CN110971205A - 一种高线性度的可变增益放大器以及电子装置 - Google Patents

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Abstract

本文揭示了一种可变增益放大器和电子装置，其中，该可变增益放大器包括：第一跨导级电路和第二跨导级电路，该第一跨导级电路包括：第一放大电路和第二放大电路，该第二跨导级电路包括：第三放大电路和第四放大电路，该第一放大电路和该第四放大电路构成差分输入对，该第二放大电路和该第三放大电路构成差分输入对；其中，所述第一放大电路，所述第二放大电路，所述第三放大电路和所述第四放大电路中的每个放大电路包括：多个并联的晶体管，且所述多个晶体管的偏压控制相互独立。通过对多个晶体管分别进行偏压控制，可以改善可变增益放大器的线性度。

Description

一种高线性度的可变增益放大器以及电子装置
技术领域
本申请涉及电子技术领域，尤其涉及一种高线性度的可变增益放大器及电子装置。
背景技术
自动增益控制(Automatic Gain Control，AGC)系统在诸如通信产品，存储器件，无线收发机等电子产品中有着广泛的应用。在AGC系统中，通常采用可变增益放大器(Variable Gain Amplifier，VGA)对不同幅度的输入信号进行放大，从而在VGA的输出端输出具有恒定幅度的信号。
随着第五代移动通信(5G)技术的发展，包括相控阵天线等多输入多输出(MIMO)技术将会广泛应用，相应的，阵天线技术等，对VGA的性能提出了新的要求，其除了应具备增益控制的功能外，还需具备保持不同增益状态下输出相位恒定的功能。
现有技术中，为了实现对VGA增益的有效控制通，常采用以下两种VGA结构：
第一种，电流舵(Current Steering)型可变增益放大器。
如图1所示，其中，I表示电流源，R为上拉电阻，Q0～Qn1、Q1N～Q2N表示晶体管(如三极管或者MOS管等)。该VGA的工作原理为：通过控制该VGA电路中的各共栅管(如Q0～Q2N)的导通与截止，实现信号的分流，进而实现对放大器增益的有效控制。
但是，在不同增益状态下，由于该VGA的输出节点A处接入的共栅管数量是不一样的，使得该VGA的输出节点A处的输出电容会随着该VGA增益的变化而变化，从而导致该VGA的输出相位也会随着该放大器的增益不断变化，因而无法在不同增益状态下保持输出相位的恒定。
第二种，偏压控制型可变增益放大器。
如图2所示，其中，R表示偏置电阻，Q1、Q2表示晶体管(如三极管或者MOS管等)，Vb1表示偏置电压。该VGA的工作原理可为：通过改变Q1的偏置电压Vb1，对该VGA的输出电流进行控制，以控制该VGA的输入级跨导，进而实现对该VGA增益的有效控制。
但是，由于晶体管自身的结电容和寄生电容在不同的偏置电流下具备不同的电容值，从而使得该VGA的输出相位会随着偏置电流的变化而变化，同样存在在不同增益状态下，无法保持输出相位恒定的问题。
申请人于2016年5月31日在中国专利局提出的专利申请(申请号：201610379333.9)中，提出了一种在可变增益放大器的输入级增加相位补偿网络的方案，使得可变增益放大器在不同的增益状态下，均能保证输出相位的恒定。
申请人进一步研究发现，这种方案存在线性度随着增益切换而恶化的问题，并且这一问题会随着频率的提升而更加严重。因此，亟需设计一种能够避免线性度随增益变化而恶化的VGA，以满足5G技术对相位恒定的需求。
申请内容
本申请实施例提供了一种新的可变增益放大器的电路结构，可以使得可变增益放大器在不同增益状态下，都具有较好的线性度，进而保证可变增益放大器的输出相位的恒定。
第一方面，本申请实施例提供了一种可变增益放大器，包括：第一跨导级电路和第二跨导级电路，该第一跨导级电路包括：第一放大电路和第二放大电路，该第二跨导级电路包括：第三放大电路和第四放大电路，该第一放大电路和该第四放大电路构成差分输入对，该第二放大电路和该第三放大电路构成差分输入对；其中，第一放大电路，第二放大电路，第三放大电路和第四放大电路中的每个放大电路均包括：多个并联的晶体管，且该多个晶体管的偏压控制相互独立。
本申请中，通过将第一放大电路，第二放大电路，第三放大电路或第四放大电路分别拆分为多个并联的小尺寸晶体管，并独立地对各个晶体管进行偏压控制。由于在可变增益放大器的增益从最大增益状态向下变化时，可变增益放大器的线性度主要由差分输入对中偏置电流较小的放大电路所决定，通过将放大电路由传统的一个晶体管拆分为多个并联的小尺寸晶体管，由于在小电流时，小尺寸晶体管的线性度要好于大尺寸晶体管，通过这种方式可以解决可变增益放大器在不同增益状态下的线性度恶化问题，从而改善线性度，进而使得可变增益放大器的输出信号的相位能够保持恒定。
在一种可能的实现方式中，每个放大电路中并联的晶体管的数量为2N，N为正整数。
在一种可能的实现方式中，该第一放大电路，该第二放大电路，该第三放大电路和该第四放大电路各自的结构均相同。通过对各个放大电路进行对称设计，可以是可变增益放大器保持增益动态曲线的一致性。
在一种可能的实现方式中，该第一放大电路，该第二放大电路，该第三放大电路和该第四放大电路各自输出的偏置电流满足如下关系：|ip2+in1|＝|in2+ip1|＝C；其中，ip1为该第一放大电路输出的偏置电流，ip2为该第二放大电路输出的偏置电流，in1为该第三放大电路输出的偏置电流，in2为该第四放大电路输出的偏置电流，C为常数。
基于前一种可能的实施方式，在一种可能的实施方式中，当所述可变增益放大器的增益切换时，在由所述第一放大电路和所述第四放大电路，或，由所述第二放大电路和所述第三放大电路构成的任一差分输入对中，一个放大电路中的偏置电流递减，而另一个放大电路中的偏置电流递增。通过采用这样的电流分配策略，可以在可变增益放大器在增益状态发生变化时，尽可能规避VGA的线性度随增益切换存在凹坑的问题，从而改善了VGA在增益动态范围内线性度。
在一种可能的实施方式中，偏置电流在递增或者递减时的变化量是恒定的。
在一种可能的实施方式中，可变增益放大器在增益切换的动态范围较大时的偏置电流的变化量小于在增益切换的动态范围较小时的偏置电流的变化量。通过采用不等电流步进的电流分配策略，可以实现线性的增益调整。
在一种可能的实现方式中，该可变增益放大器还包括：第一退化电路和第二退化电路，其中，该第一退化电路用于改变该第一跨导级电路中的各晶体管输出的偏置电流的线性度，该第二退化电路用于改变该第二跨导级电路中的各晶体管输出的偏置电流的线性度。通过这两个退化电路改善整个可变增益放大器的输出信号的线性度，可以使得可变增益放大器的跨导增益尽可能地随着偏置电压的变化而线性地变化。
在一种可能的实现方式中，该第一退化电路和该第二退化电路中的任一退化电路包括电阻或电感中的至少一种。
在一种可能的实现方式中，该多个晶体管为三极管。
在一种可能的实现方式中，在每个放大电路中，该多个晶体管的基极用于分别接收输入电压，该多个晶体管的发射极分别用于通过该第一退化电路或该第二退化电路耦合接地，该多个晶体管的集电极短接在一起，并用于输出偏置电流。
在一种可能的实现方式中，该多个晶体管为金属氧化物半导体管。
在一种可能的实现方式中，在每个放大电路中，该多个晶体管的栅极用于分别接收输入电压，该多个晶体管的源极分别用于通过该第一退化电路或该第二退化电路耦合接地，该多个晶体管的漏极短接在一起，并用于输出偏置电流。
第二方面，本申请实施例提供了一种电子装置，包括：射频前端，包括：分别与多个天线一一对应的多个射频通道，且该多个射频通道分别耦合至该多个天线，其中，每个射频通道包括射频接收通道或射频发射通道中的至少一种，该射频接收通道或该射频发射通道分别包括如第一方面以及第一方面的任意一种实施方式所述的可变增益放大器；合路器，耦合至该多个射频通道。
由于本申请实施例采用的可变增益放大器在不同增益状态下，都能保持较好的线性度，可以使得可变增益放大器在对信号进行放大的同时，还使得放大后的信号的相位保持恒定，进而可以避免或减小对移相器性能的恶化，满足电子装置对恒定相位的需求。
在一种可能的实现方式中，该射频接收通道还包括：低噪声放大器，放大器以及移相器，其中，该低噪声放大器的输入端耦合至与该射频接收通道对应的天线，该低噪声放大器的输出端耦合至该可变增益放大器的输入端，该可变增益放大器的输出端耦合至该放大器的输入端，该放大器的输出端耦合至该移相器的输入端，该移相器的输出端耦合至该合路器。
在一种可能的实现方式中，该射频发射通道还包括：功率放大器，放大器以及移相器，其中，该移相器的输入端耦合至该合路器，该移相器的输出端耦合至该放大器的输入端，该放大器的输出端耦合至该可变增益放大器的输入端，该可变增益放大器的输出端耦合至该功率放大器的输入端，该功率放大器的输出端耦合至与该射频发射通道对应的天线。
在一种可能的实现方式中，该电子装置为相控阵接收机，相控阵发射机或者相控阵收发机。将本申请实施例提供的可变增益放大器与相控阵天线技术结合时，可以使电子装置的信号具有良好的相位稳定性，满足5G以及高频等应用场景对于相位稳定性以及高线性度的需求。
在一种可能的实现方式中，该电子装置为手机，基站或个人电脑。
基于前一种可能的实施方式，在一种可能的实施方式中，该电子装置包括第二方面以及第二方面的各种可能的实现方式中所提及的多个天线。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简要介绍。
图1为现有技术中的电流舵型可变增益放大器的结构示意图；
图2为现有技术中的偏压控制型可变增益放大器的结构示意图；
图3a-3c分别为本申请实施例中的可变增益放大器的结构示意图；
图4为图3a-3c中的可变增益放大器的一个差分输入对的结构示意图；
图5为本申请实施例中的另一种可变增益放大器的结构示意图；
图6为晶体管的偏置电流与三阶交调功率的关系示意图；
图7为图3a-3c所示的可变增益放大器的等效电路示意图；
图8为现有技术中基于跨导级电路的可变增益放大器的线性度曲线示意图；
图9为图3a-3c所示的可变增益放大器的半边等效电路示意图；
图10为本申请实施例中的可变增益放大器采用2等分，4等分拆分方式与传统的不拆分方式的线性度曲线示意图；
图11为本申请实施例中的可变增益放大器采用4等分，非等分拆分方式与传统的不拆分方式的线性度曲线示意图；
图12为本申请实施例中的电子装置的结构示意图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请进行详细地描述。
参见图3a，本申请实施例提供了一种可变增益放大器30。具体地，如图3a所示，所述可变增益放大器30可以包括：第一跨导级(Gm stage)电路31和第二跨导级电路32，第一跨导级电路31包括第一放大电路Qp1和第二放大电路Qp2，第二跨导级电路32包括第三放大电路Qn1和第四放大电路Qn2，第一放大电路Qp1和第四放大电路Qn2构成差分输入对，第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1构成差分输入对。其中，所述第一放大电路Qp1和所述第二放大电路Qp2的输入端分别通过隔直电容C1和C2接收第一电压Vrf+，第一放大电路Qp1在第一偏置电压Vb1的控制下，基于第一电压Vrf+生成第一电流ip1，第二放大电路Qp2在第二偏置电压Vb2的控制下，基于第一电压Vrf+生成第二电流ip2。所述第三放大电路Qn1和所述第四放大电路Qn2的输入端分别通过隔直电容C3和C4接收第二电压Vrf-，第三放大电路Qn1在第一偏置电压Vb1的控制下，基于第二电压Vrf-生成第三电流in1，第四放大电路Qp2在第二偏置电压Vb2的控制下，基于第二电压Vrf-生成第四电流in2，所述第一电压Vrf+和所述第二电压Vrf-为差分输入电压(即一对大小相等而极性相反的对称信号)。最后，在可变增益放大器30的输出级，将第一电流ip1和第四电流in2合路形成第一输出电流iout+，将第二电流ip2和第三电流in1合路形成第二输出电流iout-，第一输出电流iout+和第二输出电流iout-为差分输出信号，也就是说，可变增益放大器30最终输出的电流信号为第一输出电流iout+和第二输出电流iout-的差值。
本领域技术人员应当知道，跨导级电路又可以称为跨导放大器(operationaltrans-conductance amplifier,OTA)，它是一种将输入差分电压转换为输出电流的放大器。通过改变第一偏置电压Vb1和第二偏置电压Vb2的大小，可以调节跨导级电路(31，32)的增益，进而实现对输出的电流信号的大小进行调节。
本实施例中，第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1和第四电路Qn2均为对称设计，也就是说，第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1和第四放大电路Qn2的结构在版图和尺寸上均相同，以便保持增益动态曲线(即增益-控制电压/控制码字)的一致性。
具体的，第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1和第四放大电路Qn2中的任意一个放大电路均包括多个并联的晶体管(也可以叫做Gm管)，且多个晶体管的偏压控制相互独立。传统的方案中，类似的跨导级电路中的第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1或第四放大电路Qn2就是一个晶体管。而本实施例中，通过将第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1或第四放大电路Qn2分别拆分为多个并联的小尺寸晶体管，并独立控制各个晶体管的偏压，由于在可变增益放大器的增益从最大增益状态向下变化时，可变增益放大器的线性度主要由差分输入对中偏置电流较小的放大电路所决定，而在小电流时，小尺寸晶体管的线性度要好于大尺寸晶体管，因此，通过将传统的采用一个大尺寸晶体管的放大电路，拆分成多个小尺寸的晶体管，可以解决传统的VGA在增益切换时出现的线性度恶化问题，从而改善线性度，进而使得可变增益放大器的输出信号的相位能够保持恒定。
本实施例中，任一放大电路中的多个并联的晶体管的数量和它们的尺寸相对比例，可以根据设计需要灵活调整，从而达到对线性度不同程度的改善，本实施案例不做具体限定。
如图3a所示，可变增益放大器30还包括：第一退化电路L1和第二退化电路L2，其中，所述第一退化电路L1用于改变所述第一跨导级电路31中的各晶体管的输出电流的线性度，所述第二退化电路L2用于改变所述第二跨导级电路32中的各晶体管的输出电流的线性度。通过这两个退化电路改善整个可变增益放大器的输出信号的线性度，可以使可变增益放大器的跨导增益尽可能地随着偏置电压的变化而线性地变化。
在本申请实施例中，通过引入用于改善各晶体管的输出电流的线性度的退化电路，进而改善可变增益放大器30的输出信号的线性度，可以使得可变增益放大器30的跨导增益尽可能地随着偏置电压的变化而线性地变化。
其中，所述第一退化电路L1和第二退化电路L2分别可以包括电阻或电感中的至少一种。也就是说，在本申请实施例中，所述退化电路L1或第二退化电路L2可为单独的电阻，单独的电感，或者电阻和电感的组合。
示例性的，图3a进一步示出了第四放大电路Qn2的结构。需要说明的是，为了简便起见，图3a中只示出了第四放大电路Qn2的详细结构，由于第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1的结构与第四放大电路Qn2的结构相同，因此，第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1的结构同样可以参考图3a所示出的第四电路Qn2的结构。图3a中，第四放大电路Qn2包括并联的第一晶体管Q0和第二晶体管Q1，相应的，第二偏置电压Vb2可以包括第一偏置电压Vb20和第二偏置电压Vb21，第一偏置电压Vb20用于控制第一晶体管Q0的增益大小，第二偏置电压Vb21用于控制第二晶体管Q1的增益大小，且第一晶体管Q0和第二晶体管Q1的偏置电压是独立控制的。
需要说明的是，图3a中，还示出了分别耦合至各个放大电路的差分信号输入端的偏置电阻R1，R2，R3和R4，通过改变偏置电阻R1，R2，R3和R4上施加第一偏置电压Vb1或第二偏置电压Vb2，即可以对各个放大电路实施偏压控制。本领域技术人员应当知道，示例性的，当第四放大电路Qn2包括并联的第一晶体管Q0和第二晶体管Q1时，图3a中的符号Qn2表征的是并联的第一晶体管Q0和第二晶体管Q1对应的等效电路，相应的，C4，Vb2，R4等符号也是分别表征第四放大电路Qn2中等效的隔直电容，偏置电压和偏置电阻。实际上，第一晶体管Q0和第二晶体管Q1各自的差分信号输入端分别设置有隔直电容和偏置电阻，通过在第一晶体管Q0对应的偏置电阻上施加偏置电压Vb20，可以改变第一晶体管Q0输出的偏置电流，通过在第二晶体管Q1对应的偏置电阻上施加偏置电压Vb21，可以改变第二晶体管Q1输出的偏置电流，进而实现对第四放大电路Qn2的增益的控制。本申请中，出于简便起见，在图3a-3c中均未使用符号对它们进行标注。
本实施例中，第一晶体管Q0和第二晶体管Q1可以采用三级管，例如：双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor，BJT)，此时，第一晶体管Q0和第二晶体管Q1各自的基极分别用于接收第二电压Vrf-，第一晶体管Q0和第二晶体管Q1各自的集电极短接后，用于输出第四电流in2，第一晶体管Q0和第二晶体管Q1各自的发射极则分别通过第二退化电路L2耦合接地，通过改变第一晶体管Q0和第二晶体管Q1各自基极的偏置电压，即第一偏置电压Vb20和第二偏置电压Vb21，可以控制三极管的跨导大小，实现增益控制。
在另一种实施方式中，如图3b所示，第四放大电路Qn2可以包括并联的第一晶体管Q0，第二晶体管Q1，第三晶体管Q2和第四晶体管Q3。应当理解，第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1的结构也分别与第四放大电路Qn2的结构相同。其中，第一晶体管Q0，第二晶体管Q1，第三晶体管Q2和第四晶体管Q3均采用三极管时，每个三极管的基极，集电极以及发射极的连接关系，可以参考图3a以及相应的实施例说明，这里不再赘述。通过对各个三极管的基极偏置电压(即Vb20，Vb21，Vb22，Vb23)进行独立控制，即可改变各个三极管的跨导大小，从而对第四放大电路Qn2的整体增益实现控制。应当理解，通过对第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1和第四放大电路Qn2分别进行增益控制，最终可以影响可变增益放大器30的整体增益。
在另一种实施方式中，第四放大电路Qn2中的多个并联的晶体管也可以采用金属氧化物半导体(MOS)管。如图3c所示，以晶体管采用P沟道MOS管为例，第四放大电路Qn2可以包括并联的4个MOS管，为了区别于图3a和图3b中三极管，这里分别用M0，M1，M2和M3来表示4个MOS管。此时，MOS管(M0，M1，M2和M3)的栅极用于接收第二电压Vrf-，MOS管(M0，M1，M2和M3)各自的漏极短接在一起后，用于将MOS管(M0，M1，M2和M3)各自的漏极电流合路，从而输出第四电流in2，MOS管(M0，M1，M2和M3)各自的源极则分别通过第二退化电路L2耦合接地，通过改变MOS管(M0，M1，M2和M3)各自栅极的偏置电压，即Vb20，Vb21，Vb22，Vb23，可以控制各个MOS管的跨导大小，从而对第四放大电路Qn2的增益进行控制。第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1的结构可以参考第四放大电路Qn2的结构，不再赘述。
为了更好地说明本实施例提供的可变增益放大器是如何改善线性度的，下面以三极管为例，对本申请的技术方案的增益控制原理进行介绍。当晶体管采用MOS管时，MOS管的增益控制原理类似，可以相互参考。
本领域技术人员应当知道，在三极管中，三级管的集电极电流Ic跟三级管的基极电压强相关，如公式(1)所示：
Figure BDA0001820109800000061
其中，Is为饱和电流，Vbe为基极和发射极之间的结电压，Vt为热电压，其中
Figure BDA0001820109800000062
k表示玻尔兹曼常量(即k＝1.3806488×10-23J/K)，T表示华氏温度，q表示元电荷的电荷量(即q＝1.602 176 565×10-19C)；
相应的，三极管的跨导增益gm可以表示为：
Figure BDA0001820109800000071
由此可见，三极管的跨导增益gm与Ic成正比。
进一步的，参见图4，图4所示为图3a-3c中可变增益放大器的一个差分输入对(Qp2和Qn1)。可以看到，将差分的第一电压Vrf+和第二电压Vrf-分别输入到差分输入对(Qp2和Qn1)的基极，同时把差分输入对(Qp2和Qn1)的集电极短接，则差分输入对(Qp2和Qn1)的输出电流Iout可以表示为：
Iout＝ip2+in1＝gm2*Vrf++gm1*Vrf-＝(gm2-gm1)*Vrf＝(|ip2|-|ip1|)*Vrf/Vt(3)
其中，gm1为Qp2的跨导增益，gm2为Qn1的跨导增益，Vrf＝|Vrf+|-|Vrf-|。
根据公式(3)可以看出，通过改变差分输入对(Qp2和Qn1)各自的基极或栅极的偏置电压(Vb1和Vb2)，就可以分别对流经差分输入对(Qp2和Qn1)的第二电流Ip2和第三电流In1的大小进行独立控制，进而控制差分输入对(Qp2和Qn1)的跨导大小，实现增益控制。
进一步地，参考图5，将图4所示的增益控制的原理进一步拓展到图3a-3b所示的可变增益放大器30中。需要说明的是，图5中的可变增益放大器30的结构与图3a-3b相同，可以参考图3a-3b，不同之处在于，图5还进一步示出了用于提供偏置电压Vb1和Vb2的偏置网络33。示例性的，通过改变由偏置网络33中的电流源I1和电流源I2输送给偏置电阻R1/R3，R2/R4的电流大小，就可以实现对偏置电压Vb1和Vb2的控制。
本实施例中，实现对可变增益放大器30的增益控制的关键在于电流分配策略，其中，可变增益放大器30的偏置电流的满足如下关系：
|ip2+in1|＝|in2+ip1|＝C (4)
其中，C为常数，也就是说，iout+和iout-两路的总电流相同，只是极性相反。
相应的，所述可变增益放大器40最终的增益可以通过公式5计算：
Figure BDA0001820109800000072
其中，Gain表示所述可变增益放大器30的增益。
理论上，通过控制流过第二放大电路Qp2(或第四放大电路Qn2)和第一放大电路Qp1(或第三放大电路Qn1)的电流比例，可以实现增益控制。示例性的，当流过第二放大电路Qp2的电流ip2和流过第三放大电路Qn1的电流in1相同时，由于正负抵消，可变增益放大器30输出的电流信号iout为0，增益最小；而当电流全部流过第二放大电路Qp2，且第三放大电路Qn1关断时，可变增益放大器30可以取得最大增益。由此可见，电流分配策略关系到可变增益放大器30的增益调整精度和动态范围。
本实施例中，为了更好地控制可变增益放大器30的增益，我们提出了如下的电流分配策略：
假定我们要实现N位(bit)的增益控制，N为正整数，且每进行一个增益档位的调整，晶体管的电流变化量为I0，那么可变增益放大器30的偏置电流关系可以表示如下：
ip2+in1＝in2+ip1＝Isum＝2N*I0 (6)
示例性的，当可变增益放大器30处于最高增益时，流过第二放大电路Qp2的电流ip2可以为2N*I0，同时由于第三放大电路Qn1关断，流过第三放大电路Qn1的电流in1为0；当ip2＝in1＝2N-1*I0时，由于ip2和in1相互抵消，可变增益放大器30无输出信号，因此增益最小。
下面以6bits增益控制为例，结合表1，对可变增益放大器30中的任一差分输入对(如：Qp2和Qn1，或者，Qp1和Qn2)在每个增益档下的电流变化进行说明，其中delta_Gain表示相对于最高增益(Gmax)的增益变化量，Gain_step表示增益调整步进，Gmin为最小增益。
表1
Figure BDA0001820109800000081
Figure BDA0001820109800000091
从表1可以看到，在采用6bits增益控制时，可变增益放大器30中的差分输入对的增益从最大增益(Gmax)过渡到最小增益(Gmin)，一共可以包括33个增益状态，即增益状态1，2，……33，其中，增益状态1即表示差分输入对的增益最大(Gmax)，增益状态33表示差分输入对的增益最小(Gmin)，增益状态2-32则分别对应从Gmax到Gmin之间的各个过渡状态。下文中为了表述方便，也会使用增益状态Gmax，以及增益状态Gmin的说法，具体可以参考表1以及这里的表述，后续不再赘述。
表1中，对比增益状态1和增益状态33，可以看到增益变化的动态范围可以达到30分贝(dB)左右。同时，可变增益放大器30的Gain_step主要由增益控制的位数决定，理论上，增益控制的位数越多，则Gain_step的调整越精细。
进一步的，从表1中可以看出，差分输入对的一个放大电路的偏置电流递增，而另一个放大电路的偏置电流递减。同时，由于在递增或者递减时，每个档位的电流变化量恒定为I0，当动态范围很大时，Gain_step也很大。为了让Gain_step的调整更精细，还可以针对每个档位设置不同的电流变化量，也就是说采用不等电流步进的电流分配策略，例如：动态范围较大时，可以通过减小每一步的电流变化量，进而减小Gain_step。如果采用不等电流步进的电流分配策略，理论上可以实现线性的(Linear-dB)增益调整。
以上描述是可变增益放大器30如何实现增益控制，下文进一步介绍晶体管的线性度随增益变化而恶化的原因，以及本实施例提供的改进方案。
在射频或微波频段，改变晶体管的偏置电流Ic，其输出的三阶交调信号的功率(P_IM3)变化如图6所示。可以看到，当晶体管尺寸固定时，无论是大尺寸还是小尺寸的晶体管，随着偏置电流Ic的增加，晶体管的三阶交调功率P_IM3都会逐步降低，从而呈现出较好的线性度。这是由于晶体管的寄生参数在不同电流密度下不同而导致的，是晶体管本身固有的物理特性，即晶体管的特征频率ft随着Ic的电流密度的增加而上升；在高频应用场景下时，晶体管的这种现象更加明显。
由图6可以看出，当流过晶体管的偏置电流较小时，该晶体管的三阶交调功率较高，相应的，线性度较差，从而成为了制约可变增益放大器的线性度的关键因素。
图7是图3a-3c所示的可变增益放大器30的等效电路。如图7所示，在最大增益状态Gmax时，第一放大电路Qp1关断，偏置电流全部流过第二放大电路Qp2，可变增益放大器的线性度由第二放大电路Qp2决定。由于在偏置电流较大时，第二放大电路Qp2的三阶交调功率较低，此时可变增益放大器30的线性度较好。但是，当增益从最大增益状态开始往较低的增益状态切换时，第三放大电路Qn1的偏置电流从0开始逐渐增加，此时，由于流过第三放大电路Qn1的偏置电流较小，第三放大电路Qn1会产生较大的三阶交调功率。当第三放大电路Qn1产生的电流in1与第二放大电路Qp2产生的电流ip2合路得到iout-后，整个可变增益放大器的三阶交调功率由第三放大电路Qn1决定，由于偏置电流较小时，晶体管的线性度较差，从而导致可变增益放大器30的线性度相对最高增益状态有所下降。
进一步地，如图8所示，当可变增益放大器采用切换Gm级来实现增益切换，在从最高增益状态向下切换的一定范围内，可变增益放大器的线性度主要由小电流的晶体管所决定，这就导致可变增益放大器的线性度在整个动态范围内呈现很明显的凹坑(如图8中线性度瓶颈区间所示)，其中，IIP3为输入三阶交调截取点(Input Third-order InterceptPoint)，Gain为增益。特别地，从图8中可以看到，随着频率(Freq)的上升(例如：30GHz→40GHz→60GHz)，可变增益放大器的线性度的下降会更多，凹坑现象更明显。这是如图3所示的可变增益放大器的固有缺陷，当晶体管采用MOS管或双极结型晶体管(Bipolar JunctionTransistor，BJT)工艺时，同样存在相同的问题。随着第五代移动通信(5G)应用的普及，工作频率不断向微波频段提升，该问题会愈发严重，即随着频率的上升，可变增益放大器的线性度会下降得更多。
根据上述分析可以看出，可变增益放大器的线性度存在性能瓶颈的主要原因在于可变增益放大器的晶体管中流过的电流较小。需要说明的是，为了更好的体现本申请的技术方案的优越性，在前述关于图6至图8以及相应的增益控制原理的描述中，是假定第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1和第三四放大电路Qn2分别为一个晶体管来进行说明的，因为传统的Gm级电路中，就是由一对晶体管构成差分输入对的。
本实施例中，通过把第一放大电路Qp1，第二放大电路Qp2，第三放大电路Qn1和第四放大电路Qn2分别拆分为多个并联的晶体管，其中每个晶体管的偏置独立控制，按照一定的选通策略决定每个晶体管的导通电流，即可实现对可变增益放大器的线性度最差点(即凹坑)的规避，同时保持了可变增益放大器在增益控制时具有的大动态(delta_Gain)和小步进(Gain_step)的优点。
图9所示为与图3中第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1对应的半边等效电路。以下将结合图9，对选通策略进行详细说明。
假设在传统的Gm级电路中，第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1分别采用一个晶体管，且晶体管的尺寸均为W,为了表述方便，以下用晶体管不拆分来表述传统Gm级电路中的各个放大电路采用一个晶体管的情况。在可变增益放大器的各个增益状态下，流过第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1各自的晶体管的电流大小如表2所示。需要说明的是，表2中每个档位的电流变化量默认为I0，为了简便起见，表中仅示出了表示电流大小的数字。应当知道，以Gmax状态为例，流经第二放大电路Qp2的电流iQp2应为2N*I0，后续的表中的电流表示方式与此类似，不再赘述。
表2
Figure BDA0001820109800000101
参见图3a，若将第二放大电路Qp2和第三放大电路Qn1按晶体管尺寸等分成二份，即将第二放大电路Qp2拆分为并联的晶体管QP2<0>和晶体管Qp2<1>，将第三放大电路Qn1拆分为并联的晶体管Qn1<0>和晶体管Qn1<1>，且晶体管QP2<0>，Qp2<1>，Qn1<0>和Qn1<1>的尺寸均为W/2，此时，在可变增益放大器的各个增益状态下，分别流过晶体管QP2<0>，Qp2<1>，Qn1<0>和Qn1<1>的电流大小可以如表3所示；
表3
Figure BDA0001820109800000111
从表3中可以看出，本实施例提供的电流分配策略中，当任一差分输入对(即Qp2和Qn1，或者，Qp1和Qn2)的增益切换时，例如：当从最高增益状态向下切换时，差分输入对中的一个放大电路中各个晶体管输出的总的偏置电流递减，而另一个放大电路中各个晶体管输出的总的偏置电流递增，且差分输入对的总电流保持不变。示例性的，表3中，第二放大电路Qp2输出的偏置电流iQp2＝iQp2<1>+iQp2<0>，第三放大电路Qn1输出的偏置电流iQn1＝iQn1<1>+iQn1<0>，其中，iQp2递减，而iQn1递增，而递增或者递减的幅度，也就是电流调整的步进值为I0。
从表3可以看到，当增益状态从Gmax往Gmin切换时，以表中第二个状态(参见表1，Gmax为第一个状态，第二个状态相当于增益状态Gmax对应的控制位变化1bit)为例，其中，iQn1<1>＝0,iQn1<0>＝1*I0,，相比表2中的第二个状态(其中iQn1＝1*I0)而言，流过第三放大电路Qn1的总电流iQn1保持不变，仍为1*I0，其中，由于晶体管Qn1<0>和晶体管iQn1<1>并联，iQn1＝iQn1<1>+iQn1<0>，其它放大电路与各自拆分后的多个晶体管的电流关系与此类似，不再赘述；但是表3中，1*I0只流过其中第三放大电路Qn1中的一个晶体管Qn1<0>，它的尺寸为W/2，而另一个晶体管iQn1<1>则关断，由此可知，当第三放大电路Qn1拆分为2个并联的晶体管的情况下，流过第三放大电路Qn1的电流密度为不拆分情况下的2倍。根据附图6以及前述的分析可知，相同尺寸下，流过晶体管的电流越大，则三阶交调功率越小，相应的，线性度就越好。因此，本实施例通过将传统方案中采用一个晶体管的放大电路拆分为2个并联的晶体管，提高了放大电路中的电流密度，进而改善了可变增益放大器的线性度。
进一步地，如图3b以及表4所示，若将放大电路的晶体管尺寸等分为四份，示例性的，将第二放大电路Qp2由传统方案中的一个晶体管拆分为4个并联的晶体管Qp2<0>，Qp2<1>，Qp2<2>和Qp2<3>，以及将第三放大电路Qn1拆分为4个并联的晶体管Qn1<0>，Qn1<1>，Qn1<2>和Qn1<3>，晶体管Qp2<0>，Qp2<1>，Qp2<2>，Qp2<3>，Qn1<0>，Qn1<1>，Qn1<2>和Qn1<3>的尺寸均为W/4，则在增益从最高状态Gmax切换到最低状态Gmin时，流过各个晶体管的电流大小如表4所示。
表4
Figure BDA0001820109800000112
Figure BDA0001820109800000121
从表中可以看到，示例性的，当增益状态从第一个状态(Gmax)变化到第二个状态时，流过第三放大电路Qn1的电流iQn1不变，仍为1*I0；但是1*I0只流过其中1/4的晶体管，而另外3/4晶体管关断，从而流过Qn1的电流密度为不拆分情况下的4倍。根据前面的分析可知，由于相比流经第二放大电路Qp2的偏置电流而言，流过第三放大电路Qn1的偏置电流较小，当第三放大电路Qn1产生的电流iQn1与第二放大电路Qp2产生的电流iQp2合路得到iout-后，整个可变增益放大器的三阶交调功率是由第三放大电路Qn1决定的。将第三放大电路Qn1四等分以后，由于第三放大电路Qn1的电流密度相比不拆分的情况得到提高，相应的，第三放大电路Qn1对应的三阶交调功率变小了，从而进一步改善了可变增益放大器的线性度。
进一步地，图10示出了在放大电路2等分，4等分以及不拆分几种情况下，可变增益放大器的线性度的对比曲线，可以看到，随着作为拆分后的晶体管数量的增多，VGA的线性度随增益切换存在凹坑的问题得到较好的规避，从而突破了VGA在增益动态范围内线性度的性能瓶颈，提升了电路整体的性能。依此类推，我们可以把放大电路拆分成2N组(N＝1，2,3….)晶体管，拆分之后，VGA的线性度会依次提升，N为正整数。
本实施例中，在将晶体管尺寸拆分为四份时，还可以采用非等尺寸的拆分方式。示例性的，可以将第二放大电路Qp2拆分为4个并联的晶体管Qp2<0>，Qp2<1>，Qp2<2>和Qp2<3>，4个晶体管的尺寸依次为W/8，W/8，W/4，W/2，以及将第三放大电路Qn1拆分为4个并联的晶体管Qn1<0>，Qn1<1>，Qn1<2>和Qn1<3>，它们的尺寸同样依次为W/8，W/8，W/4，W/2。在VGA的增益从最高状态切换到最低状态时，流过各个晶体管的电流大小可以参考表5。
表5
Figure BDA0001820109800000122
Figure BDA0001820109800000131
可以看到，在第二个增益状态下(即增益状态从Gmax往下变小1bit)，流过第三放大电路Qn1的总电流iQn1仍然不变，仍为1*I0，但是1*I0只流过晶体管Qn1<0>，由于Qn1<0>的尺寸为W/8，相当于1*I0只流过第三放大电路Qn1中1/8的晶体管，而另外7/8的晶体管关断，从而使得流过第三放大电路Qn1的总电流iQn1的电流密度为不拆分情况下的8倍。同时，与第三放大电路Qn1四等分拆分的方式相比，电流密度也提升了2倍。因此，采用非四等分的拆分方式，可以进一步改善VGA的线性度
图11给出了可变增益放大器的线性度分别在不拆分，四等分以及非四等分等拆分方式下的对比曲线，可以看到，相比晶体管尺寸不拆分或者四等分拆分的方式，采用非四等分拆分的方式，更好地规避了VGA的线性度随增益切换存在凹坑的问题，进一步地改善了线性度。
依次类推，我们可以把放大电路由传统的一个晶体管拆分为2N(N＝1,2,3….)个并联的晶体管，2N个晶体管的尺寸的比例可以根据设计需要进行调整，以达到最佳的线性度提升效果。示例性的，以4个并联的晶体管为例，如表6所示，本实施例提供了几种不同的拆分比例。
表6
2N＝4 Q<sub>p2&lt;3&gt;</sub> Q<sub>p2&lt;2&gt;</sub> Q<sub>p2&lt;2&gt;</sub> Q<sub>p2&lt;2&gt;</sub> 总尺寸
拆分比例1 W/4 W/4 W/4 W/4 W
拆分比例2 W/2 W/4 W/8 W/8 W
拆分比例3 3W/4 W/8 W/16 W/16 W
进一步地，如图12所示，本申请实施例还提供了一种电子装置40，具体的，电子装置40可以是相控阵接收机，相控阵发射机或者相控阵收发机，还可以是应用了相控阵接收机，相控阵发射机或者相控阵发机的电子设备，例如手机，基站，个人电脑等，电子装置40包括：
多个天线41，例如：可以是天线1，天线2……天线N，其中N为大于1的正整数；
射频前端42，包括：分别与所述多个天线41一一对应的多个射频通道42，且所述多个射频通道42分别耦合至所述多个天线41，其中，每个射频通道包括射频接收通道或射频发射通道中的至少一种，所述射频接收通道或所述射频发射通道分别包括前述实施例中所描述的可变增益放大器，可变增益放大器的结构具体可以参考前述实施例，此处不再赘述。也就是说，如果电子装置40是相控阵发射机，则每个射频通道都包括射频发射通道；如果电子装置40是相控阵接收机，相应的，每个射频通道都包括射频接收通道；如果电子装置40是集成了接收和发射功能的相控阵收发机，则每个射频通道都包括射频接收通道和射频发射通道；
合路器43，耦合至所述多个射频通道42。
具体的，如图11所示，射频接收通道可以包括：低噪声放大器(LNA)420，可变增益放大器(VGA)421，放大器(Amp)422以及移相器(PS)423，其中，LNA420的输入端耦合至该射频接收通道对应的天线，LNA420的输出端耦合至VGA421的输入端，VGA421的输出端耦合至放大器422的输入端，放大器422的输出端耦合至移相器423的输入端，移相器423的输出端耦合至合路器43。LNA 420用于放大与射频接收通道对应的一个天线从空中接收到的微弱信号，并降低噪声干扰；LNA420处理后的信号经VGA 421和放大器422进一步放大之后，再由移相器423进行相位调制。
射频发射通道可以包括：功率放大器(PA)424，VGA 425，放大器426以及移相器(PS)426，其中，移相器427的输入端耦合至合路器43，移相器427的输出端耦合至放大器426的输入端，放大器426的输出端耦合至可变增益放大器425的输入端，可变增益放大器425的输出端耦合至功率放大器424的输入端，功率放大器424的输出端耦合至该射频发射通道对应的天线。移相器427用于对合路器43输出的多个信号中的一个进行相位调制，然后再由放大器426以及VGA425进行放大，最后，由PA424将由放大器426以及VGA425处理后信号放大到足够的功率，再经由天线41发射出去。
在相控阵发射机中，合路器43是用于将上转换后的RF信号分解成多个信号兵分别提供给各个射频发射通道；在相控阵接收机中，合路器43则是用于对多个射频接收通道进行相位调制后的信号进行合路，然后提供给下一级的电路进行下转换。
本实施例中，由于采用的VGA(421或425)在不同增益状态下，都能保持较好的线性度，可以使得VGA在对信号进行放大的同时，还使得放大后的信号的相位保持恒定，进而可以避免或减小对移相器(PS423或427)性能的恶化，满足电子装置40对恒定相位的需求。
显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (14)

1.一种可变增益放大器，其特征在于，包括：
第一跨导级电路和第二跨导级电路，所述第一跨导级电路包括：第一放大电路和第二放大电路，所述第二跨导级电路包括：第三放大电路和第四放大电路，所述第一放大电路和所述第四放大电路构成差分输入对，所述第二放大电路和所述第三放大电路构成差分输入对；
其中，所述第一放大电路，所述第二放大电路，所述第三放大电路和所述第四放大电路中的每个放大电路包括：多个并联的晶体管，且所述多个晶体管的偏压控制相互独立。
2.如权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一放大电路，所述第二放大电路，所述第三放大电路和所述第四放大电路各自的结构均相同。
3.如权利要求1或2所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一放大电路，所述第二放大电路，所述第三放大电路和所述第四放大电路各自输出的偏置电流满足如下关系：
|ip2+in1|＝|in2+ip1|＝C；
其中，ip1为所述第一放大电路输出的偏置电流，ip2为所述第二放大电路输出的偏置电流，in1为所述第三放大电路输出的偏置电流，in2为所述第四放大电路输出的偏置电流，C为常数。
4.如权利要求3所述的可变增益放大器，其特征在于，在所述可变增益放大器进行增益切换时，在由所述第一放大电路和所述第四放大电路，或，由所述第二放大电路和所述第三放大电路构成的差分输入对中，一个放大电路输出的偏置电流递减，而另一个放大电路输出的偏置电流递增。
5.如权利要求1至4任一所述的可变增益放大器，其特征在于，还包括：
第一退化电路和第二退化电路，其中，所述第一退化电路用于改变所述第一跨导级电路中的各晶体管输出的偏置电流的线性度，所述第二退化电路用于改变所述第二跨导级电路中的各晶体管输出的偏置电流的线性度。
6.如权利要求5所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一退化电路和所述第二退化电路中的任一退化电路包括电阻或电感中的至少一种。
7.如权利要求1至6任一所述的可变增益放大器，其特征在于，所述多个晶体管为三极管。
8.如权利要求7所述的可变增益放大器，其特征在于，在每个放大电路中，所述多个晶体管的基极用于分别接收输入电压，所述多个晶体管的发射极分别用于通过所述第一退化电路或所述第二退化电路耦合接地，所述多个晶体管的集电极短接在一起，并用于输出偏置电流。
9.如权利要求1至6任一所述的可变增益放大器，其特征在于，所述多个晶体管为金属氧化物半导体(MOS)管。
10.如权利要求9所述的可变增益放大器，其特征在于，在每个放大电路中，所述多个晶体管的栅极用于分别接收输入电压，所述多个晶体管的源极分别用于通过所述第一退化电路或所述第二退化电路耦合接地，所述多个晶体管的漏极短接在一起，并用于输出偏置电流。
11.一种电子装置，其特征在于，包括：
射频前端，包括：分别与多个天线一一对应的多个射频通道，且所述多个射频通道分别耦合至所述多个天线，其中，每个射频通道包括射频接收通道或射频发射通道中的至少一种，所述射频接收通道或所述射频发射通道分别包括如权1至10任一所述的可变增益放大器；以及
合路器，分别与所述多个射频通道相耦合。
12.如权利要求11所述的电子装置，其特征在于，所述射频接收通道还包括：低噪声放大器，放大器以及移相器，其中，所述低噪声放大器的输入端耦合至与所述射频接收通道对应的天线，所述低噪声放大器的输出端耦合至所述可变增益放大器的输入端，所述可变增益放大器的输出端耦合至所述放大器的输入端，所述放大器的输出端耦合至所述移相器的输入端，所述移相器的输出端耦合至所述合路器。
13.如权利要求11所述的电子装置，其特征在于，所述射频发射通道还包括：功率放大器，放大器以及移相器，其中，所述移相器的输入端耦合至所述合路器，所述移相器的输出端耦合至所述放大器的输入端，所述放大器的输出端耦合至所述可变增益放大器的输入端，所述可变增益放大器的输出端耦合至所述功率放大器的输入端，所述功率放大器的输出端耦合至与所述射频发射通道对应的天线。
14.如权利要求11至13任一所述的电子装置，其特征在于，所述电子装置为相控阵接收机，相控阵发射机或者相控阵收发机。
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