及び２２Ｂのの移相素子ＲＺ１、
ＣＺ１及びＲＺ２、ＣＺ２の関係を ωＣZ1ＲZ1＝１ ……（11） ωＣZ2ＲZ2＝１ ……（12） に選定すると、出力信号ｅ31（第３図）の信号成分ｅ
OR1 及び−ｅOR1 の絶対値の値は互いに等しくなり、 ｜ｅOR1 ｜＝｜ｅOC1 ｜ ……（13） の関係を得ることができる。また移相回路２２Ｂの出力
信号ｅ32（第４図）の信号成分ｅOR2 及びｅOC2 の絶対
値は互いに等しく、 ｜ｅOR2 ｜＝｜ｅOC2 ｜ ……（14） の関係が得られる。
ＣＺ１及びＲＺ２、ＣＺ２の関係を ωＣZ1ＲZ1＝１ ……（11） ωＣZ2ＲZ2＝１ ……（12） に選定すると、出力信号ｅ31（第３図）の信号成分ｅ
OR1 及び−ｅOR1 の絶対値の値は互いに等しくなり、 ｜ｅOR1 ｜＝｜ｅOC1 ｜ ……（13） の関係を得ることができる。また移相回路２２Ｂの出力
信号ｅ32（第４図）の信号成分ｅOR2 及びｅOC2 の絶対
値は互いに等しく、 ｜ｅOR2 ｜＝｜ｅOC2 ｜ ……（14） の関係が得られる。
ところで差動増幅回路を構成をしている各差動対におけ
るゲインＧは で表される。ここで、ｒe は各差動対を構成するトラン
ジスタのエミツタ抵抗、ＲL はコレクタ側に接続される
負荷抵抗、ＲLXは換算抵抗、Ｉはコレクタ・エミツタを
通じて流れる駆動電流である。
るゲインＧは で表される。ここで、ｒe は各差動対を構成するトラン
ジスタのエミツタ抵抗、ＲL はコレクタ側に接続される
負荷抵抗、ＲLXは換算抵抗、Ｉはコレクタ・エミツタを
通じて流れる駆動電流である。
（15）式において、 とおくと、 と表すことができる。従つて（17）式から、各差動対を
構成する差動増幅回路のゲインＧは、駆動電流Ｉに比例
することが分かる。
構成する差動増幅回路のゲインＧは、駆動電流Ｉに比例
することが分かる。
ところが第１図において、移相回路２２Ａ及び２２Ｂの
コンデンサ側の差動対の駆動電流Ｉ12及びＩ22は一定で
あるので、そのゲインは一定値を維持するので、出力電
圧−ｅOC1 及びｅOC2 は一定値を維持する。これに対し
て抵抗側の駆動電流Ｉ11及びＩ12は、駆動電流源制御回
路３１の駆動制御電流ＩCON によつて可変制御されるの
で、当該差動対のゲインは駆動制御電流ＩCON によつて
制御され、その結果、出力電圧ｅOR1 及びｅOR2 の値が
可変制御される。
コンデンサ側の差動対の駆動電流Ｉ12及びＩ22は一定で
あるので、そのゲインは一定値を維持するので、出力電
圧−ｅOC1 及びｅOC2 は一定値を維持する。これに対し
て抵抗側の駆動電流Ｉ11及びＩ12は、駆動電流源制御回
路３１の駆動制御電流ＩCON によつて可変制御されるの
で、当該差動対のゲインは駆動制御電流ＩCON によつて
制御され、その結果、出力電圧ｅOR1 及びｅOR2 の値が
可変制御される。
この関係を第３図及び第４図について検討して見れば、
移相回路２２Ａにおいて電圧−ｅOC1 が一定であるのに
対して、電圧ｅOR1 が駆動制御電流ＩCON によつて可変
することにより、合成電圧ｅ31と、実軸との間になす角
度−θが、負方向に可変制御されることになる。
移相回路２２Ａにおいて電圧−ｅOC1 が一定であるのに
対して、電圧ｅOR1 が駆動制御電流ＩCON によつて可変
することにより、合成電圧ｅ31と、実軸との間になす角
度−θが、負方向に可変制御されることになる。
これに対して移相回路２２Ｂにおいては、電圧ｅOC2 が
一定であるのに対して、電圧ｅOR2 が駆動制御電流Ｉ
CON によつて可変制御されることにより、合成電圧ｅ32
の位相θが正方向に駆動制御される。
一定であるのに対して、電圧ｅOR2 が駆動制御電流Ｉ
CON によつて可変制御されることにより、合成電圧ｅ32
の位相θが正方向に駆動制御される。
このように合成電圧ｅ31及びｅ32が共通の駆動制御電流
ＩCON によつて互いに逆方向に移相制御されることによ
り、移相回路２２Ａ及び２２Ｂから出力される電圧ｅ31
及びｅ32の相対的位相は、駆動制御電流ＩCON によつて
互いに９０゜の位相差をもつ初期状態から、位相差が大
きくなる方向、又は小さくなる方向に可変制御されるこ
とになる。かくして移相回路２２Ａ及び２２Ｂにそれぞ
れ入力される検出信号ＳＡ及びＳＢの相対的位相を、駆
動電流源制御回路３１の移相量設定素子３４を制御する
ことによつて必要に応じた量だけ調整することができ
る。
ＩCON によつて互いに逆方向に移相制御されることによ
り、移相回路２２Ａ及び２２Ｂから出力される電圧ｅ31
及びｅ32の相対的位相は、駆動制御電流ＩCON によつて
互いに９０゜の位相差をもつ初期状態から、位相差が大
きくなる方向、又は小さくなる方向に可変制御されるこ
とになる。かくして移相回路２２Ａ及び２２Ｂにそれぞ
れ入力される検出信号ＳＡ及びＳＢの相対的位相を、駆
動電流源制御回路３１の移相量設定素子３４を制御する
ことによつて必要に応じた量だけ調整することができ
る。
かかる調整をするにつき、移相回路２２Ａ及び２２Ｂの
出力電圧ｅ31及びｅ32の絶対値は、それぞれ電圧ｅOR1
及びｅOR2 が変化すると、これに応じて変化するが、そ
の絶対値の比率は常に一定値に維持される。因みに出力
電圧ｅ31及びｅ32の絶対値は、（17）式に基づいて移相
回路２２Ａ及び２２Ｂの抵抗側の差動対のゲインが、共
通の駆動制御電流ＩCON によつて同じように制御される
ことにより、抵抗側の電圧ｅOR1 及びｅOR2 の絶対値が
同じ比率で変化することになり、かくして電圧ｅOR1 及
びｅOR2 の絶対値の比率は常に一定値に維持され、その
結果、出力電圧ｅ31及びｅ32の絶対値の相対的比率は常
に一定値に維持されることになる。
出力電圧ｅ31及びｅ32の絶対値は、それぞれ電圧ｅOR1
及びｅOR2 が変化すると、これに応じて変化するが、そ
の絶対値の比率は常に一定値に維持される。因みに出力
電圧ｅ31及びｅ32の絶対値は、（17）式に基づいて移相
回路２２Ａ及び２２Ｂの抵抗側の差動対のゲインが、共
通の駆動制御電流ＩCON によつて同じように制御される
ことにより、抵抗側の電圧ｅOR1 及びｅOR2 の絶対値が
同じ比率で変化することになり、かくして電圧ｅOR1 及
びｅOR2 の絶対値の比率は常に一定値に維持され、その
結果、出力電圧ｅ31及びｅ32の絶対値の相対的比率は常
に一定値に維持されることになる。
実験によれば、駆動制御電流ＩCON を調整することによ
つて、２相出力信号の位相を第５図に示すような移相量
だけ変更し得るのに対して、このときのゲインの変化は
第６図に示すように、実用上ほぼ一定値を維持するよう
な結果を得ることができた。
つて、２相出力信号の位相を第５図に示すような移相量
だけ変更し得るのに対して、このときのゲインの変化は
第６図に示すように、実用上ほぼ一定値を維持するよう
な結果を得ることができた。
このように２相出力信号ｅ31及びｅ32の絶対値の相対的
比率が、相対的位相が変化するにもかかわらず一定値に
維持できることは、移相回路２２Ａ及び２２Ｂからそれ
ぞれ出力電圧ｅ31及びｅ32として得られる２相信号の位
相を可変制御するにつき、各移相回路２２Ａ及び２２Ｂ
のゲイン調整をし直す必要がないことを意味しており、
従つて、第１図の構成の可変移相回路をＩＣ化する場合
に、第１１図に対応させて第７図に示すように、移相回
路についてのゲイン調整用の素子を外付部品として設け
る必要がなくなるので、この分ＩＣ４１のピン数の格段
的に少なくすることができる。
比率が、相対的位相が変化するにもかかわらず一定値に
維持できることは、移相回路２２Ａ及び２２Ｂからそれ
ぞれ出力電圧ｅ31及びｅ32として得られる２相信号の位
相を可変制御するにつき、各移相回路２２Ａ及び２２Ｂ
のゲイン調整をし直す必要がないことを意味しており、
従つて、第１図の構成の可変移相回路をＩＣ化する場合
に、第１１図に対応させて第７図に示すように、移相回
路についてのゲイン調整用の素子を外付部品として設け
る必要がなくなるので、この分ＩＣ４１のピン数の格段
的に少なくすることができる。
また第１図のように構成すれば、駆動電流源制御回路３
１の制御出力に対応して位相が変化する出力電圧ｅ31及
びｅ32を得るにつき、移相素子としての抵抗及びコンデ
ンサを差動増幅回路によつて構成したことにより、回路
上バランスの良い構成になつているので、温度特性に対
して安定に動作する可変移相回路を実現し得る。
１の制御出力に対応して位相が変化する出力電圧ｅ31及
びｅ32を得るにつき、移相素子としての抵抗及びコンデ
ンサを差動増幅回路によつて構成したことにより、回路
上バランスの良い構成になつているので、温度特性に対
して安定に動作する可変移相回路を実現し得る。
なお、第１図の実施例の場合は、移相回路２２Ａ側から
−θの移相出力を得ると共に、移相回路２２Ｂ側から＋
θの移相出力を得るようにしたが、各移相回路２２Ａ及
び２２Ｂの差動対の出力の取りかたを必要に応じて組合
わせれば、第８図に示すように、それぞれ＋θ移相回路
４２Ａ、４２Ｂ及び−θ移相回路４３Ａ、４３Ｂを構成
することができるようになつているので、これを利用し
て、移相回路２２Ａ側から＋θ移相出力を得、かつ移相
回路２２Ｂ側から−θ移相出力を得るようにしても、上
述の場合と同様の効果を得ることができる。
−θの移相出力を得ると共に、移相回路２２Ｂ側から＋
θの移相出力を得るようにしたが、各移相回路２２Ａ及
び２２Ｂの差動対の出力の取りかたを必要に応じて組合
わせれば、第８図に示すように、それぞれ＋θ移相回路
４２Ａ、４２Ｂ及び−θ移相回路４３Ａ、４３Ｂを構成
することができるようになつているので、これを利用し
て、移相回路２２Ａ側から＋θ移相出力を得、かつ移相
回路２２Ｂ側から−θ移相出力を得るようにしても、上
述の場合と同様の効果を得ることができる。
以上のように本発明によれば、２相入力信号の相対的位
相差を必要に応じて移相設定するにつき、２相信号の絶
対値の相対的比率を常に一定に維持し得る可変移相回路
を得ることができ、従って移相量を設定する際に、ゲイ
ン調整をし直すような煩雑な操作を必要としない簡便な
構成の可変移相回路を容易に実現し得る。
相差を必要に応じて移相設定するにつき、２相信号の絶
対値の相対的比率を常に一定に維持し得る可変移相回路
を得ることができ、従って移相量を設定する際に、ゲイ
ン調整をし直すような煩雑な操作を必要としない簡便な
構成の可変移相回路を容易に実現し得る。
第１図は本発明による可変移相回路の一実施例を示す接
続部、第２図はその要部の等価回路を示す接続図、第３
図及び第４図は第１図の移相回路２２Ａ及び２２Ｂの出
力電圧ｅ31及びｅ32の信号成分の説明に供するベクトル
図、第５図及び第６図は実験結果を示す曲線図、第７図
は第１図の構成をＩＣ化した場合のピンの構成を示す略
線図、第８図は本発明の他の実施例を示すブロック図、
第９図は本発明を適用し得る変位量測定装置を示すブロ
ック図、第１０図は従来の可変移相回路を示すブロック
図、第１１図は従来のＩＣのピンの構成を示す略線図で
ある。 ２２Ａ、２２Ｂ……移相回路、３１……駆動電流源制御
回路、４１……定電流源。
続部、第２図はその要部の等価回路を示す接続図、第３
図及び第４図は第１図の移相回路２２Ａ及び２２Ｂの出
力電圧ｅ31及びｅ32の信号成分の説明に供するベクトル
図、第５図及び第６図は実験結果を示す曲線図、第７図
は第１図の構成をＩＣ化した場合のピンの構成を示す略
線図、第８図は本発明の他の実施例を示すブロック図、
第９図は本発明を適用し得る変位量測定装置を示すブロ
ック図、第１０図は従来の可変移相回路を示すブロック
図、第１１図は従来のＩＣのピンの構成を示す略線図で
ある。 ２２Ａ、２２Ｂ……移相回路、３１……駆動電流源制御
回路、４１……定電流源。
Claims (1)
- 【請求項１】２相入力信号間の相対的位相差を調整する
ことによつて所定の位相差を有する２相出力信号を送出
する可変移相回路において、上記２相信号をそれぞれ受
ける第１及び第２の移相回路と、上記第１及び第２の移
相回路の駆動電流を制御する駆動制御信号を発生する駆
動電流源制御回路とを有し、上記第１及び第２の移相回
路はそれぞれ、 ａ．ベースに入力信号が供給される第１のトランジスタ
を有し、可制御電流源の駆動電流によつて駆動される第
１の差動増幅回路と、 ｂ．ベースに基準電圧が供給される第１のトランジスタ
を有し、定電流源の駆動電流によつて駆動される第２の
差動増幅回路と、 ｃ．抵抗及びコンデンサを直列に接続してなり、当該直
列回路の一端を上記第１の差動増幅回路の上記第１のト
ランジスタのベースに接続し、かつ他端を上記第２の差
動増幅回路の上記第１のトランジスタのベースに接続
し、かつ上記抵抗及びコンデンサの接続中点を上記第１
及び第２の差動増幅回路の第２のトランジスタのベース
に接続してなる移相素子と、 を具え、上記駆動電流源制御回路は移相量設定素子を有
し、かつこの移相量設定素子の移相量設定出力に対応す
る駆動制御信号を発生し、この駆動制御信号を、上記第
１及び第２の移相回路の可制御電流源に供給し、上記第
１及び第２の差動増幅回路の出力端にそれぞれ上記抵抗
及びコンデンサの降下電圧に対応して得られる出力信号
をベクトル合成することによつて、上記２相出力信号を
得ることを特徴とする可変移相回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28122984A JPH0652854B2 (ja) | 1984-12-27 | 1984-12-27 | 可変移相回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28122984A JPH0652854B2 (ja) | 1984-12-27 | 1984-12-27 | 可変移相回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61156914A JPS61156914A (ja) | 1986-07-16 |
| JPH0652854B2 true JPH0652854B2 (ja) | 1994-07-06 |
Family
ID=17636163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28122984A Expired - Fee Related JPH0652854B2 (ja) | 1984-12-27 | 1984-12-27 | 可変移相回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0652854B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2726202B2 (ja) * | 1992-08-11 | 1998-03-11 | 三菱電機株式会社 | 移相回路 |
| US5821726A (en) * | 1997-01-21 | 1998-10-13 | Power Efficiency Corp. | Balanced and synchronized phase detector for an AC induction motor controller |
-
1984
- 1984-12-27 JP JP28122984A patent/JPH0652854B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61156914A (ja) | 1986-07-16 |
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